JPH0868851A - オーバーサンプリングによる加重相関装置 - Google Patents
オーバーサンプリングによる加重相関装置Info
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- G01S13/50—Systems of measurement based on relative movement of target
- G01S13/52—Discriminating between fixed and moving objects or between objects moving at different speeds
- G01S13/522—Discriminating between fixed and moving objects or between objects moving at different speeds using transmissions of interrupted pulse modulated waves
- G01S13/524—Discriminating between fixed and moving objects or between objects moving at different speeds using transmissions of interrupted pulse modulated waves based upon the phase or frequency shift resulting from movement of objects, with reference to the transmitted signals, e.g. coherent MTi
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-
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 本発明は、ターゲット検出システムで使用さ
れるデジタル相関装置のドップラシフトによる相関性能
の劣化を軽減することを目的とする。 【解決手段】 ワードセグメントに対して１組のランプ
加重Ｗ（ｋ）を出力する手段と、ワードセグメントのラ
ンプ加重和を形成し、基準ワードビットの積と、ワード
セグメントを構成する各ビットのランプ加重Ｗ（ｋ）さ
れたセグメントを有する対応した受信ビットの積との各
和を累算するランプ加重加算手段76と、ワードセグメン
トの均一加重和を形成し、基準ワードビットと受信ワー
ドビットとの積の各和を累算する均一加重加算手段84
と、ランプ加重和と、複数の先行するワードセグメント
の均一加重和とのスケールされた形態の三角形加重され
た和を含む出力信号を形成させる手段52,54,56,58,60,6
2,64,68 とを備えていることを特徴とする。
れるデジタル相関装置のドップラシフトによる相関性能
の劣化を軽減することを目的とする。 【解決手段】 ワードセグメントに対して１組のランプ
加重Ｗ（ｋ）を出力する手段と、ワードセグメントのラ
ンプ加重和を形成し、基準ワードビットの積と、ワード
セグメントを構成する各ビットのランプ加重Ｗ（ｋ）さ
れたセグメントを有する対応した受信ビットの積との各
和を累算するランプ加重加算手段76と、ワードセグメン
トの均一加重和を形成し、基準ワードビットと受信ワー
ドビットとの積の各和を累算する均一加重加算手段84
と、ランプ加重和と、複数の先行するワードセグメント
の均一加重和とのスケールされた形態の三角形加重され
た和を含む出力信号を形成させる手段52,54,56,58,60,6
2,64,68 とを備えていることを特徴とする。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明はターゲット検出シス
テムで使用されるタイプのデジタル相関器、特にドップ
ラシフトによる相関器性能の劣化を軽減するためのラン
プ加重およびオーバーサンプリングを使用する相関器に
関する。
テムで使用されるタイプのデジタル相関器、特にドップ
ラシフトによる相関器性能の劣化を軽減するためのラン
プ加重およびオーバーサンプリングを使用する相関器に
関する。
【０００２】
【従来の技術】通常のデジタル相関技術が標準的なレー
ダテキスト（ナサロン（Nathanson ）のRadar Design P
rincipleとスコルニック（Skolnick）のIntroduction t
o Radar Systems ）に記載されている。デジタル距離の
相関は米国特許第4,989,009 号明細書に記載されてい
る。
ダテキスト（ナサロン（Nathanson ）のRadar Design P
rincipleとスコルニック（Skolnick）のIntroduction t
o Radar Systems ）に記載されている。デジタル距離の
相関は米国特許第4,989,009 号明細書に記載されてい
る。
【０００３】ターゲット検出に有用な通常の距離相関器
20が図１に示されており、基準ワード32で変調器24より
変調された送信信号を発生する送信機22を含んでいる。
送信信号はターゲット方向に放射され、受信機26に反射
される。受信機出力信号は相関器30に与えられる。相関
器30は遅延装置34と乗算器36とワードの長さにわたって
加算するための加算器38を含んでいる。遅延された基準
ワードは受信機出力信号で乗算される。加算器38の出力
はターゲット検出用のプロセッサに与えられる。
20が図１に示されており、基準ワード32で変調器24より
変調された送信信号を発生する送信機22を含んでいる。
送信信号はターゲット方向に放射され、受信機26に反射
される。受信機出力信号は相関器30に与えられる。相関
器30は遅延装置34と乗算器36とワードの長さにわたって
加算するための加算器38を含んでいる。遅延された基準
ワードは受信機出力信号で乗算される。加算器38の出力
はターゲット検出用のプロセッサに与えられる。
【０００４】ゼロドップラシフトの受信信号では、受信
出力信号はワードシーケンスのサンプル時間と、ビット
値に応じて振幅＋Ａまたは−Ａを有する。相関器30中の
基準ワード32は基準ワードのビットシーケンスに応じて
振幅＋１または−１を有する。受信機出力信号と遅延さ
れた基準ワードが時間的に整列されるとき（即ち、ター
ゲット距離遅延が遅延装置34により与えられる相関器遅
延に等しいとき）乗算器の出力はワードの全長で＋Ａ
［（＋Ａ）×（＋１）＝＋Ａまたは（−Ａ）×（−１）
＝＋Ａ］である。乗算器からの出力サンプルはワードの
長さにわたって和を最大にするため共に加算する。受信
信号と遅延された基準ワード32が時間的に整列されない
とき乗算器36の出力は＋Ａまたは−Ａである。ワードの
長さにわたって乗算器からの出力サンプルは加算または
減算され、従って加算器38によるワードの長さにわたる
和は最大の相関ピークよりも小さい。
出力信号はワードシーケンスのサンプル時間と、ビット
値に応じて振幅＋Ａまたは−Ａを有する。相関器30中の
基準ワード32は基準ワードのビットシーケンスに応じて
振幅＋１または−１を有する。受信機出力信号と遅延さ
れた基準ワードが時間的に整列されるとき（即ち、ター
ゲット距離遅延が遅延装置34により与えられる相関器遅
延に等しいとき）乗算器の出力はワードの全長で＋Ａ
［（＋Ａ）×（＋１）＝＋Ａまたは（−Ａ）×（−１）
＝＋Ａ］である。乗算器からの出力サンプルはワードの
長さにわたって和を最大にするため共に加算する。受信
信号と遅延された基準ワード32が時間的に整列されない
とき乗算器36の出力は＋Ａまたは−Ａである。ワードの
長さにわたって乗算器からの出力サンプルは加算または
減算され、従って加算器38によるワードの長さにわたる
和は最大の相関ピークよりも小さい。
【０００５】受信信号がドップラ周波数シフトＦｄを有
するとき、時間ｔにおける相関器30への信号サンプルは
単に±Ａではなく、正弦波的に±Ａｓｉｎ（２πＦｄ
ｔ）で変化する。正弦波変化は信号サンプルの振幅と極
性を変化し、従って相関器出力は信号がゼロではないド
ップラ周波数シフトを有するとき劣化される。相関信号
と非相関信号の劣化が図２で示されている。
するとき、時間ｔにおける相関器30への信号サンプルは
単に±Ａではなく、正弦波的に±Ａｓｉｎ（２πＦｄ
ｔ）で変化する。正弦波変化は信号サンプルの振幅と極
性を変化し、従って相関器出力は信号がゼロではないド
ップラ周波数シフトを有するとき劣化される。相関信号
と非相関信号の劣化が図２で示されている。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】相関信号に対する加算
器38の出力はドップラ周波数が増加すると減少し、一方
非相関信号に対する加算器の出力はドップラ周波数が増
加すると共に増加する。相関信号と非相関信号とを区別
する能力は信号ドップラ周波数シフトが増加すると劣化
される。さらに、ワード反復速度の出力を有する通常の
相関器30は本質的に出力で白色雑音を有し、従って、相
関信号の信号対雑音比は信号ドップラ周波数が増加する
と減少する。
器38の出力はドップラ周波数が増加すると減少し、一方
非相関信号に対する加算器の出力はドップラ周波数が増
加すると共に増加する。相関信号と非相関信号とを区別
する能力は信号ドップラ周波数シフトが増加すると劣化
される。さらに、ワード反復速度の出力を有する通常の
相関器30は本質的に出力で白色雑音を有し、従って、相
関信号の信号対雑音比は信号ドップラ周波数が増加する
と減少する。
【０００７】ドップラシフトによる相関劣化をさらに周
波数ドメインでの相関動作を検査することにより説明す
ることができる。定常状態の周期的な変調に対して、図
３のＡ乃至Ｃはそれぞれ加算器38への入力における相関
信号と非相関信号の信号ラインスペクトルを示してお
り、図３のＣは周波数ドメインにおける加算器の応答特
性を示している。加算器38への相関信号は一定振幅正弦
曲線であり、従って信号ドップラ周波数Ｆｄにおける単
一のスペクトルラインだけが存在する。非相関信号は反
復速度とその高調波から±Ｆｄで多数の側帯波を有する
広帯域信号である。正弦曲線に応答する加算器38は周波
数の増加と共に減少し、反復速度および高調波でゼロで
あり、サイドローブのピークはゼロの間にある。信号ド
ップラシフトがゼロであるとき非相関信号の側帯波は反
復速度で低下し、高調波は加算器のゼロで低下する。ゼ
ロではないドップラシフトでは非相関信号の側帯波は加
算器のゼロから移動し、非相関信号を排除する能力を劣
化する。
波数ドメインでの相関動作を検査することにより説明す
ることができる。定常状態の周期的な変調に対して、図
３のＡ乃至Ｃはそれぞれ加算器38への入力における相関
信号と非相関信号の信号ラインスペクトルを示してお
り、図３のＣは周波数ドメインにおける加算器の応答特
性を示している。加算器38への相関信号は一定振幅正弦
曲線であり、従って信号ドップラ周波数Ｆｄにおける単
一のスペクトルラインだけが存在する。非相関信号は反
復速度とその高調波から±Ｆｄで多数の側帯波を有する
広帯域信号である。正弦曲線に応答する加算器38は周波
数の増加と共に減少し、反復速度および高調波でゼロで
あり、サイドローブのピークはゼロの間にある。信号ド
ップラシフトがゼロであるとき非相関信号の側帯波は反
復速度で低下し、高調波は加算器のゼロで低下する。ゼ
ロではないドップラシフトでは非相関信号の側帯波は加
算器のゼロから移動し、非相関信号を排除する能力を劣
化する。
【０００８】
【課題を解決するための手段】本発明は、基準ワード期
間を有するビット長Ｌの基準デジタルワードで直列ビッ
ト流の受信された連続したデジタルワードの相関を行う
方法において、１組のランプ加重Ｗ（ｋ）を準備し、こ
こでＫ＝１乃至Ｌ／Ｎであり、Ｎは受信されたデジタル
ワードを構成するワードセグメントの数であり、各ワー
ドセグメントはＬ／Ｎビットを有し、各ワードセグメン
トにわたってランプ加重された和を形成し、前記和は基
準ワードビットの積とランプ加重Ｗ（ｋ）を有するワー
ドセグメントから構成されている対応する受信ビットの
積との和で構成され、各ワードセグメントにわたって均
一な加重の和を形成し、この和は基準ワードビットと、
セグメントを構成する対応する受信ワードビットの積の
和で構成され、ワードセグメント速度と等しい速度のデ
ジタル相関器出力信号を形成し、各出力信号は予め定め
られた複数の受信ワードをカバーする複数の先行するワ
ードセグメントにわたってランプ加重された和と均一加
重された和のスケールした三角形加重和から構成され、
それによって受信信号のドップラシフト変調により生じ
る相関器性能の劣化を減少するステップを含んでいる。
間を有するビット長Ｌの基準デジタルワードで直列ビッ
ト流の受信された連続したデジタルワードの相関を行う
方法において、１組のランプ加重Ｗ（ｋ）を準備し、こ
こでＫ＝１乃至Ｌ／Ｎであり、Ｎは受信されたデジタル
ワードを構成するワードセグメントの数であり、各ワー
ドセグメントはＬ／Ｎビットを有し、各ワードセグメン
トにわたってランプ加重された和を形成し、前記和は基
準ワードビットの積とランプ加重Ｗ（ｋ）を有するワー
ドセグメントから構成されている対応する受信ビットの
積との和で構成され、各ワードセグメントにわたって均
一な加重の和を形成し、この和は基準ワードビットと、
セグメントを構成する対応する受信ワードビットの積の
和で構成され、ワードセグメント速度と等しい速度のデ
ジタル相関器出力信号を形成し、各出力信号は予め定め
られた複数の受信ワードをカバーする複数の先行するワ
ードセグメントにわたってランプ加重された和と均一加
重された和のスケールした三角形加重和から構成され、
それによって受信信号のドップラシフト変調により生じ
る相関器性能の劣化を減少するステップを含んでいる。
【０００９】好ましい実施形態では、出力信号は２つの
先行する受信ワードにわたって形成され、相関器出力信
号を形成するステップにおいて、ランプ加重されたセグ
メントの和を先行する２つのワード期間にわたって記憶
し、均一加重されたセグメントの和を２つの先行するワ
ード期間にわたって記憶し、三角形加重を達成するため
に三角形加重の上り勾配または下り勾配を表すように＋
１または−１により、記憶されたランプ加重セグメント
の和のシーケンスをスケーリングし、セグメント内のラ
ンプ加重と三角形加重の間のオフセットを表すために適
切な整数値により記憶された均一加重セグメント和のシ
ーケンスをスケーリングし、特定のワードセグメントに
対する相関器出力信号を与えるために適切な標準化係数
で、スケールされたランプ加重されたセグメントの和
と、スケールされた均一加重された和とを累算するステ
ップを含んでいる。
先行する受信ワードにわたって形成され、相関器出力信
号を形成するステップにおいて、ランプ加重されたセグ
メントの和を先行する２つのワード期間にわたって記憶
し、均一加重されたセグメントの和を２つの先行するワ
ード期間にわたって記憶し、三角形加重を達成するため
に三角形加重の上り勾配または下り勾配を表すように＋
１または−１により、記憶されたランプ加重セグメント
の和のシーケンスをスケーリングし、セグメント内のラ
ンプ加重と三角形加重の間のオフセットを表すために適
切な整数値により記憶された均一加重セグメント和のシ
ーケンスをスケーリングし、特定のワードセグメントに
対する相関器出力信号を与えるために適切な標準化係数
で、スケールされたランプ加重されたセグメントの和
と、スケールされた均一加重された和とを累算するステ
ップを含んでいる。
【００１０】特にデジタル距離相関に適した対応するデ
ジタル相関器構造を説明する。相関器は通常のデジタル
相関器に増加した出力データ速度を与え、それによっ
て、受信した雑音サンプルのスペクトル密度の妨害を減
少する。さらに、増加した出力データ速度によって、デ
ジタル相関器出力信号は非相関信号の側帯波を減衰する
ためにドップラ周波数フィルタおよび／またはローパス
フィルタによりデジタル的にフィルタ処理されることが
できる。
ジタル相関器構造を説明する。相関器は通常のデジタル
相関器に増加した出力データ速度を与え、それによっ
て、受信した雑音サンプルのスペクトル密度の妨害を減
少する。さらに、増加した出力データ速度によって、デ
ジタル相関器出力信号は非相関信号の側帯波を減衰する
ためにドップラ周波数フィルタおよび／またはローパス
フィルタによりデジタル的にフィルタ処理されることが
できる。
【００１１】本発明は減少された距離のサイドローブを
与えるためにターゲット検出システムにおけるデジタル
技術の使用を可能にする。さらに、デジタル技術の使用
はシステムを構成するためハードウェアの量を減少す
る。
与えるためにターゲット検出システムにおけるデジタル
技術の使用を可能にする。さらに、デジタル技術の使用
はシステムを構成するためハードウェアの量を減少す
る。
【００１２】本発明はデジタル相関を使用してアナログ
相関から生じる距離サイドローブ特性を整合する。本発
明以前にはデジタル相関技術はアナログ相関のサイドロ
ーブ特性を整合することが不可能であった。
相関から生じる距離サイドローブ特性を整合する。本発
明以前にはデジタル相関技術はアナログ相関のサイドロ
ーブ特性を整合することが不可能であった。
【００１３】
【発明の実施の形態】本発明のこれらおよび他の特徴と
利点は添付図面で示されている実施例の以下の詳細な説
明から明白になるであろう。本発明の目的は、ターゲッ
トドップラにより実行される距離サイドローブの劣化を
減少することである。換言すると、本発明はターゲット
ドップラの関数として低い距離サイドローブを維持す
る。本発明の２つの技術がドップラシフトにより生じる
劣化を軽減するための新しい相関器設計において使用さ
れる。第１の観点は加算器応答特性の周波数サイドロー
ブを減少するための振幅加重和である。第２の観点は非
相関信号の側帯波を減衰するように付加的なデジタルフ
ィルタ処理を許容するために相関器出力データ速度（ワ
ード反復速度よりも高速）を増加することである。
利点は添付図面で示されている実施例の以下の詳細な説
明から明白になるであろう。本発明の目的は、ターゲッ
トドップラにより実行される距離サイドローブの劣化を
減少することである。換言すると、本発明はターゲット
ドップラの関数として低い距離サイドローブを維持す
る。本発明の２つの技術がドップラシフトにより生じる
劣化を軽減するための新しい相関器設計において使用さ
れる。第１の観点は加算器応答特性の周波数サイドロー
ブを減少するための振幅加重和である。第２の観点は非
相関信号の側帯波を減衰するように付加的なデジタルフ
ィルタ処理を許容するために相関器出力データ速度（ワ
ード反復速度よりも高速）を増加することである。
【００１４】本発明の第１の観点により、例示の実施例
における振幅加重は２ワード期間にわたって三角形振幅
加重を含んでいる。結果として、相関器に含まれた加算
器の周波数側帯波は少なくとも１３ｄＢ減少され、周波
数応答特性のゼロは１ワードにわたって非加重の和と同
一である。さらに、振幅加重は高い入力データビット速
度で整数のみによる乗算を必要とし、後述の高いデータ
速度の加算を実行するのが簡単である。相関器の距離分
解能はビット速度に反比例する。微細な距離分解能では
ビット速度は高い。本発明は乗算を行うことが必要な時
間のために高いビット速度で行われる乗算動作を簡単に
することを目的とする。
における振幅加重は２ワード期間にわたって三角形振幅
加重を含んでいる。結果として、相関器に含まれた加算
器の周波数側帯波は少なくとも１３ｄＢ減少され、周波
数応答特性のゼロは１ワードにわたって非加重の和と同
一である。さらに、振幅加重は高い入力データビット速
度で整数のみによる乗算を必要とし、後述の高いデータ
速度の加算を実行するのが簡単である。相関器の距離分
解能はビット速度に反比例する。微細な距離分解能では
ビット速度は高い。本発明は乗算を行うことが必要な時
間のために高いビット速度で行われる乗算動作を簡単に
することを目的とする。
【００１５】本発明の第２の観点による相関器の加算器
からの増加したデータ速度はワード長の短いセグメント
の加算および２ワード期間にわたるセグメント和の記憶
により例示の実施例で実行される。すなわち、ランプ加
重によるセグメントの和は各ワードセグメントにわたっ
て形成され、均一な加重（加重されていない）によるセ
グメントの和は２つの最も最近のワード期間にわたって
形成され、セグメント和はそれを記憶するシフトレジス
タメモリ中に記憶される。
からの増加したデータ速度はワード長の短いセグメント
の加算および２ワード期間にわたるセグメント和の記憶
により例示の実施例で実行される。すなわち、ランプ加
重によるセグメントの和は各ワードセグメントにわたっ
て形成され、均一な加重（加重されていない）によるセ
グメントの和は２つの最も最近のワード期間にわたって
形成され、セグメント和はそれを記憶するシフトレジス
タメモリ中に記憶される。
【００１６】２ワードにわたる三角形加重和は最新値即
ちフレッシュなランプ加重されたセグメント和および加
重されていないセグメント和からと、シフトレジスタメ
モリ中に記憶されたセグメント和の（２ワード期間内
の）先の値から各ワードセグメントの終端部で得られ
る。
ちフレッシュなランプ加重されたセグメント和および加
重されていないセグメント和からと、シフトレジスタメ
モリ中に記憶されたセグメント和の（２ワード期間内
の）先の値から各ワードセグメントの終端部で得られ
る。
【００１７】図４のＡ乃至Ｅは１ワード当り４セグメン
トの簡単な例において三角形加重された和がセグメント
和の線形の組合わせから得られる態様を示している。図
４のＡは本発明による２ワード期間にわたる三角形加重
の概念を示している。図４のＢはワード期間が４つのワ
ードセグメントに分割される方法を示している。図４の
Ｃはランプ加重された和Ｒ１、Ｒ２…を示しており、図
４のＤは均一加重された（加重されていない）セグメン
ト和Ｕ１、Ｕ２…を示している。
トの簡単な例において三角形加重された和がセグメント
和の線形の組合わせから得られる態様を示している。図
４のＡは本発明による２ワード期間にわたる三角形加重
の概念を示している。図４のＢはワード期間が４つのワ
ードセグメントに分割される方法を示している。図４の
Ｃはランプ加重された和Ｒ１、Ｒ２…を示しており、図
４のＤは均一加重された（加重されていない）セグメン
ト和Ｕ１、Ｕ２…を示している。
【００１８】図４のＥは２ワードにわたる三角形加重さ
れた和が２つの連続ワード期間でランプ加重と均一加重
の両者のセグメント和から得られる態様を示している。
加重された出力和＃１はランプおよび非加重の相関和の
スケールされたセグメント和の先行する２つの基準ワー
ドにわたる和として得られる。すなわち、和＃１はＲ１
＋（Ｕ２＋Ｒ２）＋（２Ｕ３＋Ｒ３）＋（３Ｕ４＋Ｒ
４）＋（４Ｕ５−Ｒ５）＋（３Ｕ６−Ｒ６）＋（２Ｕ７
−Ｒ７）＋（Ｕ８−Ｒ８）である。非加重の和Ｕ１、Ｕ
２…は図４のＡで示されている三角形加重を提供するよ
うにスケールされている。Ｒ５乃至Ｒ８の符号は三角形
加重に負の勾配を提供するように負である。和＃２は１
ワード分の時間を後にずらして類似の方法で形成され、
Ｒ２＋（Ｕ３＋Ｒ３）＋（２Ｕ４＋Ｒ４）＋（３Ｕ５＋
Ｒ５）＋（４Ｕ６−Ｒ６）＋（３Ｕ７−Ｒ７）＋（２Ｕ
８−Ｒ８）＋（Ｕ９−Ｒ９）に等しい。従って、三角形
加重とスライドする相関器出力の和は連続したワードセ
グメント間隔で形成される。
れた和が２つの連続ワード期間でランプ加重と均一加重
の両者のセグメント和から得られる態様を示している。
加重された出力和＃１はランプおよび非加重の相関和の
スケールされたセグメント和の先行する２つの基準ワー
ドにわたる和として得られる。すなわち、和＃１はＲ１
＋（Ｕ２＋Ｒ２）＋（２Ｕ３＋Ｒ３）＋（３Ｕ４＋Ｒ
４）＋（４Ｕ５−Ｒ５）＋（３Ｕ６−Ｒ６）＋（２Ｕ７
−Ｒ７）＋（Ｕ８−Ｒ８）である。非加重の和Ｕ１、Ｕ
２…は図４のＡで示されている三角形加重を提供するよ
うにスケールされている。Ｒ５乃至Ｒ８の符号は三角形
加重に負の勾配を提供するように負である。和＃２は１
ワード分の時間を後にずらして類似の方法で形成され、
Ｒ２＋（Ｕ３＋Ｒ３）＋（２Ｕ４＋Ｒ４）＋（３Ｕ５＋
Ｒ５）＋（４Ｕ６−Ｒ６）＋（３Ｕ７−Ｒ７）＋（２Ｕ
８−Ｒ８）＋（Ｕ９−Ｒ９）に等しい。従って、三角形
加重とスライドする相関器出力の和は連続したワードセ
グメント間隔で形成される。
【００１９】動作は１ワード当りのＮ個の出力サンプル
に一般化されることができる。従って各ワードセグメン
ト（１ワード当りＮセグメント）期間中に行われる動作
を以下に説明する。
に一般化されることができる。従って各ワードセグメン
ト（１ワード当りＮセグメント）期間中に行われる動作
を以下に説明する。
【００２０】１．ランプ加重されたセグメント和を累算
し、 ２．非加重セグメント和を累算する。
し、 ２．非加重セグメント和を累算する。
【００２１】各ワードセグメントの終端部における動作
を以下に説明する。
を以下に説明する。
【００２２】１．２ワード期間（２Ｎの値）のランプ加
重されたセグメントの和を記憶し、 ２．２ワード期間（２Ｎ−１値）にわたって非加重セグ
メントの和を記憶し、 ３．三角形加重の上り勾配または下り勾配を表すため＋
１または−１によりランプ加重されたセグメント和のシ
ーケンスをスケールし、 ４．セグメント内のランプ加重および三角形加重の間の
オフセットを表すため適切な整数１乃至Ｎにより非加重
のセグメント和のシーケンスをスケールし、 ５．適切な標準化係数により２ワード期間にわたるスケ
ールされたランプ加重されたセグメント和とスケールさ
れた非加重セグメント和を累算する。
重されたセグメントの和を記憶し、 ２．２ワード期間（２Ｎ−１値）にわたって非加重セグ
メントの和を記憶し、 ３．三角形加重の上り勾配または下り勾配を表すため＋
１または−１によりランプ加重されたセグメント和のシ
ーケンスをスケールし、 ４．セグメント内のランプ加重および三角形加重の間の
オフセットを表すため適切な整数１乃至Ｎにより非加重
のセグメント和のシーケンスをスケールし、 ５．適切な標準化係数により２ワード期間にわたるスケ
ールされたランプ加重されたセグメント和とスケールさ
れた非加重セグメント和を累算する。
【００２３】前述のステップ２に関して、三角形加重関
数の第１の（最初の時間）セグメントがオフセット（ま
たはペデスタル）なしにランプ加重されたセグメントの
和により表されることができるので、均一加重されたセ
グメントの和の２Ｎ−１値のみが記憶されることを必要
とする。均一なセグメントの和の第１の値が記憶される
ならば、スケールの係数はゼロである。
数の第１の（最初の時間）セグメントがオフセット（ま
たはペデスタル）なしにランプ加重されたセグメントの
和により表されることができるので、均一加重されたセ
グメントの和の２Ｎ−１値のみが記憶されることを必要
とする。均一なセグメントの和の第１の値が記憶される
ならば、スケールの係数はゼロである。
【００２４】図５は１ワード当りＮセグメントの一般的
な場合における本発明により行われる記憶、スケーリン
グ、累算を示している。ランプ加重した新しいセグメン
ト和は２Ｎ段階またはビンを有するシフトレジスタ52中
にクロックされる。ランプ勾配を提供するようにスケー
ル係数を適用するためにセグメント和は乗算器54により
乗算され、加算器56により加算され、その和はランプ加
重した新しい相関和を提供するように乗算器58により定
数ａ１で乗算される。同様に、新しい非加重セグメント
和は２Ｎ−１のビンを有する第２のシフトレジスタ60中
にクロックされる。セグメント内のランプおよび三角形
加重の間のオフセットを表すための整数のスケール係数
は乗算器62により供給される。スケールされた非加重セ
グメント和はランプ加重された新しい相関和と加算器64
で加算され、各ワードセグメント後に出力を与える。即
ち、各ワードセグメント後、先行する２ワードの基準ワ
ードにわたって加算された新しい出力和が生成される。
各出力は先行する２ワード期間にわたる三角形加重され
た相関和に等しい。
な場合における本発明により行われる記憶、スケーリン
グ、累算を示している。ランプ加重した新しいセグメン
ト和は２Ｎ段階またはビンを有するシフトレジスタ52中
にクロックされる。ランプ勾配を提供するようにスケー
ル係数を適用するためにセグメント和は乗算器54により
乗算され、加算器56により加算され、その和はランプ加
重した新しい相関和を提供するように乗算器58により定
数ａ１で乗算される。同様に、新しい非加重セグメント
和は２Ｎ−１のビンを有する第２のシフトレジスタ60中
にクロックされる。セグメント内のランプおよび三角形
加重の間のオフセットを表すための整数のスケール係数
は乗算器62により供給される。スケールされた非加重セ
グメント和はランプ加重された新しい相関和と加算器64
で加算され、各ワードセグメント後に出力を与える。即
ち、各ワードセグメント後、先行する２ワードの基準ワ
ードにわたって加算された新しい出力和が生成される。
各出力は先行する２ワード期間にわたる三角形加重され
た相関和に等しい。
【００２５】例示された実施例の機構は２つのチャンネ
ルを使用し、一方はランプ加重の乗算であり、他方は加
重乗算のない均一加重の乗算であり、各チャンネルは基
準ワードビットにより乗算され、ワードセグメントごと
に加算される。チャンネル70は基準ワードの各セグメン
トにわたってランピングを与え、一方チャンネル80は各
セグメントに対してオフセットを与える。この技術革新
なしに、２Ｎの相関チャンネルは１ワード当りＮ個の出
力サンプルを得ることを必要とされ、各チャンネルは三
角形加重による乗算と、基準ビットによる乗算と２ワー
ド期間にわたる加算を必要とする。
ルを使用し、一方はランプ加重の乗算であり、他方は加
重乗算のない均一加重の乗算であり、各チャンネルは基
準ワードビットにより乗算され、ワードセグメントごと
に加算される。チャンネル70は基準ワードの各セグメン
トにわたってランピングを与え、一方チャンネル80は各
セグメントに対してオフセットを与える。この技術革新
なしに、２Ｎの相関チャンネルは１ワード当りＮ個の出
力サンプルを得ることを必要とされ、各チャンネルは三
角形加重による乗算と、基準ビットによる乗算と２ワー
ド期間にわたる加算を必要とする。
【００２６】１ワード当りＬビットと１ワード当りＮセ
グメントの一般的な場合における新しい相関器設計の概
略図が図６で示されている。この相関器50は相関器30の
代りに図１のターゲット検出システムで使用されてもよ
い。この一般的な場合のランプ加重、スケール係数、標
準化係数は以下のように得られる。Ｌ＝コードワードの
ビット数、Ｎ＝１ワード当りのセグメント数と仮定し、
ＬはＮの整数倍数であり、１ワードセグメント当りＬ／
Ｎビットが存在する。１／［２Ｌ］と１−１／［２Ｌ］
の間の三角形加重ではランプ加重Ｗ（ｋ）＝２ｋ−１で
あり、ｋ＝１乃至Ｌ／Ｎで、Ｌ／Ｎは整数であり、ｋ＝
１ワードセグメント内のサンプル数である。ランプ加重
は各セグメントに対して反復される。標準化係数ａ１＝
Ｎ／［２Ｌ］である。標準化係数ａ２＝１／Ｎである。
グメントの一般的な場合における新しい相関器設計の概
略図が図６で示されている。この相関器50は相関器30の
代りに図１のターゲット検出システムで使用されてもよ
い。この一般的な場合のランプ加重、スケール係数、標
準化係数は以下のように得られる。Ｌ＝コードワードの
ビット数、Ｎ＝１ワード当りのセグメント数と仮定し、
ＬはＮの整数倍数であり、１ワードセグメント当りＬ／
Ｎビットが存在する。１／［２Ｌ］と１−１／［２Ｌ］
の間の三角形加重ではランプ加重Ｗ（ｋ）＝２ｋ−１で
あり、ｋ＝１乃至Ｌ／Ｎで、Ｌ／Ｎは整数であり、ｋ＝
１ワードセグメント内のサンプル数である。ランプ加重
は各セグメントに対して反復される。標準化係数ａ１＝
Ｎ／［２Ｌ］である。標準化係数ａ２＝１／Ｎである。
【００２７】均一加重の相関和と同一の相関利得を生じ
るために、三角形加重関数は０と１の間の振幅を有す
る。２ワード期間の三角形加重関数の２Ｌのサンプル値
が存在する。図７は２ワード期間内の三角形加重関数と
サンプル時間を示している。三角形の中心に対するミラ
ー対称で取られたサンプル時間によってサンプル値は１
／（２Ｌ）乃至１−１（２Ｌ）の範囲である。ランプ
値、スケール係数、標準化係数は三角形のサンプル値を
生成するために特定化される。
るために、三角形加重関数は０と１の間の振幅を有す
る。２ワード期間の三角形加重関数の２Ｌのサンプル値
が存在する。図７は２ワード期間内の三角形加重関数と
サンプル時間を示している。三角形の中心に対するミラ
ー対称で取られたサンプル時間によってサンプル値は１
／（２Ｌ）乃至１−１（２Ｌ）の範囲である。ランプ
値、スケール係数、標準化係数は三角形のサンプル値を
生成するために特定化される。
【００２８】２ワード期間中の２Ｌサンプルのそれぞれ
の三角形加重の実効的な値が次式により得られる。
の三角形加重の実効的な値が次式により得られる。
【００２９】［Ａ＋Ｂ・Ｗ（ｋ）・ａ１］・ａ２ Ａ＝均一加重されたセグメント和に対するスケール係数
（１乃至Ｎ） Ｂ＝ランプ加重されたセグメント和に対するスケール係
数（±１） Ｗ（ｋ）＝ランプ値 ｋ＝セグメント内のサンプル数 ａ１＝Ｎ／（２Ｌ）＝標準化係数 ａ２＝１／Ｎ＝標準化係数 表Ｉは所望の三角形値が特殊なランプ値、スケール係
数、標準化係数で得られることを示している。
（１乃至Ｎ） Ｂ＝ランプ加重されたセグメント和に対するスケール係
数（±１） Ｗ（ｋ）＝ランプ値 ｋ＝セグメント内のサンプル数 ａ１＝Ｎ／（２Ｌ）＝標準化係数 ａ２＝１／Ｎ＝標準化係数 表Ｉは所望の三角形値が特殊なランプ値、スケール係
数、標準化係数で得られることを示している。
【００３０】
【表１】 出力がプロセッサのダイナミック範囲内にある限り、相
関器を通る利得は性能に影響することなく変化されるこ
とができる。ランプ値、スケール係数、標準化係数は異
なった利得を得るように調節されることができる。例え
ば最終的な標準化係数ａ２が省略されるならば、三角形
加重された相関の和の電圧利得は均一に加重された相関
の和の利得よりもＮ倍大きい。総利得はまたランプ値、
スケール係数、標準化係数の間で異なって分配されても
よい。特定値は、データ速度がより高くなる処理の初期
には整数乗算のみにより、データ速度が低くなる処理の
後期には非整数乗算または除算により機械化用に特定化
される。
関器を通る利得は性能に影響することなく変化されるこ
とができる。ランプ値、スケール係数、標準化係数は異
なった利得を得るように調節されることができる。例え
ば最終的な標準化係数ａ２が省略されるならば、三角形
加重された相関の和の電圧利得は均一に加重された相関
の和の利得よりもＮ倍大きい。総利得はまたランプ値、
スケール係数、標準化係数の間で異なって分配されても
よい。特定値は、データ速度がより高くなる処理の初期
には整数乗算のみにより、データ速度が低くなる処理の
後期には非整数乗算または除算により機械化用に特定化
される。
【００３１】三角形のサンプル値は計算または記憶され
ない。ランプ値、スケール係数、標準化係数は２Ｌの入
力サンプルが三角形関数の２Ｌ値により乗算されるとき
に得られるのと同一の出力和を生じるように選択され
る。
ない。ランプ値、スケール係数、標準化係数は２Ｌの入
力サンプルが三角形関数の２Ｌ値により乗算されるとき
に得られるのと同一の出力和を生じるように選択され
る。
【００３２】図６で示されているように、受信信号サン
プルは図１のシステムのように例えば受信機の出力から
そのビット速度で与えられる。これらのサンプルは２つ
の相関器チャンネル70と80に与えられる。チャンネル70
はランプ加重チャンネルであり、従ってサンプルは所定
のワードセグメントに対して加重Ｗ（ｋ）により乗算器
72で乗算される。加重されたサンプルは遅延された相関
基準ワード90の対応するビットにより乗算される。この
積はランプ加重による新しいセグメント和を与えるため
に累算装置76によりワードセグメントのｋ個のサンプル
にわたって加算される。この処理は各連続するセグメン
ト和で反復される。
プルは図１のシステムのように例えば受信機の出力から
そのビット速度で与えられる。これらのサンプルは２つ
の相関器チャンネル70と80に与えられる。チャンネル70
はランプ加重チャンネルであり、従ってサンプルは所定
のワードセグメントに対して加重Ｗ（ｋ）により乗算器
72で乗算される。加重されたサンプルは遅延された相関
基準ワード90の対応するビットにより乗算される。この
積はランプ加重による新しいセグメント和を与えるため
に累算装置76によりワードセグメントのｋ個のサンプル
にわたって加算される。この処理は各連続するセグメン
ト和で反復される。
【００３３】チャンネル80は均一加重のチャンネルであ
る。従って、受信信号サンプルは加重により乗算され
ず、即ち加重されず、遅延された相関基準ワード90の対
応するビットにより乗算器82で乗算される。この乗算の
積は均一加重による新しいセグメントを与えるため累算
装置84によりワードセグメントにわたって加算される。
る。従って、受信信号サンプルは加重により乗算され
ず、即ち加重されず、遅延された相関基準ワード90の対
応するビットにより乗算器82で乗算される。この乗算の
積は均一加重による新しいセグメントを与えるため累算
装置84によりワードセグメントにわたって加算される。
【００３４】各ワードセグメントの終端部ではランプ加
重と均一加重された新しいセグメントの和は図５に関し
て説明したようにそれぞれシフトレジスタ52,62 の入力
ビン中にクロックされる。レジスタ52の２Ｎセグメント
のシーケンスは適切な勾配を提供するように乗算器54に
よりスケールされ、スケールされたセグメントは加算器
56で加算され、標準化係数ａ１は標準化装置58によりこ
の和に適用される。レジスタ62中の２Ｎ−１のセグメン
トのシーケンスは乗算器62によりスケールされ、スケー
ルされたセグメントは共に加算され標準化装置58の出力
を有する。この複合和は相関器出力を提供するために標
準化装置68で係数ａ２により標準化される。フレッシュ
な出力が各ワードセグメント後に提供されるので、各ワ
ードに与えられたＮ相関器出力が存在する。相関器出力
はデジタルフィルタ92を通過し、さらに通常のターゲッ
ト処理を受ける。
重と均一加重された新しいセグメントの和は図５に関し
て説明したようにそれぞれシフトレジスタ52,62 の入力
ビン中にクロックされる。レジスタ52の２Ｎセグメント
のシーケンスは適切な勾配を提供するように乗算器54に
よりスケールされ、スケールされたセグメントは加算器
56で加算され、標準化係数ａ１は標準化装置58によりこ
の和に適用される。レジスタ62中の２Ｎ−１のセグメン
トのシーケンスは乗算器62によりスケールされ、スケー
ルされたセグメントは共に加算され標準化装置58の出力
を有する。この複合和は相関器出力を提供するために標
準化装置68で係数ａ２により標準化される。フレッシュ
な出力が各ワードセグメント後に提供されるので、各ワ
ードに与えられたＮ相関器出力が存在する。相関器出力
はデジタルフィルタ92を通過し、さらに通常のターゲッ
ト処理を受ける。
【００３５】フィルタ92はドップラ（即ち狭い帯域）フ
ィルタであり、この場合、相関器は図１３で示されてい
るように通常の相関器よりも改良された信号対雑音比を
有する。相関器50の出力における三角形加重相関和は図
８で示されているように信号ドップラ周波数の広い帯域
幅にわたって相関信号および非相関信号の出力レベルの
相対的な差を維持する。（表面クラッタ等の）不所望の
信号の排除は周波数の広い帯域幅にわたって維持され
る。
ィルタであり、この場合、相関器は図１３で示されてい
るように通常の相関器よりも改良された信号対雑音比を
有する。相関器50の出力における三角形加重相関和は図
８で示されているように信号ドップラ周波数の広い帯域
幅にわたって相関信号および非相関信号の出力レベルの
相対的な差を維持する。（表面クラッタ等の）不所望の
信号の排除は周波数の広い帯域幅にわたって維持され
る。
【００３６】相関器出力データ速度の増加、即ちワード
反復速度のＮ倍の速度は非相関信号の側帯波を減衰する
ために付加的なローパスフィルタの使用を可能にする。
ドップラフィルタ処理前の付加的なローパスフィルタ処
理はドップラ周波数に対する相関信号の減衰を補償する
ように設計されることができる。このようなローパスフ
ィルタの出力は図９で示されている。
反復速度のＮ倍の速度は非相関信号の側帯波を減衰する
ために付加的なローパスフィルタの使用を可能にする。
ドップラフィルタ処理前の付加的なローパスフィルタ処
理はドップラ周波数に対する相関信号の減衰を補償する
ように設計されることができる。このようなローパスフ
ィルタの出力は図９で示されている。
【００３７】非相関スペクトルラインはそのパワースペ
クトルを示している図１０で示されているようにオーバ
ーサンプリングおよびデジタルフィルタ処理により減衰
される。示されているようにデジタル相関はオーバーサ
ンプリングとデジタルフィルタ処理を使用して非相関側
帯波のより顕著な減衰を与える。
クトルを示している図１０で示されているようにオーバ
ーサンプリングおよびデジタルフィルタ処理により減衰
される。示されているようにデジタル相関はオーバーサ
ンプリングとデジタルフィルタ処理を使用して非相関側
帯波のより顕著な減衰を与える。
【００３８】図１１は低い距離サイドローブがドップラ
周波数の関数として維持される態様を示している。破線
は通常の相関技術を使用して距離サイドローブがターゲ
ットドップラの関数として増加する態様を示している。
実線はデジタル相関技術を使用して低い距離サイドロー
ブがターゲットドップラ周波数の増加するとき維持され
ることを示している。
周波数の関数として維持される態様を示している。破線
は通常の相関技術を使用して距離サイドローブがターゲ
ットドップラの関数として増加する態様を示している。
実線はデジタル相関技術を使用して低い距離サイドロー
ブがターゲットドップラ周波数の増加するとき維持され
ることを示している。
【００３９】本発明は必要な相関器数を２個に減少する
ために三角形振幅加重の特性を利用する。一方の相関器
はコードワードの各セグメントにわたってランピングを
提供し、他方の相関器は各セグメントにオフセットを提
供する。
ために三角形振幅加重の特性を利用する。一方の相関器
はコードワードの各セグメントにわたってランピングを
提供し、他方の相関器は各セグメントにオフセットを提
供する。
【００４０】距離サイドローブの減少に加えて、本発明
は通常のデジタル相関にまさる信号対雑音比の強化を与
える。より高い出力データ速度は受信機雑音サンプルの
スペクトル密度の妨害を減少する。雑音スペクトル密度
は（図１２で示されているように）信号ドップラ周波数
の増加と共に相関信号パワーが減少するのとほぼ同様に
周波数の増加と共に減少する。ドップラフィルタ処理が
相関後に行われるならば、信号対雑音比は信号ドップラ
周波数とほぼ独立している。オバーサンプリングのない
（即ち基準ワード速度の相関器出力データ速度による）
通常のデジタル相関は白色雑音パワースペクトルを発生
する。ドップラフィルタ処理が通常のデジタル相関後に
行われるならば、重大な信号対雑音比の損失が信号ドッ
プラ周波数の増加と共に生じる。図１２は相関信号と、
オバーサンプリングのあるまたはそれがないデジタル相
関から生じる受信雑音パワースペクトルを示している。
図１３はデジタルドップラフィルタ処理がオバーサンプ
リングのあるまたはそれなしにデジタル相関の後に行わ
れるときのドップラフィルタの信号対雑音比を示してい
る。
は通常のデジタル相関にまさる信号対雑音比の強化を与
える。より高い出力データ速度は受信機雑音サンプルの
スペクトル密度の妨害を減少する。雑音スペクトル密度
は（図１２で示されているように）信号ドップラ周波数
の増加と共に相関信号パワーが減少するのとほぼ同様に
周波数の増加と共に減少する。ドップラフィルタ処理が
相関後に行われるならば、信号対雑音比は信号ドップラ
周波数とほぼ独立している。オバーサンプリングのない
（即ち基準ワード速度の相関器出力データ速度による）
通常のデジタル相関は白色雑音パワースペクトルを発生
する。ドップラフィルタ処理が通常のデジタル相関後に
行われるならば、重大な信号対雑音比の損失が信号ドッ
プラ周波数の増加と共に生じる。図１２は相関信号と、
オバーサンプリングのあるまたはそれがないデジタル相
関から生じる受信雑音パワースペクトルを示している。
図１３はデジタルドップラフィルタ処理がオバーサンプ
リングのあるまたはそれなしにデジタル相関の後に行わ
れるときのドップラフィルタの信号対雑音比を示してい
る。
【００４１】図１４はサンプル速度が側帯波の周波数よ
りも低いときの疑似信号の妨害のために信号ドップラシ
フトと同一周波数で現れる非相関信号の側帯波の相対的
なパワーを示している。相対的パワーは均一加重相関和
と三角形の加重和の両者に対するオーバーサンプリング
比（ワード反復速度により除算される出力データ速度）
の関数として示されている。均一加重の曲線は第１の干
渉側帯波がオーバーサンプリング比が増加するとき減衰
されるが減少速度が小さいことを示している。三角形加
重では、干渉側帯波はオーバーサンプリングがなくても
約１０ｄＢ低いが、オーバーサンプリングが使用される
とき側帯波パワーは急激に減少する。
りも低いときの疑似信号の妨害のために信号ドップラシ
フトと同一周波数で現れる非相関信号の側帯波の相対的
なパワーを示している。相対的パワーは均一加重相関和
と三角形の加重和の両者に対するオーバーサンプリング
比（ワード反復速度により除算される出力データ速度）
の関数として示されている。均一加重の曲線は第１の干
渉側帯波がオーバーサンプリング比が増加するとき減衰
されるが減少速度が小さいことを示している。三角形加
重では、干渉側帯波はオーバーサンプリングがなくても
約１０ｄＢ低いが、オーバーサンプリングが使用される
とき側帯波パワーは急激に減少する。
【００４２】三角形加重がないと、三角形加重とオーバ
ーサンプリングの両者を用いた機構の性能と整合するた
めには非常に高いオーバーサンプリング比が必要であ
る。第１の干渉側帯波の同一の減衰のためには： 三角形加重による 均一加重による オーバーサンプリング比 オーバーサンプリング比 １ ３ ２ ８ ３ １９ ４ ３８ 図１５のＡ乃至Ｃおよび図１６Ａ乃至Ｃは２ワード期間
にわたる均一加重および三角形加重と、Ｍ期間にわたる
三角形加重の相関和の周波数特性を示している。
ーサンプリングの両者を用いた機構の性能と整合するた
めには非常に高いオーバーサンプリング比が必要であ
る。第１の干渉側帯波の同一の減衰のためには： 三角形加重による 均一加重による オーバーサンプリング比 オーバーサンプリング比 １ ３ ２ ８ ３ １９ ４ ３８ 図１５のＡ乃至Ｃおよび図１６Ａ乃至Ｃは２ワード期間
にわたる均一加重および三角形加重と、Ｍ期間にわたる
三角形加重の相関和の周波数特性を示している。
【００４３】所望の周波数特性はゼロドップラシフトで
非相関の干渉の側帯波を排除するために反復速度Ｆｒ＝
１／Ｔおよびその高調波でゼロを有し、Ｔはワード期間
である。例えば、送信機から直接受信機へ漏洩する信号
はゼロドップラシフトを有し、相関されない。さらに、
所望の周波数応答特性はゼロで相関されたターゲット信
号を失わないようにターゲットの最大の予期されたドッ
プラシフトよりも下ではゼロを有しない。反復速度と高
調波でのゼロの要求は１ワード期間にわたる均一加重
と、２期間にわたる三角形加重とＭが偶数であるＭ期間
にわたる三角形加重で達成される。
非相関の干渉の側帯波を排除するために反復速度Ｆｒ＝
１／Ｔおよびその高調波でゼロを有し、Ｔはワード期間
である。例えば、送信機から直接受信機へ漏洩する信号
はゼロドップラシフトを有し、相関されない。さらに、
所望の周波数応答特性はゼロで相関されたターゲット信
号を失わないようにターゲットの最大の予期されたドッ
プラシフトよりも下ではゼロを有しない。反復速度と高
調波でのゼロの要求は１ワード期間にわたる均一加重
と、２期間にわたる三角形加重とＭが偶数であるＭ期間
にわたる三角形加重で達成される。
【００４４】Ｍ＝４であるならば、１／２の反復速度で
第１のゼロが生じる。最大のターゲットドップラシフト
がほぼＦｒ／２またはそれよりも大きいならば、２より
も大きいＭは使用されることができない。
第１のゼロが生じる。最大のターゲットドップラシフト
がほぼＦｒ／２またはそれよりも大きいならば、２より
も大きいＭは使用されることができない。
【００４５】２ワード期間にわたる三角形加重が説明し
た実施例で使用される。異なった設計の選択が異なった
応用に対して行われてもよい。
た実施例で使用される。異なった設計の選択が異なった
応用に対して行われてもよい。
【００４６】前述の実施例は本発明の原理を表した可能
な特定の実施例についての単なる説明であることが理解
できよう。例えば、ランプ加重はスケール係数ａ１、ａ
２を有してもよい。この場合、ランプ加重はｋ＝１乃至
Ｌ／Ｎに対してＷ（ｋ）＝（２ｋ−１）／［２（Ｌ＋
１）である。他の装置も本発明の技術的範囲を逸脱する
ことなく当業者によりこれらの原理に応じて容易に考え
られるであろう。
な特定の実施例についての単なる説明であることが理解
できよう。例えば、ランプ加重はスケール係数ａ１、ａ
２を有してもよい。この場合、ランプ加重はｋ＝１乃至
Ｌ／Ｎに対してＷ（ｋ）＝（２ｋ−１）／［２（Ｌ＋
１）である。他の装置も本発明の技術的範囲を逸脱する
ことなく当業者によりこれらの原理に応じて容易に考え
られるであろう。
【図１】ターゲットと検出に有用な通常の距離相関器の
概略ブロック図。
概略ブロック図。
【図２】相関および非相関信号の両者のドップラ周波数
シフトの関数として、図１の相関器からの相関器和の相
対的大きさのグラフ。
シフトの関数として、図１の相関器からの相関器和の相
対的大きさのグラフ。
【図３】相関信号の信号ラインスペクトルと、定常状態
の周期的変調による非相関信号の信号ラインスペクトル
と、図１のシステムの相関器の加算器の出力の周波数特
性のグラフ。
の周期的変調による非相関信号の信号ラインスペクトル
と、図１のシステムの相関器の加算器の出力の周波数特
性のグラフ。
【図４】１ワード当り４セグメントの簡単な例におい
て、三角形加重された和がセグメント和の線形の組合わ
せから得られる態様を示し、２ワード期間にわたる三角
形加重と、ワード期間が４つのワードセグメントに分割
される方法と、ワードセグメントに適用されたランプ加
重と、ワードセグメントに適用された均一な加重と、２
ワードにわたる三角形加重された和がランプ加重および
均一加重の両者のセグメント和から得られる態様の説明
図。
て、三角形加重された和がセグメント和の線形の組合わ
せから得られる態様を示し、２ワード期間にわたる三角
形加重と、ワード期間が４つのワードセグメントに分割
される方法と、ワードセグメントに適用されたランプ加
重と、ワードセグメントに適用された均一な加重と、２
ワードにわたる三角形加重された和がランプ加重および
均一加重の両者のセグメント和から得られる態様の説明
図。
【図５】１ワード当りＮセグメントの一般的な場合にお
ける本発明により行われた記憶、スケーリング、累算の
説明図。
ける本発明により行われた記憶、スケーリング、累算の
説明図。
【図６】本発明を実施した相関器の概略ブロック図。
【図７】時間の関数として示されている三角形加重振幅
のグラフ。
のグラフ。
【図８】ドップラフィルタ処理が相関器の後で行われる
場合の、ドップラ周波数シフトの関数として相関信号と
非相関信号との両者の相関和の相対的大きさを示したグ
ラフ。
場合の、ドップラ周波数シフトの関数として相関信号と
非相関信号との両者の相関和の相対的大きさを示したグ
ラフ。
【図９】相関器の後でドップラフィルタ処理が行われな
い場合の、ドップラ周波数シフトの関数として相関器の
和およびローパスフィルタの相対的大きさを示したグラ
フ。
い場合の、ドップラ周波数シフトの関数として相関器の
和およびローパスフィルタの相対的大きさを示したグラ
フ。
【図１０】非相関信号のパワースペクトルと、通常のデ
ジタル相関器のフィルタ特性と、デジタルローパスフィ
ルタ処理のフィルタ特性のグラフ。
ジタル相関器のフィルタ特性と、デジタルローパスフィ
ルタ処理のフィルタ特性のグラフ。
【図１１】低い距離サイドローブがドップラ周波数の関
数として維持される態様を示したグラフ。
数として維持される態様を示したグラフ。
【図１２】幾つかの状態に対する信号ドップラ周波数の
関数として雑音スペクトル密度を示したグラフ。
関数として雑音スペクトル密度を示したグラフ。
【図１３】本発明により、通常の相関器出力速度および
オーバーサンプリング出力データ速度に対する信号ドッ
プラ周波数の関数として信号対雑音比率を示したグラ
フ。
オーバーサンプリング出力データ速度に対する信号ドッ
プラ周波数の関数として信号対雑音比率を示したグラ
フ。
【図１４】オーバーサンプル比の関数として干渉サイド
ローブ中の相対的パワーを示したグラフ。
ローブ中の相対的パワーを示したグラフ。
【図１５】均一加重と、２ワード期間にわたる三角形加
重と、Ｍは２よりも大きい数であるＭワード期間の一般
的な場合の三角形加重の振幅加重の説明図。
重と、Ｍは２よりも大きい数であるＭワード期間の一般
的な場合の三角形加重の振幅加重の説明図。
【図１６】図１５のＡ乃至Ｃの３つの振幅加重の場合に
対応する加重された相関器和の周波数特性をそれぞれ示
したグラフ。
対応する加重された相関器和の周波数特性をそれぞれ示
したグラフ。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 ロイ・エイチ・マキノ アメリカ合衆国、アリゾナ州 85704、タ クソン、エヌ・レオナルド・ダ・ヴィンチ 6545 (72)発明者 デニス・ダブリュ・モレル アメリカ合衆国、アリゾナ州 85741、タ クソン、ナンバー 192、エヌ・モナリ ザ・ロード 7425 (72)発明者 ダニエル・ジェー・ウルバンスキー アメリカ合衆国、アリゾナ州 85710、タ クソン、イー・エイティーンス・ストリー ト 8533 (72)発明者 ジョン・アール・カロボニック アメリカ合衆国、アリゾナ州 85718、タ クソン、エヌ・パセオ・ニゲール 5760
Claims (12)
- 【請求項１】 基準ワード期間を有するビット長Ｌの基
準デジタルワードと直列ビット流の連続した受信デジタ
ルワードとを連続を相関するためのデジタル相関器にお
いて、 ｋ＝１乃至Ｌ／Ｎとし、Ｎを前記受信デジタルワードを
構成するそれぞれＬ／Ｎビットを有するワードセグメン
トの数として１組のランプ加重Ｗ（ｋ）を出力する手段
と、 前記Ｎ個の各ワードセグメントにわたるランプ加重され
た和を形成し、基準ワードビットの積と、前記ワードセ
グメントを構成する各ビットに対するランプ加重Ｗ
（ｋ）された前記セグメントを構成する対応した受信さ
れたビットの積との各和を累算する手段を具備するラン
プ加重加算手段と、 前記Ｎ個の各ワードセグメントにわたる均一加重された
和を形成し、基準ワードビットと、前記ワードセグメン
トを構成する各ビットに対する対応した受信ワードビッ
トとの積との各和を累算する手段を具備する均一加重加
算手段と、 ワードセグメント速度に等しい速度でデジタル相関器の
出力信号を形成し、各出力信号は前記ランプ加重された
和と、予め定められた複数の受信ワードをカバーする複
数の先行するワードセグメントにわたる前記均一加重さ
れた和とのスケールされた形態の三角形加重された和を
構成している相関器出力形成手段とを具備し、 それによって、受信信号のドップラシフト変調により生
じる相関装置の性能の劣化が減少されることを特徴とす
るデジタル相関装置。 - 【請求項２】 信号対雑音比を増加させるためにドップ
ラ周波数の狭い帯域幅のフィルタにより前記デジタル相
関器出力信号をデジタル的にフィルタ処理する手段をさ
らに具備している請求項１記載の相関装置。 - 【請求項３】 非相関信号の側帯波を減衰するためにデ
ジタルローパスフィルタにより前記デジタル相関器出力
信号をデジタル的にフィルタ処理する手段をさらに含ん
でいる請求項１記載の相関装置。 - 【請求項４】 前記ランプ加重はｋ＝１乃至Ｌ／Ｎとし
てＷ（ｋ）＝２ｋ−１である請求項１記載の相関装置。 - 【請求項５】 Ｌ／Ｎは整数である請求項１記載の相関
装置。 - 【請求項６】 前記相関器出力信号を形成する手段は、 前記複数のワード期間にわたる前記ランプ加重されたセ
グメントの和をそれぞれ記憶する第１の記憶手段と、 前記複数のワード期間にわたる均一加重されたセグメン
トの和を記憶する第２の記憶手段と、 前記三角形加重を達成するために三角形加重の上り勾配
または下り勾配を表すように＋１または−１により前記
記憶されたランプ加重されたセグメントの和のシーケン
スをスケーリングする第１のスケーリング手段と、 前記セグメント内のランプ加重と前記三角形加重との間
のオフセットを表すために適切な整数値により前記記憶
された均一加重されたセグメントの和のシーケンスをス
ケーリングする第２のスケーリング手段と、 特定のワードセグメントに対する前記相関器出力信号を
与えるために適切な標準化係数により前記スケールされ
たランプ加重されたセグメントの和と前記スケールされ
た均一加重された和とを累算する累算手段を具備してい
る請求項１記載の相関装置。 - 【請求項７】 前記第１の記憶手段が第１のシフトレジ
スタを具備し、前記第２の記憶手段が第２のシフトレジ
スタを具備している請求項６記載の相関装置。 - 【請求項８】 前記予め定められた複数の受信ワードが
２つの受信ワードであり、前記ランプ加重されたセグメ
ントの和の２Ｎの値が記憶され、スケールされ、累算さ
れ、前記均一加重されたセグメントの和の２Ｎ−１値が
記憶され、スケールされ、累算される請求項６記載の相
関装置。 - 【請求項９】 前記第２の記憶手段が１乃至Ｎの範囲の
整数により前記記憶された均一加重された和をスケール
する手段を具備している請求項８記載の相関装置。 - 【請求項１０】 前記ランプ加重がｋ＝１乃至Ｌ／Ｎと
してＷ（ｋ）＝２ｋ−１、であり、前記標準化係数がａ
１＝Ｎ／［２Ｌ］である請求項９記載の相関装置。 - 【請求項１１】 相関器の累算装置値を提供するために
前記スケールされ記憶された均一加重されたセグメント
の和が前記累算装置により前記ランプ加重された累算値
で累算され、前記相関器はさらに前記相関器の出力信号
を提供するために前記累算装置の値に標準化係数ａ２を
適用する手段を具備し、前記標準化値は１／Ｎである請
求項１０記載の相関装置。 - 【請求項１２】 ターゲット検出用の距離相関器におい
て、 ビット長Ｌのデジタル基準ワードにより変調される送信
信号を送信する送信機と、 ターゲットから反射された反射送信信号に応答し、前記
反射送信信号から回復されたデジタル信号のデジタルビ
ット流を与える手段を含んでいる受信機と、 前記受信機のデジタルビット流に応答するデジタル相関
器と、 ｋ＝１乃至Ｌ／Ｎとし、Ｎを前記受信デジタルワードを
構成するそれぞれＬ／Ｎビットを有するワードセグメン
トの数として１組のランプ加重Ｗ（ｋ）を提供する手段
と、 前記Ｎ個のワードセグメントのそれぞれにわたってラン
プ加重された和を形成し、基準ワードビットの積と、前
記ワードセグメントを構成する各ビットに対するランプ
加重Ｗ（ｋ）により前記セグメントを構成する対応した
受信ビットの積とのそれぞれの和を累算する手段を具備
しているランプ加重加算手段と、 前記Ｎ個のワードセグメントのそれぞれにわたる均一加
重された和を形成し、基準ワードビットと、前記ワード
セグメントを構成する各ビットの対応した受信ワードビ
ットとの積のそれぞれの和を累算する手段を具備する均
一加重加算手段と、 ワードセグメント速度に等しい速度でデジタル相関器の
出力信号を形成する手段とを具備し、各出力信号は前記
ランプ加重された和と、予め定められた複数の受信ワー
ドをカバーする複数の先行するワードセグメントの前記
均一加重された和とのスケールされた形態の三角形加重
された和を有し、 それによって、受信信号のドップラシフト変調により生
じる相関器性能の劣化が減少されることを特徴とするタ
ーゲット検出用距離相関器相関装置。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US08/276,015 US5483243A (en) | 1994-07-15 | 1994-07-15 | Ramp-weighted correlation with oversampling |
| US276015 | 1994-07-15 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0868851A true JPH0868851A (ja) | 1996-03-12 |
| JP2705919B2 JP2705919B2 (ja) | 1998-01-28 |
Family
ID=23054793
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP7180484A Expired - Fee Related JP2705919B2 (ja) | 1994-07-15 | 1995-07-17 | オーバーサンプリングによる加重相関装置 |
Country Status (8)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5483243A (ja) |
| EP (1) | EP0692720B1 (ja) |
| JP (1) | JP2705919B2 (ja) |
| AU (1) | AU674271B2 (ja) |
| CA (1) | CA2152854C (ja) |
| DE (1) | DE69504597T2 (ja) |
| IL (1) | IL114554A (ja) |
| NO (1) | NO310001B1 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2012220267A (ja) * | 2011-04-06 | 2012-11-12 | Toshiba Corp | レーダ装置及び受信データ処理方法 |
Families Citing this family (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5579014A (en) * | 1995-01-20 | 1996-11-26 | General Electric Company | Parallel correlator for global positioning system receiver |
| US6370208B1 (en) * | 1999-02-26 | 2002-04-09 | Industrial Technical Research Institute | Correlator for CDMA applications |
| GB2381607A (en) * | 2001-11-01 | 2003-05-07 | Matthew James Johnson | Serila-parallel correlator architecture |
| US7369603B2 (en) * | 2003-05-28 | 2008-05-06 | Intel Corporation | Compensating for spectral attenuation |
| FR2898998B1 (fr) * | 2006-03-21 | 2008-07-25 | Thales Sa | Procede et dispositif de calcul de correlation rapide |
| US8884807B1 (en) * | 2012-05-09 | 2014-11-11 | Malå Geoscience USA | Pseudo real time receive signal sampling for ground penetrating radar |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US3412334A (en) * | 1964-05-06 | 1968-11-19 | Navy Usa | Digital correlator |
| CA953010A (en) * | 1971-12-03 | 1974-08-13 | Her Majesty In Right Of Canada As Represented By The Minister Of Transpo Rt | Radar cross correlator |
| FR2374651A1 (fr) * | 1976-12-16 | 1978-07-13 | Labo Cent Telecommunicat | Dispositif d'elimination des lobes secondaires d'auto-correlation d'un signal continu periodique code en phase |
| US4566010A (en) * | 1982-04-28 | 1986-01-21 | Raytheon Company | Processing arrangement for pulse compression radar |
| US4989009A (en) * | 1990-03-19 | 1991-01-29 | Hughes Aircraft Company | Digital range correlator |
-
1994
- 1994-07-15 US US08/276,015 patent/US5483243A/en not_active Expired - Lifetime
-
1995
- 1995-06-28 CA CA002152854A patent/CA2152854C/en not_active Expired - Fee Related
- 1995-07-10 EP EP95110757A patent/EP0692720B1/en not_active Expired - Lifetime
- 1995-07-10 DE DE69504597T patent/DE69504597T2/de not_active Expired - Lifetime
- 1995-07-11 IL IL11455495A patent/IL114554A/xx not_active IP Right Cessation
- 1995-07-14 NO NO952804A patent/NO310001B1/no not_active IP Right Cessation
- 1995-07-17 AU AU25018/95A patent/AU674271B2/en not_active Ceased
- 1995-07-17 JP JP7180484A patent/JP2705919B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2012220267A (ja) * | 2011-04-06 | 2012-11-12 | Toshiba Corp | レーダ装置及び受信データ処理方法 |
Also Published As
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|---|---|
| US5483243A (en) | 1996-01-09 |
| CA2152854A1 (en) | 1996-01-16 |
| NO310001B1 (no) | 2001-04-30 |
| AU674271B2 (en) | 1996-12-12 |
| EP0692720A1 (en) | 1996-01-17 |
| IL114554A (en) | 1999-09-22 |
| EP0692720B1 (en) | 1998-09-09 |
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| JP2705919B2 (ja) | 1998-01-28 |
| NO952804D0 (no) | 1995-07-14 |
| NO952804L (no) | 1996-01-16 |
| IL114554A0 (en) | 1995-11-27 |
| CA2152854C (en) | 1999-01-19 |
| DE69504597D1 (de) | 1998-10-15 |
| AU2501895A (en) | 1996-01-25 |
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