JPH0276307A - スイッチング形直流電力増幅器 - Google Patents
スイッチング形直流電力増幅器Info
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- JPH0276307A JPH0276307A JP22818788A JP22818788A JPH0276307A JP H0276307 A JPH0276307 A JP H0276307A JP 22818788 A JP22818788 A JP 22818788A JP 22818788 A JP22818788 A JP 22818788A JP H0276307 A JPH0276307 A JP H0276307A
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
(産業上の利用分野)
本発明は直流を含む低周波増幅器に係り、特にスイッチ
ング形直流電力増幅器の帰還制御回路に関するものであ
る。
ング形直流電力増幅器の帰還制御回路に関するものであ
る。
(従来技術及び発明が解決しようとする課題)第8図は
従来のスイッチング形直流電力増幅器を示したブロック
図である0図において、1は直流電源、2はパルス電圧
変換器、3は変成器、4は整流回路、5は平滑回路及び
6は負荷で、直流電源1から負荷6に信号電圧が供給さ
れる。また、入力信号7と平滑回路5の出力が誤差増幅
器8に入力され、パルス信号発生回路9を介してパルス
電圧変換器2が制御される。
従来のスイッチング形直流電力増幅器を示したブロック
図である0図において、1は直流電源、2はパルス電圧
変換器、3は変成器、4は整流回路、5は平滑回路及び
6は負荷で、直流電源1から負荷6に信号電圧が供給さ
れる。また、入力信号7と平滑回路5の出力が誤差増幅
器8に入力され、パルス信号発生回路9を介してパルス
電圧変換器2が制御される。
次に、この回路の動作と問題点について述べる。
入力信号7は直流を含む低周波信号であり、誤差増幅器
8によって必要な電圧に増幅され、この増幅後の信号は
更にパルス信号発生回路9によって高周波パルス信号に
変換される。一方、直流電源1はパルス電圧変換器2に
よってパルス信号発生回路9からの高周波パルス信号に
従った高周波交流電圧に変換されるが、この高周波はい
わゆる搬送波であり、変成器3によって変圧され、整流
回路4によって脈流に検波された後、平滑回路5によっ
て平滑され、入力信号7と相似な低周波信号電圧となり
、負荷6に供給される。ここで、負荷6の両端電圧であ
る平滑回路5の電圧すなわち出力信号は誤差増幅器8へ
帰還され、入力信号7と比較され、この結果、スイッチ
ング形直流電力増幅器(以下、単に電力増幅器という、
)の入出力周波数特性が改善される。しかし、この構成
では、入力信号7が直接誤差増幅器8に接続されるため
、電力増幅器の入出力周波数特性を平滑回路5のカット
オフ周波数のみによって決定し、また、直流型41の電
圧変動が出力電圧に現れる影響あるいは帰還制御ループ
の安定性を誤差増幅器8の伝達特性のみによって調整す
る必要があった。
8によって必要な電圧に増幅され、この増幅後の信号は
更にパルス信号発生回路9によって高周波パルス信号に
変換される。一方、直流電源1はパルス電圧変換器2に
よってパルス信号発生回路9からの高周波パルス信号に
従った高周波交流電圧に変換されるが、この高周波はい
わゆる搬送波であり、変成器3によって変圧され、整流
回路4によって脈流に検波された後、平滑回路5によっ
て平滑され、入力信号7と相似な低周波信号電圧となり
、負荷6に供給される。ここで、負荷6の両端電圧であ
る平滑回路5の電圧すなわち出力信号は誤差増幅器8へ
帰還され、入力信号7と比較され、この結果、スイッチ
ング形直流電力増幅器(以下、単に電力増幅器という、
)の入出力周波数特性が改善される。しかし、この構成
では、入力信号7が直接誤差増幅器8に接続されるため
、電力増幅器の入出力周波数特性を平滑回路5のカット
オフ周波数のみによって決定し、また、直流型41の電
圧変動が出力電圧に現れる影響あるいは帰還制御ループ
の安定性を誤差増幅器8の伝達特性のみによって調整す
る必要があった。
以下、上記問題点を第2図に示す第1図における負帰還
ループの開ループ−巡伝達特性図を用いて詳細に説明す
る0図において、横軸は周波数(KH)、縦軸は利得(
db)及び位相(度)である、なお、他の伝達特性図に
おいても同様とする。また、At、Aオは開ループ利得
特性、φ。
ループの開ループ−巡伝達特性図を用いて詳細に説明す
る0図において、横軸は周波数(KH)、縦軸は利得(
db)及び位相(度)である、なお、他の伝達特性図に
おいても同様とする。また、At、Aオは開ループ利得
特性、φ。
は位相特性、10は平滑回路5のカットオフ周波数、1
1は発振周波数、12は位相余裕である。
1は発振周波数、12は位相余裕である。
第8図及び第9図において、ループ内に存在する平滑回
路5による位相遅れに誤差増幅器8あるいはパルス発生
回路9で生じる位相遅れが加算され、位相余裕12が少
なく、安定性が低い。このため、直流型filの電圧変
動による出力電圧の変動を小さくするのに必要な開ルー
プ利得A、を設定すると、位相が180度遅れる発振周
波数11において発振し、この発振を停止させるために
開ループ利得A□を低く設定すると出力特性が悪化する
。
路5による位相遅れに誤差増幅器8あるいはパルス発生
回路9で生じる位相遅れが加算され、位相余裕12が少
なく、安定性が低い。このため、直流型filの電圧変
動による出力電圧の変動を小さくするのに必要な開ルー
プ利得A、を設定すると、位相が180度遅れる発振周
波数11において発振し、この発振を停止させるために
開ループ利得A□を低く設定すると出力特性が悪化する
。
つまり第10図の直流電源電圧対出力電圧特性に示すよ
うに、直流電源1の電圧変動による出力電圧の変動が電
圧V + (利得大)から電圧Vi(利得小)へと大き
くなるのみならず、電力増幅器として必要な入出力電圧
利得を確保するのが困難となる。
うに、直流電源1の電圧変動による出力電圧の変動が電
圧V + (利得大)から電圧Vi(利得小)へと大き
くなるのみならず、電力増幅器として必要な入出力電圧
利得を確保するのが困難となる。
この対策として、第11図の開ループ−巡伝達特性図に
示すように、誤差増幅器8の伝達特性を調整することに
よって開ループ位相遅れが180度となる直前の周波数
を進相補償周波数13に選定し、進相補償を行い位相特
性φ8の位相余裕12を増加させる方法がある。しかし
、この進相補償を有効とするには、誤差増幅器8が必要
とする開ループ利得Asの特性より誤差増幅器8を構成
する演算増幅器の裸利得A4の方が充分に大きい必要が
ある。一方、このような要求を満たす高利得周波数帯域
積の演算増幅器は実現性が低い、従って、進相補償を行
うには事実上限界があった。
示すように、誤差増幅器8の伝達特性を調整することに
よって開ループ位相遅れが180度となる直前の周波数
を進相補償周波数13に選定し、進相補償を行い位相特
性φ8の位相余裕12を増加させる方法がある。しかし
、この進相補償を有効とするには、誤差増幅器8が必要
とする開ループ利得Asの特性より誤差増幅器8を構成
する演算増幅器の裸利得A4の方が充分に大きい必要が
ある。一方、このような要求を満たす高利得周波数帯域
積の演算増幅器は実現性が低い、従って、進相補償を行
うには事実上限界があった。
以上の問題点を解決するため、本発明は、高安定、高利
得、広周波数帯域を同時に満足するスイッチング形直流
電力増幅器を提供することを目的とする。
得、広周波数帯域を同時に満足するスイッチング形直流
電力増幅器を提供することを目的とする。
(課題を解決するための手段)
上記目的を達成するため、本発明は直流電源の直流電圧
をパルス電圧に変換するパルス電圧変換器と、変成器、
整流回路および平滑回路とを有し、前記平滑回路の出力
電圧と入力信号の電圧との差を増幅する誤差増幅器およ
び誤差増幅器の出力電圧に従ったパルス信号を前記パル
ス電圧変換器へ帰還するスイッチング形直流電力増幅器
において、前記入力信号と入力信号を印加すべき前記誤
差増幅器の入力端子との間に前置増幅器を接続したこと
を特徴とするスイッチング形直流電力増幅器を要旨とす
る。
をパルス電圧に変換するパルス電圧変換器と、変成器、
整流回路および平滑回路とを有し、前記平滑回路の出力
電圧と入力信号の電圧との差を増幅する誤差増幅器およ
び誤差増幅器の出力電圧に従ったパルス信号を前記パル
ス電圧変換器へ帰還するスイッチング形直流電力増幅器
において、前記入力信号と入力信号を印加すべき前記誤
差増幅器の入力端子との間に前置増幅器を接続したこと
を特徴とするスイッチング形直流電力増幅器を要旨とす
る。
さらに、誤差増幅器の帰還制御ループを進相補償したこ
と、及び誤差増幅器の直流利得による閉ループ利得の上
昇を、前置増幅器の直流利得によって相殺することを要
旨とする。
と、及び誤差増幅器の直流利得による閉ループ利得の上
昇を、前置増幅器の直流利得によって相殺することを要
旨とする。
(実施例)
以下、図面に沿って本発明の実施例について説明する。
なお、実施例は一つの例示であって、本発明の精神を逸
脱しない範囲で種々の変更あるいは改良を行いうろこと
は言うまでもない。
脱しない範囲で種々の変更あるいは改良を行いうろこと
は言うまでもない。
第1図は本発明の一実施例を示すブロック図である0図
は直流型a1.パルス変換器2.変成器3、整流回路4
.平滑回路5.負荷6.入力出力7、誤差増幅器8及び
パルス発生回路9は第8図に示した従来の構成と同様で
あり、前置増幅器14を入力信号7と誤差増幅器8の入
力側との朋に接続した電力増幅器である。
は直流型a1.パルス変換器2.変成器3、整流回路4
.平滑回路5.負荷6.入力出力7、誤差増幅器8及び
パルス発生回路9は第8図に示した従来の構成と同様で
あり、前置増幅器14を入力信号7と誤差増幅器8の入
力側との朋に接続した電力増幅器である。
図において、入力信号7と誤差増幅器8との間に前置増
幅器14を接続することにより、帰還制御ループにおけ
る進相補償を容易にし、誤差増幅器8の直流利得を大き
く設定し、前置増幅器14の直流利得を小さく設定する
。
幅器14を接続することにより、帰還制御ループにおけ
る進相補償を容易にし、誤差増幅器8の直流利得を大き
く設定し、前置増幅器14の直流利得を小さく設定する
。
第2図は本発明の開ループ−巡伝達特性を示したもので
、誤差増幅器8の伝達特性を調整することによって実現
される。
、誤差増幅器8の伝達特性を調整することによって実現
される。
以下、本発明のスイッチング形直流電力増幅器について
第1図及び第2図を用いて詳細に説明する。
第1図及び第2図を用いて詳細に説明する。
まず、直流電源1の電圧変動が出力電圧に及ぼす影響を
小さくするのに充分な開ループ利得A′。
小さくするのに充分な開ループ利得A′。
を設定する0次に進相補償が可能となる程度の開ループ
利得となるように平滑フィルタのカットオフ周波数10
以下の利得を設定する。最後に、平滑フィルタのカット
オフ周波数10よりわずかに高い進相補償周波数15に
おいて進相補償を行う、この結果、従来の方法に比べ、
帰還制御ループの位相φ3の位相余裕12が極めて大き
くなり、安定性が著しく向上する。
利得となるように平滑フィルタのカットオフ周波数10
以下の利得を設定する。最後に、平滑フィルタのカット
オフ周波数10よりわずかに高い進相補償周波数15に
おいて進相補償を行う、この結果、従来の方法に比べ、
帰還制御ループの位相φ3の位相余裕12が極めて大き
くなり、安定性が著しく向上する。
しかし、直流利得A ’ Sを高く設定するため、第3
図に示すように、制御ループの閉ループ特性A。
図に示すように、制御ループの閉ループ特性A。
は直流に近い低周波領域でその利得が大きくなり、増幅
器としての線形性が低下する。そこで、前置増幅器14
の伝達特性A、のこの周波数領域の利得を低く設定する
。この結果、総合的な直流電力増幅器の入出力伝達特性
A、は必要な周波数帯域で平坦となる。
器としての線形性が低下する。そこで、前置増幅器14
の伝達特性A、のこの周波数領域の利得を低く設定する
。この結果、総合的な直流電力増幅器の入出力伝達特性
A、は必要な周波数帯域で平坦となる。
また、開ループの直流利得A’S(第2図)が高いので
、第4図の直流電源電圧対出力電圧の特性図に示すよう
に、直流電源1の電圧変動による出力電圧の変動も小さ
い。
、第4図の直流電源電圧対出力電圧の特性図に示すよう
に、直流電源1の電圧変動による出力電圧の変動も小さ
い。
第5図は本発明の一実施例を示す回路図である。
図において、直流電源l、パルス電圧変換器2゜変成器
3.整流回路4.平滑回路5.負荷6.入力信号7.誤
差増幅器8及びパルス発生回路9゜前置増幅器14の構
成は第1図に示した構成と同様である。
3.整流回路4.平滑回路5.負荷6.入力信号7.誤
差増幅器8及びパルス発生回路9゜前置増幅器14の構
成は第1図に示した構成と同様である。
図において、パルス電圧変換器2.変成器3゜整流回路
4.平滑回路5はスイッチングレギュレータに用いる1
石フォワードコンバータ回路と同一構成である。従って
、本実施例の場合、パルス信号発生回路9はパルス幅変
調回路となる。誤差増幅器8における抵抗Rs、コンデ
ンサC8は開ループ直流利得As(第2図)を高く設定
するために用いている。抵抗RI+ Ra、Rs、Ra
は進相補償を容易にするよう、平滑回路5のインダクタ
し、コンデンサC0で定まる平滑回路5のカットオフ周
波数10(第2図)以下の開ループ利得を設定し、誤差
増幅器8のコンデンサC1によって進相補償を行うてい
る。前置増幅器14における抵抗R・、コンデンサC8
は、抵抗Rs、コンデンサcmによって帰還制御回路の
閉ループ利得A。
4.平滑回路5はスイッチングレギュレータに用いる1
石フォワードコンバータ回路と同一構成である。従って
、本実施例の場合、パルス信号発生回路9はパルス幅変
調回路となる。誤差増幅器8における抵抗Rs、コンデ
ンサC8は開ループ直流利得As(第2図)を高く設定
するために用いている。抵抗RI+ Ra、Rs、Ra
は進相補償を容易にするよう、平滑回路5のインダクタ
し、コンデンサC0で定まる平滑回路5のカットオフ周
波数10(第2図)以下の開ループ利得を設定し、誤差
増幅器8のコンデンサC1によって進相補償を行うてい
る。前置増幅器14における抵抗R・、コンデンサC8
は、抵抗Rs、コンデンサcmによって帰還制御回路の
閉ループ利得A。
(第3図)が直流に近い低周波領域で上昇するのを相殺
するよう、この周波数領域の利得を低下させている。抵
抗R1,コンデンサC1によって前置増幅器14の最大
利得を設定し、電力増幅器としての総合的入出力伝達特
性As(第3図)を調整している。
するよう、この周波数領域の利得を低下させている。抵
抗R1,コンデンサC1によって前置増幅器14の最大
利得を設定し、電力増幅器としての総合的入出力伝達特
性As(第3図)を調整している。
本実施例の開ループ−巡伝達特性および入出力伝達利得
を第6図に示す、また、A、は入力伝達利得、A1.は
開ループ利得、φ4は位相である。
を第6図に示す、また、A、は入力伝達利得、A1.は
開ループ利得、φ4は位相である。
また、 10は平滑フィルタのカットオフ周波数、15
は進相補償周波数、12は位相余裕である。
は進相補償周波数、12は位相余裕である。
第5図の実施例は、1石フォワードコンバータ回路によ
るものであるが、本発明によるスイッチング形直流電力
増幅器の構成は、第7図に示すスイッチングレギュレー
タの構成(直流電源1.パルス電圧変換器2.変成器3
.電圧回路4.平滑回路6.誤差増幅器8.パルス信号
発生回路9及び基準電源16)における基準電源16の
代わりに前置増幅器14および入力信号7を接続したの
と同一である。したがうて、スイッチングレギュレータ
回路に1石フライバック回路、ブッシェプル回路をはじ
め、パルス電圧変換器2に共振を用いた共撮影回路や変
成器3を用いないチョッパ形回路等を用いた場合でも同
様の構成でスイッチング形直流電力増幅器が実現できる
ことは言うまでもない。
るものであるが、本発明によるスイッチング形直流電力
増幅器の構成は、第7図に示すスイッチングレギュレー
タの構成(直流電源1.パルス電圧変換器2.変成器3
.電圧回路4.平滑回路6.誤差増幅器8.パルス信号
発生回路9及び基準電源16)における基準電源16の
代わりに前置増幅器14および入力信号7を接続したの
と同一である。したがうて、スイッチングレギュレータ
回路に1石フライバック回路、ブッシェプル回路をはじ
め、パルス電圧変換器2に共振を用いた共撮影回路や変
成器3を用いないチョッパ形回路等を用いた場合でも同
様の構成でスイッチング形直流電力増幅器が実現できる
ことは言うまでもない。
(発明の効果)
以上説明したように、本発明によれば、直流電源の直流
電圧をパルス電圧に変換するパルス電圧変換器と、変成
器、整流回路および平滑回路とを有し、前記平滑回路の
出力電圧と入力信号の電圧との差を増幅する誤差増幅器
および誤差増幅器の出力電圧に従ったパルス信号を前記
パルス電圧変換器へ帰還するスイッチング形直流電力増
幅器において、前記入力信号と入力信号を印加すべき前
記誤差増幅器の入力端子との間に前置増幅器を接続した
こと、さらに誤差増幅器の帰還制御ループを進相補償し
たこと、誤差増幅器の直流利得による閉ループ利得の上
昇を、前置増幅器の直流利得によって相殺することによ
り、高安定、高利得。
電圧をパルス電圧に変換するパルス電圧変換器と、変成
器、整流回路および平滑回路とを有し、前記平滑回路の
出力電圧と入力信号の電圧との差を増幅する誤差増幅器
および誤差増幅器の出力電圧に従ったパルス信号を前記
パルス電圧変換器へ帰還するスイッチング形直流電力増
幅器において、前記入力信号と入力信号を印加すべき前
記誤差増幅器の入力端子との間に前置増幅器を接続した
こと、さらに誤差増幅器の帰還制御ループを進相補償し
たこと、誤差増幅器の直流利得による閉ループ利得の上
昇を、前置増幅器の直流利得によって相殺することによ
り、高安定、高利得。
広周波数帯域を同時に満足するスイッチング形直流電力
増幅器を提供できる。
増幅器を提供できる。
本発明を用いれば、誤差増幅器を構成する演算増幅器の
利得周波数帯域積は特に大きい必要がない、したがって
、スイッチングレギュレータの制御回路用集積回路が、
本発明により、スイッチング形直流電力増幅器の制御回
路に容易に使用可能となり、本発明を実現するのに特に
新たな部品を必要としないという利点がある。
利得周波数帯域積は特に大きい必要がない、したがって
、スイッチングレギュレータの制御回路用集積回路が、
本発明により、スイッチング形直流電力増幅器の制御回
路に容易に使用可能となり、本発明を実現するのに特に
新たな部品を必要としないという利点がある。
スイッチング形直流電力増幅器は、変成器による昇降圧
が容易なため、直流電源の電圧に無関係に出力電圧を設
定することができ、かつ電力変換効率が高い、したがっ
て、電池を直流電源とした場合、電池の保有するエネル
ギーを充分に活用することができる。すなわち、非スイ
ッチング形増幅器を用いるのに比べ、使用時間を同一と
すれば電池の個数や体積を低減でき、電池の個数や体積
を同一とすれば使用時間を長くすることができる。
が容易なため、直流電源の電圧に無関係に出力電圧を設
定することができ、かつ電力変換効率が高い、したがっ
て、電池を直流電源とした場合、電池の保有するエネル
ギーを充分に活用することができる。すなわち、非スイ
ッチング形増幅器を用いるのに比べ、使用時間を同一と
すれば電池の個数や体積を低減でき、電池の個数や体積
を同一とすれば使用時間を長くすることができる。
また、本発明によるスイッチング形直流電力増幅器では
、消耗や温度変化による電池電圧変動が出力電圧に現れ
る影響が小さく、さらに、帰還制御回路の安定性が高い
ので、温湿度変化の大きい使用環境や携帯する用途に適
している。
、消耗や温度変化による電池電圧変動が出力電圧に現れ
る影響が小さく、さらに、帰還制御回路の安定性が高い
ので、温湿度変化の大きい使用環境や携帯する用途に適
している。
第1図は本発明の構成をを示すブロック図、第2図は本
発明の開ループ−巡伝達特性を示すボード線図、第3図
は本発明の各部伝達利得特性図、第4図は本発明の直流
電源電圧と出力電圧との関係図、第5図は本発明の実施
例、第6図は実施例における開ループ−巡伝達特性およ
び入出力伝達利得、第7図はスイッチングレギュレータ
の構成を示すブロック図、第8図は従来のスイッチング
形直流電力増幅器の構成を示すブロック図、第9図は第
1図の帰還制御回路の開ループ−巡伝達特性を示すボー
ド線図、第10図は第2図における安定化した場合の直
流電源電圧と出力電圧との関係図、第11図は第2図に
おいて発振する場合の進相補償の方法を示した図である
。 1・・・・・直流電源 2・・・・・パルス電圧変換器 3・・・・・変成器 4・・・・・整流回路 5・・・・・平滑回路 6・・・・・負荷 7・・・・・入力信号 8・・・・・誤差増幅器 9・・・・・パルス信号発生回路 10・・・・・平滑フィルタカットオフ周波数11・・
・・・発振周波数 12・・・・・位相余裕 13、15・・・進相補償周波数 14・・・・・前置増幅器 16・・・・・基準電源 A4 ・・・・演算増幅器の裸利得 A、・・・・開ループ利得 Ao、・・・・直流利得 A、・・・・制御ループの閉ループ特性A、・・・・前
置増幅器の伝達特性 A、・・・・入出力伝達特性 第1図 第2図 Jll蓮象(Hz) 第3図 周液数(Hz) 第7図 15図 第6図 J1彼校(Hz) 第8図 □ 第9図 、1312枚(Hz) 第10図 第11図 周坂狡(Hz) 手続補正書(自制
発明の開ループ−巡伝達特性を示すボード線図、第3図
は本発明の各部伝達利得特性図、第4図は本発明の直流
電源電圧と出力電圧との関係図、第5図は本発明の実施
例、第6図は実施例における開ループ−巡伝達特性およ
び入出力伝達利得、第7図はスイッチングレギュレータ
の構成を示すブロック図、第8図は従来のスイッチング
形直流電力増幅器の構成を示すブロック図、第9図は第
1図の帰還制御回路の開ループ−巡伝達特性を示すボー
ド線図、第10図は第2図における安定化した場合の直
流電源電圧と出力電圧との関係図、第11図は第2図に
おいて発振する場合の進相補償の方法を示した図である
。 1・・・・・直流電源 2・・・・・パルス電圧変換器 3・・・・・変成器 4・・・・・整流回路 5・・・・・平滑回路 6・・・・・負荷 7・・・・・入力信号 8・・・・・誤差増幅器 9・・・・・パルス信号発生回路 10・・・・・平滑フィルタカットオフ周波数11・・
・・・発振周波数 12・・・・・位相余裕 13、15・・・進相補償周波数 14・・・・・前置増幅器 16・・・・・基準電源 A4 ・・・・演算増幅器の裸利得 A、・・・・開ループ利得 Ao、・・・・直流利得 A、・・・・制御ループの閉ループ特性A、・・・・前
置増幅器の伝達特性 A、・・・・入出力伝達特性 第1図 第2図 Jll蓮象(Hz) 第3図 周液数(Hz) 第7図 15図 第6図 J1彼校(Hz) 第8図 □ 第9図 、1312枚(Hz) 第10図 第11図 周坂狡(Hz) 手続補正書(自制
Claims (3)
- (1)直流電源の直流電圧をパルス電圧に変換するパル
ス電圧変換器と、変成器、整流回路および平滑回路とを
有し、前記平滑回路の出力電圧と入力信号の電圧との差
を増幅する誤差増幅器および誤差増幅器の出力電圧に従
ったパルス信号を前記パルス電圧変換器へ帰還するスイ
ッチング形直流電力増幅器において、前記入力信号と入
力信号を印加すべき前記誤差増幅器の入力端子との間に
前置増幅器を接続したことを特徴とするスイッチング形
直流電力増幅器。 - (2)誤差増幅器の帰還制御ループを進相補償したこと
を特徴とする請求項1記載のスイッチング形直流電力増
幅器。 - (3)誤差増幅器の直流利得による閉ループ利得の上昇
を、前置増幅器の直流利得によって相殺することを特徴
とした請求項1記載のスイッチング形直流電力増幅器。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP22818788A JPH0276307A (ja) | 1988-09-12 | 1988-09-12 | スイッチング形直流電力増幅器 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP22818788A JPH0276307A (ja) | 1988-09-12 | 1988-09-12 | スイッチング形直流電力増幅器 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH0276307A true JPH0276307A (ja) | 1990-03-15 |
Family
ID=16872572
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP22818788A Pending JPH0276307A (ja) | 1988-09-12 | 1988-09-12 | スイッチング形直流電力増幅器 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPH0276307A (ja) |
Citations (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS5922509B2 (ja) * | 1980-10-18 | 1984-05-26 | ジプコム株式会社 | 食品の冷凍保存方法 |
-
1988
- 1988-09-12 JP JP22818788A patent/JPH0276307A/ja active Pending
Patent Citations (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS5922509B2 (ja) * | 1980-10-18 | 1984-05-26 | ジプコム株式会社 | 食品の冷凍保存方法 |
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