JPH0279774A - 電力変換装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】

〔産業上の利用分野〕 この発明は、交流を直流に、あるいはその反対に直流を
交流に変換する電力変換装置に関するものである。 〔従来の技術〕 第３図は従来の電力変換装置を示す回路図であり、図に
おいて、１は交流電源、２は交流電源１のインピーダン
ス、３ａ　、３ｂはそれぞれ開閉装置、４はコンデンサ
、５は交流リアクトルｓ６ａ〜６ｄは交流を直流に変換
する他励式変換器の主構成要素であるサイリスタスイッ
チ、７は電流平滑用の直流リアクトル、８はバッテリあ
るいは他の電力変換装置のような直流電源である。 また、９は直流電流を検出する直流電流検出手段として
の例えば、ＤＣ−ＣＴのような電流センサであり、この
電流センサ９は他励式変換器と直列に接続されている。 １０は直流電流を制御し、変換する電力の大きさを定め
るための電流基準設定器、１１は電流コントローラ、１
２は交流電圧を検出するだめの交流電圧検出手段として
の交流電圧センサ、１３はサイリスタスイッチ６３〜６
ｄの点弧位相を定めろための位相回路である。 １４は上記サイリスクスイッチ６ａ〜６ｄの点弧回路で
あり、この点弧回路１４と上記位相回路１３、電流基準
設定器１０．電流コントローラ１１とで制御回路２０を
構成している。 次に動作について説明する。第４図はそのタイミング図
である。他励式変換器の主構成要素であるサイリスタス
イッチ６ａ〜６ｄの点弧角α（第４図（ａ））を制御回
路２０により制御することにより、第４図ｆｂｌに示す
ような位相でサイリスクスイッチ５ａ、５ｄのゲートに
点弧信号が加えられ、同様にして、第４図（ｃｌに示す
ような点弧信号がサイリスタスイッチ６ｂ、６Ｃのゲー
トに加えられる。 これにより、他励式変換器は交流電力を直流電力に変換
したり、また、その逆に直流電力を交流電力に変換でき
ることは周知である。 すなわち、電流センサ９で検出した他励式変換器の直流
電流と電流基準設定器１０の設定値とにより、電流コン
トローラ１１はサイリスタスイッチ６ａ〜６ｄの点弧角
αを出力し、一方、交流電圧センサ１２により交流電源
１の電圧Ｖを検出しており、この電圧Ｖに対して、サイ
リスタスイッチ６ａ〜６ｄを点弧角αで制御した場合、
交流側の電力Ｐは次の（９式で表される。 Ｐ中（２＃／π）ｅｖ・Ｉｄ・ｓｉｎα・・・・・・・
・・・・・・・・・・・・・・・・・（１）但し、■は
交流電圧実効値、 Ｉｄは直流電流平均値、 である。 従って、点弧角０≦α≦πのときは、Ｐ〉０となり、電
力は交流側より直流側へ供給され、点弧角がＯ〉αく−
πの場合はその逆となる。 〔発明が解決しようとする課題〕 従来の電力変換装置は以上のように構成されているので
、交流電源１がなければ単独では動作しないものである
が、第３図に示すように、交流側にフィルタの目的で挿
入されるコンデンサ４あるいは浮遊のコンデンサが存在
すると、電力変換装置の運転中に開閉装置３ａ　、３ｂ
を開き、交流電源１を切り離しても、電力変換装置は停
止せず、位相回路１３などの特性により自励発振を行い
、運転をし続ける。 従って、何らかの理由で直流電源８の電圧が上昇した場
合、直流電力は交流側へ回生することができず、直流電
圧の上昇により、電力変換装置や直流電源８を破壊する
おそれがあるという問題点があった。 なお、近似技術として、特公昭５６−５３２４８号公報
およびコロナ社発行、「インバータ回路」Ｂ、Ｑ　Ｂｅ
ｄｆｏｒｄ　＆　Ｒ，Ｇ、Ｈｏｆｔ著、第３章がある。 この発明は上記のような問題点を解消するためになされ
たもので、交流側の開閉装置の開閉の検知精度を向上で
き、交流電源が切り離された場合における電力変換装置
の停止を確実に実施できるとともに、直流電圧の上昇時
に電力変換装置および直流電源の破壊を未然に防止でき
る電力変換装置を得ることを目的とする。 〔課題を解決するための手段〕 この発明に係る電力変換装置は、演算タイミング信号発
生回路で発生された交流電圧の周期に同期した信号と交
流電圧と直流電源の電圧および直流の基準電流のそれぞ
れのディジタル量を入力して交流電源が切り離されたか
否かを判定して論理値を出力するマイクロプロセッサと
、マイクロプロセッサから出力される論理値に応動して
故障、信号を発生する故障信号発生回路とを設けたもの
である。 〔作　用丁 この発明におけるマイクロプロセッサは、交流電圧の周
期に同期した信号と交流電圧と直流電源の電圧および直
流の基準電流のそれぞれのディジタル量を入力し、この
うち、交流電圧のノイズを除去した実交流電圧波形をメ
モリに格納しておき、交流電圧の周期に同期した信号と
交流電圧と直流電圧とから交流電源と直流電源と他励式
変換器とを含む電気回路およびこの他励式変換器の制御
回路とを数学的モデルによりシミュレートした交流電圧
波形演算結果とメモリに格納された実交流電圧波形の情
報とをプログラムにより比較し、その判定結果が一定の
しきい値を越えたか否かを論理値で出力し、この論理値
により故障信号発生回路が応動して故障信号を発生する
。 〔実施例〕 以下、この発明の一実施例を図につい【説明する。第１
図において、１〜１４は第３図と同様であり、その構成
の重複説明を避ける。 １５は直流電圧を検出する直流電圧検出手段としての直
流電圧センサ、１６は交流電圧センサ１２で検出された
交流電圧を入力して、交流電圧の周期に同期したタイミ
ング信号を発生する演算タイミング信号発生回路である
。 また、１７８〜１７Ｃはそれぞれアナログ／ディジタル
（以下、Ａ／Ｄという）コンバータであり、Ａ／Ｄコン
バータは上記交流電圧センサ１２の出力電圧をディジタ
ルに変換し、Ａ／Ｄコンバータ１７ｂは上記直流電圧セ
ンサ１５の出力電圧をディジタル化し、Ａ／Ｄコンバー
タ１７Ｃは電流基準設定器１０で設定された直流の基準
電流をディジタル化するものである。 １８は上記演算タイミング信号発生回路１６およびＡ／
Ｄコンバータ１７ａ〜１７Ｃの出力をそれぞれ入力する
マイクロプロセッサであり、例えば、Ｄ　Ｓ　Ｐ　（Ｄ
ｉｇｉｔａｌ　３ｉｇｎａｌ　Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ　：
　　ディジタル・シグナル・プロセッサ）のようなマイ
クロ７’　ｏ　セッサであり、第２図に示すようなソフ
トウェア（Ｓ／Ｗ）的に構成されている。 すなわち、第２図において、１８ａはＡ／Ｄコンバータ
１７ａから出力される交流電圧■１の波形のノイズを除
去するためのフィルタ、１８ｂはこのフィルタ１８ａで
ノイズが除去された実交流電圧波形の情報を格納するメ
モリである。 また、１８Ｃは演算タイミング信号発生回路１６から出
力される交流電圧の周期に同期したタイミング信号Ｔと
、Ａ／Ｄコンバータ１７ａから出力される交流電圧ｖ１
、Ａ／Ｄコンバータ１７ｂから出力される直流電圧Ｅと
を入力して、後述する電気回路２１の特性を模擬する電
気回路シミュレータである。 １８ｄは上記タイミング信号ＴとＡ／Ｄコンバータ１７
Ｃから出力される直流の基準１！流１ｒｅｆとを入力し
て、制御回路２０の特性を模擬（シミュレート）する制
御ブロックシミュレータである。 なお、タイミング信号Ｔにより、メモリ１８ｂの交流電
圧Ｖの格納と制御プロックシミエレータ１８ｄのシミュ
レートのタイミングをとるようＫしている。 １８ｅはメモＩＪ　１８　ｂに格納されている交流電圧
Ｖのノイズが除去された実交流電圧波形の情報と、電気
回路シミユレータ１８Ｃの演算結果とを比較する波形比
較プログラム、１８ｆはこの比較結果が一定のしきい値
を越えたか否かを判別して論理値「１」または「０」の
場合に交流電源１が切り離されたことを検知する故障判
別プログラムである。 ここで、説明を再び第１図に戻す。この第１図における
１９はマイクロプロセッサ１８から、すなわち、故障判
別プログラム１８ｆからの論理値に応動して故障信号を
発生する故障信号発生回路である。 なお、上記制御回路２０は電流基準設定器１０と、電流
コントローラ１１と、位相回路１３と、点弧回路１４と
から構成されている。 上記電気回路２１は交流電源１と、他励式変換器と、直
流電源８とを主体とし、インピーダンス２と、開閉装置
３ａ、３ｂと、コンデンサ４と、交流リアクトル５と、
電流センサ９と、交流電圧センサ１２と、直流電圧セン
サ１−５とにより構成されている。 次に動作について説明する。第３図と同一動作の説明は
省略する。この実施例においては、交流電圧センサ１２
で検出される電圧は一般的に交流電源１の電圧波形に近
く、波形歪も少ない。 ところが、第１図に示す構成の電力変換装置の運転中に
開閉装置３ａ、３ｂが伺らかの故障で開放されると、コ
ンデンサ４の蓄積エネルギにより、サイリスタスイッチ
６ａと６ｄ、あるいは６ｂと６０のうち、現在導通状態
のペアをオフとし、次に、現在オフのペアをオン状態と
し、上記繰り返しにより、自励発振が起こる。 この発振周波数は位相回路１３などの特性によるもので
あるが、はぼ交流電源１０周波数に近似しており、あた
かも開閉装置３ａ、３ｂが閉じら−れているがごとき動
作をする。 従って、電気鉄道用の電力変換装置や直流送電などのよ
うな長距離の送電路中に開閉装置３　ａ＋３ｂが設置さ
れた場合は、上記開閉装置３ａ、３ｂが開放されたか否
かの判別は困難である。 ところで、第１図に示す電力変換装置の電気回路２１お
よび制御回路２０は、例えば以下に示すタブロ一方程式
のように、数学的モデルに置き換えて表現できる。 これにより、上記の数学的モデルをＤＳＰのような高速
のマイクロプロセッサ１８にあらかじめプログラミング
しておき、前記交流電圧の周期に同期して信号を発生す
る演算タイミング信号発生回路１６のタイミング信号Ｔ
に同期して数値計算を行うことにより、模擬交流電圧波
形を求めることができる。 すなわち、上記電気回路２１の各要素の特性を離散化し
たタブロ一方程式で表すと、例えば（１）スイッチ・サ
イリスタモデルＳＷは、ｋＩ、、ｗ（ｎ＋１）　　　　
（ｎｉｌ）　、、、、、、、、、、、、１．、、＋２）
＋　ｋｖＶＢＷ 但し、ｉｓｗは素子の電流、ｖｓｗは素子の電圧、素子
がオンならばｋｉ＝０　、　ｋｖ＝１　、オフならばｋ
ｉ＝１．ｋｖ＝Ｏ１ｎは計算のｎステップ目である。 （２）交流・直流電圧源モデルＥは、 Ｖ、（ｎ＋１）　＝　Ｅ（ｎ＋１）　　　、、、、、、
、、、、、、、、、、、、、、４０００．０．−１−＋
３１（３）　　抵抗モデルＲは、 ■Ｒ（ｎ＋１）、（ｎ＋１）、１６９９２００１９０．
１０．１００００９１１０００００．、（４）＝ｌ（Ｉ
ｎ （４）　　コンデンサモデルＣは、 （ｎｅｔ） ｃｖＧ＋（θ−１）　ｈ　ｉＣ（ｎ＋　１　）”　ＣＶ
ｃ、、”）＋θｈｉｃ”）、＋９．、＋＋＋＋ｏ＋＋＋
＋ＨＨ１，４１（５）（５）　　リアクトルモデルＬは
、 Ｌｉｔ（ｎ”＋　（ｉｌ）ｈ　ｖＬ（”１）＝＝　Ｌ　
ＨＬ（ｎ　）＋θｈｖＬ（ｎ　）　、、、・曲、、、曲
・・、、曲・（６１となり、交流電源１および直流電源
８は上記（３）式の交流・直流電圧源モデルＥに、イン
ピーダンス２と直流電圧センサ１５および直流電流セン
サ９と交流電圧センサ１２は上記（４）式の抵抗Ｒモデ
ルに、コンデンサ４は（５）式のコンデンサＣモデルに
、交流リアクトル５と直流リアクトル７は上記（６）式
のりアクドルＬモデルに、開閉装置３ａ、３ｂおよびサ
イリスタスイッチ６３〜６ｄは上記（２）式のスイッチ
サイリスタモデルｓｗにそれぞれ置き換えることができ
る。 従って、電気回路シミーレータ１８ｃは、上記各要素の
特性式を第１図の電気回路２１に適用されるキルヒホッ
フ則に従って接続するようにプログラミングされる。 すなわち、キルヒホッフ則のタブロ一方程式は、（ａｔ
　　キルヒホッフ電流側 （Ｉ　ｏ　ｌ　Ｆ）（ｉ　”＋１））　＝　０−・”−
−”−−（７）（ｂ）　　キルヒホッフ電圧側 ＣＦ”　ｌ　ＩＢＸＶ””ろ＝Ｏ・・・・・・・・・・
・・・・・・・・・・・（８）但し、Ｄ　＝　（Ｉｏｌ
Ｆ）：カットセット行列Ｂ　＝　（−ＦＴＩＩａ’）　
　ループ行列で表される。 同様に、上記制御回路２０の各要素の特性を離散化した
タブロ一方程式で表すと、例えば、（１）加算器は、 但し、Ｌ二人力数、加算：Ｃｋ＝＝１．減算：Ｃｋ＝　
−１ （２）　　ゲインは１ 、（ｎｅｔ）　　　（ｎ＋１）　＝：　Ｏ、、、、、、
−００，−０１００，−０−０，−（１０）ｕ （３）積分器は、 ｙ（ｎ＋１）＝ｙ（ｎ１＋ｈ〔θに４”＋　（１−θ）
Ｋｕ←１）〕・・・・・・（１１）但し、ｈ：計算のス
テップ幅。 ｙ：入力、ｕ：出力、　Ｋ＝１．２．３・・・なお、積
分公式としてθをパラメータとする１階法（１２）式、
（１３）式を用いろと、ｙ（ｎｕ）　＝　ｙ（ｎｌ＋ｈ
　（θｙ（’）＋（ＩＪ）ｙ（ｎ”ｔ））　、−・・−
＜１ｚ）Ｏ≦０く１　・・・・・・・・・・・・・・・
・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・
・・（１３）となり、例えば、電流基準設定器１０は定
数として与え、また、電流コントローラ１１は上記（９
）式の加算器と（ｌＯ）式のゲインに、位相回路１３は
上記（９）式の加算器と（１０）式のゲインと（１１）
式の積分器に、点弧回路１４は位相回路１３の出力にそ
れぞれ対応し【開閉装置３ａ、３ｂおよびサイリスタ６
３〜６ｄを素子がオンならばｋｉ＝ｏ、ｋｖ＝１、オフ
ならばｋｉ＝１．ｋｖ＝０となるようなプ。 ログラムに、それぞれ置き換えることができる。 従って、制御回路シェミレータ１８ｄは、上記制御要素
の特性式を第１図に示す制御回路２０の接続の順序どう
りに入力するようにプログラミングされる。 以上のようにして得られた電力変換装置のシミーレータ
は、第１図に示す電気回路２１の各要素の定数や制御回
路２０の設計定数の値を精度よく把握し、プログラミン
グすることにより、電力変換装置の動作を精度よく模擬
することができる。 従って、上記の方法で得られた交流電圧模擬波形、すな
わち電気回路シュミレータ１８Ｃの出力とフィルタ１８
ａにより、ノイズを除去した後の実交流電圧波形情報を
格納するメモＩＪ　１８　ｂの出力とを波形比較プログ
ラム１８ｅにより比較する。 この比較による判定結果が一定の敷居値ＣＯを越えたか
否かを故障判別プログラム１８ｆにより判別し、その結
果出力される論理信号〔１〕（または

〔０〕）に故障信
号発生回路１９が応動して、この故障信号発生回路１９
から故障信号Ｓが発生されるので、交流電源１が切り離
されたと検知することができる。 なお、上記の実施例では、交流電源１および電力変換装
置は単相のものを示したが、三相回路の構成、あるいは
多相多重構成でもよく、上記実施例と同様の効果を奏す
る。 〔発明の効果〕 以上のように、この発明によれば、交流電源と直流電源
と他励式変換器とを含む電気回路と他励式変換器の制御
回路とを数学的モデルによりシミユレートした結果とメ
モリに格納された実交流電圧波形とをプログラムにより
比較して、その比較による判別結果の論理値により交流
電源が切り離されたことを検知するように構成したので
、その検知精度が高く、交流電源が切り離された場合に
おける電力変換装置の停止を確実に実施できる。 従って、何らかの原因により、直流電圧が上昇した場合
、電力変換装置を停止させ、かつその情報を直流電源な
どに出力できるので、電力変換装置および直流電源の破
壊を未然に防止できるという効果がある。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明の一実施例による電力変換装置を示す
ブロック図、第２図はソフトウェアで構成された同上実
施例におけるマイクロプロセッサを示すブロック図、第
３図は従来の電力変換装置を示すブロック図、第４図は
第３図の電力変換装置の動作説明図である。 １は交流電源、３ａ　、３ｂは開閉装置、６３〜６ｄは
サイリスタスイッチ（他励式変換器）、８は直流電源、
９は直流電流センサ（直流電流検出手段）、１０は電流
基準設定器、１２は交流電圧センサ（交流電圧検出手段
）、１５は直流電圧センサ（直流電圧検出手段）、１６
は演算タイミング信号発生回路、１８はマイクロプロセ
ッサ、１８ａはノイズ除去フィルタ、１８ｂはメモリ、
１９は故障信号発生回路、２０は制御回路、２１は電気
回路。 なお、図中、同一符号は同一、または相当部分を示す。 特許出願人　　　三菱電機株式会社 ・′＝− 代理人　弁理士　　　１）澤　博　昭゛−９・、−へ−
ｆ、ｔ （外２名） １又、ｋｊ源　　　　　　　　　　１ｏ、電：ｉ基準ｕ
ｔ格３ａ、３ｂ：　ＷＷＡＨｌ　　　　　　　　　　　
　　　　１２　：交）釘＊ｆｆｃンす（交°シヒ電圧卆
１出ｆｉ）８、直ＡｔＪ！　　　　　　　　　　　　１
９’、ｈＴ４ｉ＜已’ｙｉｉ回Ｗｓ９°ｌり驚、￥１Ｌ
′ｉセン中（直ント、電え１１町′出午殺）第１図 第２図

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 交流電源と他励式変換器の間に設置される開閉装置、前
   記他励式変換器の直流出力側に接続された直流電源、前
   記他励式変換器の交流側の電圧波形を検出する交流電圧
   検出手段、前記直流電源の電圧の大きさを検出する直流
   電圧検出手段、前記直流電源の電流の大きさを検出する
   直流電流検出手段とから成る電気回路と、前記他励式変
   換器の点弧角を定める制御回路と、前記交流電圧の周期
   に同期した信号を発生する演算タイミング信号発生回路
   と、ノイズを除去した前記交流電圧のメモリに格納され
   た実交流電圧波形の情報と前記電気回路および前記制御
   回路の特性を数学的モデルに置き換え数値計算によりシ
   ミュレートした交流電圧波形演算結果とをプログラムに
   より比較してその比較結果が一定の敷居値を越えたか否
   かを判別して論理値を出力するマイクロプロセッサと、
   このマイクロプロセッサから出力される論理値の信号に
   応動して故障信号を発生する故障信号発生回路とを備え
   た電力変換装置。