JPH03107376A - インバータのｐｗｍ制御法及びｐｗｍインバータ - Google Patents
インバータのｐｗｍ制御法及びｐｗｍインバータInfo
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- JPH03107376A JPH03107376A JP1242221A JP24222189A JPH03107376A JP H03107376 A JPH03107376 A JP H03107376A JP 1242221 A JP1242221 A JP 1242221A JP 24222189 A JP24222189 A JP 24222189A JP H03107376 A JPH03107376 A JP H03107376A
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- 238000000034 method Methods 0.000 title claims description 7
- 239000013598 vector Substances 0.000 description 33
- 230000005284 excitation Effects 0.000 description 7
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 6
- 238000004804 winding Methods 0.000 description 5
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 3
- 101001008616 Tityus serrulatus Potassium channel toxin epsilon-KTx 1.1 Proteins 0.000 description 1
- 238000001816 cooling Methods 0.000 description 1
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 description 1
- 230000004907 flux Effects 0.000 description 1
- 230000002123 temporal effect Effects 0.000 description 1
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- Control Of Ac Motors In General (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明は、ＰＷＭインバータにおけるＰＷＭ制御法に関
する。
する。
最新、ＩＧＢＴやＦＥＴ等を用い、ＰＷＭ周波数の高周
波化によりＰＷＭインバータ駆動電動機の磁気音を低減
する方法が実用化されている。しかし、高周波化に伴な
い素子損失が増大するためインバータ（冷却フィン）が
大型となることおよびコストが上昇するなどの点で適用
が限られている。
波化によりＰＷＭインバータ駆動電動機の磁気音を低減
する方法が実用化されている。しかし、高周波化に伴な
い素子損失が増大するためインバータ（冷却フィン）が
大型となることおよびコストが上昇するなどの点で適用
が限られている。
本発明は、ＰＭＷ制御法の改良により磁気音を低減する
ことを目的とする。
ことを目的とする。
上記目的を達成するために、ＰＷＭインバータスイッチ
ングモードを、所定期間毎に、その時間配列あるいは継
続時間について変更するようにしたものである。
ングモードを、所定期間毎に、その時間配列あるいは継
続時間について変更するようにしたものである。
スイッチングモードの時間配列あるいは継続時間を所定
周期毎に変更することにより、電動機巻線に流れる高調
波電流の位相が周期的に変化し、それにより巻線および
その周辺部材の振動を抑制し磁気音を低減できる。
周期毎に変更することにより、電動機巻線に流れる高調
波電流の位相が周期的に変化し、それにより巻線および
その周辺部材の振動を抑制し磁気音を低減できる。
以下、本発明の一実施例の構成および動作を説明する。
第１図にその構成を示す。１はパルス幅変調制御により
出力電圧が制御されるインバータ、２はインバータ１に
より駆動される電動機、３はインバータのスイッチンク
素子をオン、オフするためのドライバ、４は電圧指令ベ
クトルＶ＊の位相γに基づいてＶ＊が存在する象限を判
別する電圧ベクトル象限判別手段、５は象限判別手段４
からの信号に基づいて３つの出力電圧ベクトルを選択し
、さらに■拳の位相γと大きさ１ｖ−１に基づいて各電
圧ベクトルの時間配分を演算する電圧ベクトル時間配分
手段、６は象限判別手段４から信号に基づいて電圧ベク
トルの時間配列を決定する電圧ベクトル時間配列手段、
７は時間配分手段５および時間配列手段６からの信号に
基づいてスイッチングモード（出力電圧モード）を選択
するスイッチングモード選択手段である。次に動作につ
いて述べる。
出力電圧が制御されるインバータ、２はインバータ１に
より駆動される電動機、３はインバータのスイッチンク
素子をオン、オフするためのドライバ、４は電圧指令ベ
クトルＶ＊の位相γに基づいてＶ＊が存在する象限を判
別する電圧ベクトル象限判別手段、５は象限判別手段４
からの信号に基づいて３つの出力電圧ベクトルを選択し
、さらに■拳の位相γと大きさ１ｖ−１に基づいて各電
圧ベクトルの時間配分を演算する電圧ベクトル時間配分
手段、６は象限判別手段４から信号に基づいて電圧ベク
トルの時間配列を決定する電圧ベクトル時間配列手段、
７は時間配分手段５および時間配列手段６からの信号に
基づいてスイッチングモード（出力電圧モード）を選択
するスイッチングモード選択手段である。次に動作につ
いて述べる。
図２図に、インバータ出力電圧指令Ｖ本に関するベクト
ル図を示す。ｄおよびｑ軸は出力角周波数ｗ１で回転す
る回転座標軸、α軸はＵ用軸を示す。■傘はｄおよびｑ
軸に同期してｗｌで回転するベクトルである。インバー
タの各相出力電圧は、Ｐ画素子がオンの場合は＋、Ｎ側
素子がオンの場合は−となる。したがって各相全体では
第８図に示す組合せ（スイッチングモード）が存在する
。
ル図を示す。ｄおよびｑ軸は出力角周波数ｗ１で回転す
る回転座標軸、α軸はＵ用軸を示す。■傘はｄおよびｑ
軸に同期してｗｌで回転するベクトルである。インバー
タの各相出力電圧は、Ｐ画素子がオンの場合は＋、Ｎ側
素子がオンの場合は−となる。したがって各相全体では
第８図に示す組合せ（スイッチングモード）が存在する
。
それぞれに対応して出力電圧ベクトルＶＱ、Ｖｌ〜Ｖ８
．Ｖ７が定まり、それらをベクトル図に示すと第３図で
ある。出力電圧ベクトルは図示のように離散値的である
ため、■拳に従い連続的に出力電圧Ｖを制御するには、
■傘が含まれる象限を形成する三角形の頂点にあたる３
つの出力電圧ベクトルの時間的配合により■を合成する
。上述の関係を以下に数式を用いて示す。
．Ｖ７が定まり、それらをベクトル図に示すと第３図で
ある。出力電圧ベクトルは図示のように離散値的である
ため、■拳に従い連続的に出力電圧Ｖを制御するには、
■傘が含まれる象限を形成する三角形の頂点にあたる３
つの出力電圧ベクトルの時間的配合により■を合成する
。上述の関係を以下に数式を用いて示す。
電圧指令ベクトル■＊が存在する象限（Ｉ〜■）が次式
に従い前記象限判別手段４において判別される。
に従い前記象限判別手段４において判別される。
０（γく
：象限Ｉ
π（γく
：象限■
ただし、γ＝θ十−十δ
θ：ｄ軸とα軸のなす角
δ：ｖ１１とｑ軸のなす角
上述の象限判別によりｖ傘を占める三角形が確定し、そ
の頂点の３つの電圧ベクトルも確定する。
の頂点の３つの電圧ベクトルも確定する。
第２表に各象限に対応する３つの電圧ベクトル（零ベク
トルのｖｏとｖ７は同一ベクルとし扱う）を示す。各象
限においてこれら出力電圧ベクトルを用いてｖＩを合成
する。すなわち、 ｖ＊＝ａｖｎ＋ｂｖｎ＋ｔ＋ｃｖｏｙ７ ・
旧−（１）ここに、 ｎ＝１〜６．但しｎ＝６の場合Ｖｎ＋□＝ ｖ ｔａ
Ｈｂ ＨＣｍ時間配分、ａ＋ｂ＋ｃ＝１ａ、ｂ、ｃは、
第４項を参照して四種座標公式を用いて次式で示される
。
トルのｖｏとｖ７は同一ベクルとし扱う）を示す。各象
限においてこれら出力電圧ベクトルを用いてｖＩを合成
する。すなわち、 ｖ＊＝ａｖｎ＋ｂｖｎ＋ｔ＋ｃｖｏｙ７ ・
旧−（１）ここに、 ｎ＝１〜６．但しｎ＝６の場合Ｖｎ＋□＝ ｖ ｔａ
Ｈｂ ＨＣｍ時間配分、ａ＋ｂ＋ｃ＝１ａ、ｂ、ｃは、
第４項を参照して四種座標公式を用いて次式で示される
。
ここに、Δ：三角形の全面積
但し、ｎ＝６の場合 八〇＋１＝Δ１
いま、Ｉｖ、１＝１ｖ、÷１１＝１とおけば、象限Ｉに
おいては ｂ ＝−ｓｉｎ（Ｙ） ・ｌ ｖ”１ ３ ｃ＝ｌ−ａ−ｂ である。他の象限を含め全体をまとめて第３表に示す。
おいては ｂ ＝−ｓｉｎ（Ｙ） ・ｌ ｖ”１ ３ ｃ＝ｌ−ａ−ｂ である。他の象限を含め全体をまとめて第３表に示す。
所定時間Ｔｓ毎に、Ｔ５をａ、ｂ、ｃの比率で分割し、
各分割時間に対応して各出力電圧ベクトルを割当てる。
各分割時間に対応して各出力電圧ベクトルを割当てる。
これにより、インバータ出力電圧をＴｓ時間毎の平均値
においてｖ拳に一致するように制御できる。以上により
インバータ出力電圧の基本波成分はｖ拳に一致して制御
される。なおａ。
においてｖ拳に一致するように制御できる。以上により
インバータ出力電圧の基本波成分はｖ拳に一致して制御
される。なおａ。
ｂ、ｃの演算は時間配分手法５により行なわれる。
次に、磁気音に関係する高調波成分と電圧ベクトルの時
間配列の関係について述べる。
間配列の関係について述べる。
第５図は、電動機誘導起電力をｅと出力電圧ベクトルＶ
□、■。＋１． Ｖｏ、７の関係を示すベクトル図であ
る。高調波電流は、Ｖ＋＋） Ｖｎ＋１ｙ ＶＯ＋７の
それぞれとｅの差に関係して発生する。磁気音は電動機
巻線に高調波電流が流れることにより、巻線およびその
周辺部が加振され発生するものであり、加振力は高調波
電流と磁束の積に比例する。
□、■。＋１． Ｖｏ、７の関係を示すベクトル図であ
る。高調波電流は、Ｖ＋＋） Ｖｎ＋１ｙ ＶＯ＋７の
それぞれとｅの差に関係して発生する。磁気音は電動機
巻線に高調波電流が流れることにより、巻線およびその
周辺部が加振され発生するものであり、加振力は高調波
電流と磁束の積に比例する。
加振力は巻線各部に複雑に作用するが、簡単のため電動
機の固定子あるいは回転子において同一周方向に作用す
る加振力成分について考察すると、その成分はｅに対し
て平行な高調波電流ベクトル成分に比例する。
機の固定子あるいは回転子において同一周方向に作用す
る加振力成分について考察すると、その成分はｅに対し
て平行な高調波電流ベクトル成分に比例する。
ところで、所定期間Ｔｓにおいて選択されるスイッチン
グモード（出力電圧ベクトル）の酌量配列は、従来では
第６図（ａ）に示すものである。ここで、ｅに対して平
行な高調波電流成分Δｉの変化を調べると、ＶＯ，Ｖ７
が選択された場合はΔｉはｅに対して逆方向に変化し、
ｖｏあるいはＶｎ”１が選択された場合は、ｅに対して
同方向に変化する。その関係を第６図（ｂ）に示す。ス
イッチングモードの時間配列は時間Ｔｓ を周期として
繰返えされるため、Δｉに周波数は２Ｘ□となる。
グモード（出力電圧ベクトル）の酌量配列は、従来では
第６図（ａ）に示すものである。ここで、ｅに対して平
行な高調波電流成分Δｉの変化を調べると、ＶＯ，Ｖ７
が選択された場合はΔｉはｅに対して逆方向に変化し、
ｖｏあるいはＶｎ”１が選択された場合は、ｅに対して
同方向に変化する。その関係を第６図（ｂ）に示す。ス
イッチングモードの時間配列は時間Ｔｓ を周期として
繰返えされるため、Δｉに周波数は２Ｘ□となる。
ｓ
すなわち、加振力はスイッチング周波数（２ｋＨｚ程度
）の２倍の成分が主体となるため、磁気音はかん高く耳
障りなものとなる。
）の２倍の成分が主体となるため、磁気音はかん高く耳
障りなものとなる。
そこで、本発明では、加振力の位相を所定周期毎に変更
するようにして磁気音の発生源である音源の振動を抑制
する。第７図はその場合のスイッチングモードの時間配
列を示す。このとき、Δｉは図（ｂ）の実線のように変
化する。Ｔ ｓ １期間における変化とＴ４１２期間の
それは破線で示すよう互いに逆位相の関係にある。この
ようにして加振力の位相が所定周期毎に変化し上述が可
能となる。
するようにして磁気音の発生源である音源の振動を抑制
する。第７図はその場合のスイッチングモードの時間配
列を示す。このとき、Δｉは図（ｂ）の実線のように変
化する。Ｔ ｓ １期間における変化とＴ４１２期間の
それは破線で示すよう互いに逆位相の関係にある。この
ようにして加振力の位相が所定周期毎に変化し上述が可
能となる。
本発明のものでは、第７図（ａ）に示すように、Ｔ ｓ
ｓ ＋ Ｔ ｓ ｚの各期間でスイッチングモード（
電圧ベクトル）の配列および継続時間が異なっている。
ｓ ＋ Ｔ ｓ ｚの各期間でスイッチングモード（
電圧ベクトル）の配列および継続時間が異なっている。
以上のように、Ｔ ｓ １期間およびＴｓｚ期間におけ
る電圧ベクトルの時間配列を決定する部分が時間配列手
段６である。該手段は、例えば象限ｌにあっては、Ｔ
ｓ １期間において、 ｖｏ（１単位）→ｖ２（１単位）→ｖ１ （１単位）→
ｖ７（１単位）→ｖ１（１単位）→ｖ２（１単位）→ｖ
ｏ（１単位） Ｔｓ２期間においては ｖ２（１，１位）→■７（２単位）→ｖｓ （２単位）
→ｖｏ（２単位）→ｖ２（１単位） のように、電圧ベクトルの配列とその継続時間（単位時
間）を決定し、また、Ｖｌ、ＶｌおよびＶＯ，Ｖ７それ
ぞれの合計単位時間数がＴ ｓ ｔおよびＴ Ｓ ２の
各期間において Σｔｖｚ＝＝２単位 Σｔｖｘ＝２単位 Σｔｖｏ、７＝４単位 であることを決定し、それらの信号をスイッチングモー
ド選択手段７に送る。
る電圧ベクトルの時間配列を決定する部分が時間配列手
段６である。該手段は、例えば象限ｌにあっては、Ｔ
ｓ １期間において、 ｖｏ（１単位）→ｖ２（１単位）→ｖ１ （１単位）→
ｖ７（１単位）→ｖ１（１単位）→ｖ２（１単位）→ｖ
ｏ（１単位） Ｔｓ２期間においては ｖ２（１，１位）→■７（２単位）→ｖｓ （２単位）
→ｖｏ（２単位）→ｖ２（１単位） のように、電圧ベクトルの配列とその継続時間（単位時
間）を決定し、また、Ｖｌ、ＶｌおよびＶＯ，Ｖ７それ
ぞれの合計単位時間数がＴ ｓ ｔおよびＴ Ｓ ２の
各期間において Σｔｖｚ＝＝２単位 Σｔｖｘ＝２単位 Σｔｖｏ、７＝４単位 であることを決定し、それらの信号をスイッチングモー
ド選択手段７に送る。
該選択手段７は、時間配分手段５および時間配列手段６
からの信号に基づいて、次式より各単位時間の給体値を
計算する。
からの信号に基づいて、次式より各単位時間の給体値を
計算する。
ｖｌの単位時間＝ａ／ａ／単位時間数
Ｖ２の単位時間＝ｂ／合計単位時間数
Ｖ Ｏ，７の単位時間＝ａ／合計合計単位時間数位単位
時間絶対値づいて、前記時間配列順に単位時間数に応じ
て電圧ベクトルの継続時間がタイマにセットされ、第７
図（ａ）に示したように電圧ベクトルの時間配列とその
継続時間が制御される。なお、電圧ベクトルとスイッチ
ングモードの関係は第８図に示した通りであり、これに
従いインバータ各素子のオン、オフ状態が制御される。
時間絶対値づいて、前記時間配列順に単位時間数に応じ
て電圧ベクトルの継続時間がタイマにセットされ、第７
図（ａ）に示したように電圧ベクトルの時間配列とその
継続時間が制御される。なお、電圧ベクトルとスイッチ
ングモードの関係は第８図に示した通りであり、これに
従いインバータ各素子のオン、オフ状態が制御される。
Ｖ Ｏ＋ Ｖ ｎ ” １ 、 Ｖ ｎ ＨＶ ７のそ
れぞれの継続時間の合計の比率はＶｌに応じて定まって
おり、Ｖ”が同一であれば各期間でそれは一定である。
れぞれの継続時間の合計の比率はＶｌに応じて定まって
おり、Ｖ”が同一であれば各期間でそれは一定である。
すなわち、インバータ出力電圧の基本波成分はＶｌに応
じて制御され、Ｔ ｓ ｓ 、 Ｔ Ｓ １１期間によ
り変動することはない。したがって上述のようにスイッ
チングモードを変更しても制御上の問題は生じない。な
お、本実施例のものでは、Ｔ Ｓ １期間とＴｓｚ期間
を１組として各期間が告返されるが、各期間は２種類に
限られることはなく、一般には複数であってよい。
じて制御され、Ｔ ｓ ｓ 、 Ｔ Ｓ １１期間によ
り変動することはない。したがって上述のようにスイッ
チングモードを変更しても制御上の問題は生じない。な
お、本実施例のものでは、Ｔ Ｓ １期間とＴｓｚ期間
を１組として各期間が告返されるが、各期間は２種類に
限られることはなく、一般には複数であってよい。
また各期間の時間は相違していてもよい、この場合は加
振力の周波数も変化し、磁気音がソフトな音に変化して
騒音が緩和される。
振力の周波数も変化し、磁気音がソフトな音に変化して
騒音が緩和される。
以上により、本発明によれば、ＰＷＭ制御インバータ駆
動電動機の磁気音を低減、緩和できる効果がある。
動電動機の磁気音を低減、緩和できる効果がある。
本発明によれば、ＰＷＭインバータにおけるスイッチン
グモードを所定期間毎に、所定期間内における時間配列
あるいは継続時間について変更するようにしたことによ
り、高調波電流の位相が常に変化し、よって磁気音の低
減あるいは緩和することができる。
グモードを所定期間毎に、所定期間内における時間配列
あるいは継続時間について変更するようにしたことによ
り、高調波電流の位相が常に変化し、よって磁気音の低
減あるいは緩和することができる。
第１図は本発明の一実施例の回路構成図、第２図から第
１０図はその動作説明図である。 １・・・インバータ、２・・・電圧ベクトル象限判別手
段、５・・・電圧ベクトル時間配分手段、６・・・電圧
バク１−ル時間配列手段、７・・・スイッチングモード
選択子弟 図 第 図 シ 弔 ４ 因 第５図 第６図 第７図 第８図 第９図 第１０図
１０図はその動作説明図である。 １・・・インバータ、２・・・電圧ベクトル象限判別手
段、５・・・電圧ベクトル時間配分手段、６・・・電圧
バク１−ル時間配列手段、７・・・スイッチングモード
選択子弟 図 第 図 シ 弔 ４ 因 第５図 第６図 第７図 第８図 第９図 第１０図
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １、パルス幅変調制御により出力電圧が制御されるＰＷ
Ｍインバータにおいて、所定期間におけるインバータの
スイッチングモードの時間配列あるいは継続時間を、時
定期間毎に変更するようにしたことを特徴とするインバ
ータのＰＷＭ制御法。 ２、パルス幅変調制御により出力電圧制御されるＰＷＭ
インバータにおいて、所定期間におけるインバータのス
イッチングモードの時間配列あるいは継続時間を、所定
期間毎に周期的に変更するようにしたことを特徴とする
インバータのＰＷＭ制御法。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1242221A JP2852083B2 (ja) | 1989-09-20 | 1989-09-20 | インバータのｐｗｍ制御法及びｐｗｍインバータ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1242221A JP2852083B2 (ja) | 1989-09-20 | 1989-09-20 | インバータのｐｗｍ制御法及びｐｗｍインバータ |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH03107376A true JPH03107376A (ja) | 1991-05-07 |
| JP2852083B2 JP2852083B2 (ja) | 1999-01-27 |
Family
ID=17086039
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1242221A Expired - Lifetime JP2852083B2 (ja) | 1989-09-20 | 1989-09-20 | インバータのｐｗｍ制御法及びｐｗｍインバータ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2852083B2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6088246A (en) * | 1997-06-17 | 2000-07-11 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Method of and device for controlling pulse width modulation inverter |
-
1989
- 1989-09-20 JP JP1242221A patent/JP2852083B2/ja not_active Expired - Lifetime
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6088246A (en) * | 1997-06-17 | 2000-07-11 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Method of and device for controlling pulse width modulation inverter |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2852083B2 (ja) | 1999-01-27 |
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