JPH0243436B2

JPH0243436B2 -

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Publication number: JPH0243436B2
Application number: JP57135345A
Authority: JP
Priority date: 1982-08-02
Filing date: 1982-08-02
Publication date: 1990-09-28
Also published as: JPS5925589A

Description

【発明の詳細な説明】産業上の利用分野本発明は直流モータに関するものであり、特
に、電源から供給される電力を効率良く利用する
ようにしたものである。

従来例の構成とその問題点従来、たとえば直流モータに速度制御を施こす
場合などでは、出力電圧の一定な直流電源からト
ランジスタ等を用いて減圧、制御し、モータの速
度に対応した駆動電圧をコイルに供給していた。
この様な構成では、直流電源の供給電力はコイル
での有効消費電力とトランジスタのコレクタ損失
の和となる。通常の直流モータにおいては、電源
の供給電力に対する有効消費電力の比（電力効
率）は小さく、10〜30％程度であつた。特に、速
度可変範囲の広い多段速度切換えができる直流モ
ータや、駆動力の可変範囲の広い巻取用の直流モ
ータでは、低速度動作時や低駆動力動作時の効率
が著しく悪くなつていた。

そのような欠点を解消するために、本出願人は
特願昭54−17375号において、可変出力の直流電
圧を取り出すことのできるスイツチング方式の電
圧変換器を使用した電力効率の良い直流モータに
ついて、電子整流形の直流モータを例にとつて説
明している。ところで、このような電子整流子形
の直流モータにおいては、コイルに駆動トランジ
スタを介して電流、電圧を供給している。各駆動
トランジスタはモータ可動部（ロータ）の位置に
応動してオン・オフする。いま、速度制御を施こ
す場合を考えると、モータの起動・加速段階にお
いては、前記電圧変換器の出力電圧が大きくなり
コイルに大電流を供給する必要があり、駆動トラ
ンジスタのベース電流を大きくしなければならな
い。一方、所定速度にて制御されている状態（定
速回転制御状態）において、電圧変換器の出力電
圧は負荷トルクと逆起電圧（モータの回転速度に
比例）に応動した所要の値となり、駆動トランジ
スタのコイルへの供給電流は起動・加速時と比較
すればかなり小さな値となる（一例をあげれば、
起動時約2Aで定速制御時250mA程度となる）。
従つて、起動時の大電流時に必要とされる駆動ト
ランジスタのベース電流に較べて、定速制御時に
必要とされるベース電流は大幅に小さくなる。そ
の結果、起動時の大電流通電（起動トルクを大き
くするために必要とされる）を可能とするベース
電流を常時駆動トランジスタに与えるようにする
ならば、定速回転時の小電流通電時において大幅
な損失電力を生じて好ましくない。

前述の引例では、駆動トランジスタをダーリン
トン接続された２個のトランジスタによつて構成
し、ベース電流値の絶対値自体を小さくなしてい
る。しかし、この様な構成では、オン時の飽和電
圧が V_CE（sat）（ダーリントン）＝V_BE＋V_CE（sat）と通常のトランジスタ飽和電圧V_CE（sat）＝0.1〜
0.6V（通電電流による）よりもV_BE≒0.7Vも大き
くなり、ダーリントン接続された駆動トランジス
タでの電力損失が大きくなり、好ましくない。

発明の目的本発明は、そのような点を考慮し、コイルに供
給されている電流を検出し、その検出値に応動し
て駆動トランジスタのベース電流を増減させるこ
とによつて（駆動トランジスタはオン・オフ動
作）、低電流通電時のベース電流損失を小さくな
した電子整流子形の直流モータを提供することを
目的とするものである。

発明の構成上記目的を達成するために、本発明は、複数個
の磁極を有する界磁手段と、複数個のコイルと、
前記コイルと直流電源の間に挿入され、オン・オ
フ動作するスイツチングトランジスタのオン時間
比率を指令信号に応動して変化させ、前記スイツ
チングトランジスタのオン時間比率に比例もしく
は略比例した出力電圧を得る電圧変換手段と、前
記電圧変換手段の出力端子から前記コイルへの電
流路を切換えるためにオン・オフ動作する複数個
の駆動トランジスタと、モータ可動部の位置を検
出する位置検出手段と、前記位置検出手段の出力
信号に応動してオン状態にする前記駆動トランジ
スタを切換える切換手段を具備する直流モータで
あつて、前記切換手段は、オン状態の駆動トラン
ジスタの通電電流に比例もしくは略比例して変化
する電流信号を供給する電流供給手段と、前記電
流信号を前記位置検出手段の出力信号に対応した
前記オン状態の駆動トランジスタのベース端子に
供給する選択手段を含んで構成され、前記電流供
給手段と前記選択手段と前記駆動トランジスタに
より前記オン状態の駆動トランジスタの通電電流
の正帰還動作をおこなわせることにより、前記オ
ン状態の駆動トランジスタを完全な飽和状態に
し、かつ、前記オン状態の駆動トランジスタのベ
ース電流をその通電電流に応じて変化させるよう
に構成したものである。

実施例の説明以下、本発明を図示の実施例にもとづいて説明
する。第１図は、本発明の一実施例を表わす電気
回路図である。第１図において、１は直流電源、
２はモータ可動部（ロータ）にとりつけられた複
数個の磁極を有する界磁用のマグネツト（界磁手
段）、３，４，５はマグネツト２の磁束と鎖交す
る３相のコイル、６はモータ可動部の位置を検出
する位置検出部、７，８，９はコイル３，４，５
への電流路を切換える駆動トランジスタ群であ
り、破線にて囲まれた部分１０は駆動トランジス
タのオン時のベース電流を供給するベース電流供
給器、１１は位置検出器６の出力に応動してオン
となる駆動トランジスタを選択する選択器、１２
は直流電源１とコイル３，４，５の間に挿入され
たスイツチング方式の電圧変換器である。また、
１３はマグネツト２の回転速度を検出し、その速
度に対応した電圧信号Vdを得る速度検出器であ
る。

次に、その動作について説明する。マグネツト
２（モータ可動部）の回転速度を速度検出器１３
にて検出して、その速度に対応した電圧信号Vd
を電圧変換器１２のコンパレータ４２に入力す
る。電圧変換器１２の発振器４１は、所定周波数
（50KHz程度）の鋸歯状波信号を発生する。電圧
信号Vdと鋸歯状波信号はコンパレータ４２にて
比較され、前記電圧信号Vdすなわち速度検出信
号Vdに対応したデユテイにてトランジスタ４３
をオン・オフ動作させる。

トランジスタ４３がオンの時には定電流源４４
の電流I₁をバイパスし、トランジスタ４８，４９
がオフとなり、スイツチングトランジスタ５１の
ベース電流を零となし、スイツチングトランジス
タ５１をオフにする。トランジスタ４３がオフの
時には、定電流源４４の電流I₁がダイオード４
５，４６、抵抗４７，５０、トランジスタ４８，
４９からなるカレントミラーに供給されて、I₁に
比例（約40倍）した電流をトランジスタ４８，４
９のコレクタ側より吸引する。このコレクタ電流
はスイツチングトランジスタ５１のベース電流と
なり、スイツチングトランジスタ５１をオンにす
る。すなわち、スイツチングトランジスタ５１は
速度検出信号Vdに対応したオン時間比率（デユ
ーテイ）にてオン・オフ動作する。

スイツチングトランジスタ５１がオンになると
直流電源１の電圧Vs（20V）が出力され（Vi≒
Vs）、インダクタンス素子５３を介してコンデン
サ５４およびコイル３，４，５に供給される。ス
イツチングトランジスタ５１がオフになるとフラ
イホイールダイオード５２が導通し、インダクタ
ンス素子５３に蓄えられたエネルギーを負荷側に
供給する。その結果、ダイオード５２、インダク
タンス素子５３、コンデンサ５４にて平滑され、
電圧変換器１２の出力電圧V_Mはスイツチングト
ランジスタ５１のオン時間比率に対応した値（速
度検出信号Vdに対応した値）となる。

位置検出器６はマグネツト２の磁束を感知する
オール素子とその出力を整形合成する回路によつ
て構成され、モータ可動部の位置に応じたデイジ
タル的な電圧信号を選択器１１の各トランジスタ
３３，３４，３５のベース端子に印加している。

選択器１１のトランジスタ３３，３４，３５は
エミツタを共通接続され、そのベース電位の最も
低いトランジスタが活性となり、他のトランジス
タは不活性となる。その結果、選択器１１の入力
電流（共通エミツタ電流）は活性なトランジスタ
のコレクタ電流となり、他のトランジスタのコレ
クタ電流は零となる。選択器１１のトランジスタ
３３，３４，３５の各コレクタ電流はそれぞれ駆
動トランジスタ７，８，９のベース電流となり、
駆動トランジスタ７，８，９をオン・オフ制御す
る。

選択器１１の共通エミツタ電流はベース電流供
給器１０によつて供給されている。ベース電流供
給器１０は、コイルに供給される電流Iaを電流路
に直列に挿入された抵抗２１（電流検出手段）の
電圧降下によつて検出する。その電圧降下は、ト
ランジスタ２２と定電流源２３のエミツタホロワ
ーおよびトランジスタ２４と抵抗２５によつて電
流i₂に変換される。トランジスタ２２と２４のベ
ース・エミツタ間順方向電圧（約0.7V）は相殺
され、抵抗２１と２５の電圧降下は等しくなるか
ら、抵抗２１と２５の値をそれぞれR₁，R₂とす
ると i₂＝（R₁／R₂）・Ia ……(1) となり、トランジスタ２４のエミツタ電流i₂はコ
イルへの供給電流Ia（ここでは、駆動トランジス
タのエミツタ電流）に応動（比例）して変化す
る。ここで、R₂＝1000・R₁とすればi₂はIaの1000
分の１となり、十分に小さくなる（通常、R₂は
R₁の100倍以上に設定される）。また、R₁におけ
る電圧降下の最大値は0.1V程度で良く、検出に
伴う電力損失は小さい（電流が少なくなるとR₁
における電力損失は大幅に小さくなる）。

電流i₂はトランジスタ２４のコレクタ電流とな
り（トランジスタ２４の電流増幅度が大きい）、
定電流源２６の電流I₃と合成されて、カレントミ
ラー（ダイオード２８，２９、抵抗２７，３０、
トランジスタ３１，３２）により反転増幅されて
出力電流i₄となり、選択器１１にて選ばれた駆動
トランジスタのベース電流となる。抵抗２７と３
０の抵抗値をそれぞれR₃，R₄とすると、出力電
流i₄（駆動トランジスタのベース電流）は i₄（R₃／R₄）・（i₂＋I₃） ……(2) となる（ダイオード２８，２９の電圧降下とトラ
ンジスタ３１，３２のベース・エミツタ間電圧降
下は相殺する）。すなわち、オンとなる駆動トラ
ンジスタのベース電流i₄は、コイルへの供給電流
Iaが大きい時には大きくなり、コイルへの供給電
流Iaが小さい時には小さくなる。ここで、R₃＝
40・R₄とするとi₄は（i₂＋I₃）の40倍となる（通
常、R₃はR₄の10倍以上に設定される）。

第１図に示した本発明の実施例では、駆動トラ
ンジスタのベース電流i₄をコイルへの供給電流Ia
に応じて変化させているために、定速制御状態に
おけるベース電流損失が著しく小さくなつてい
る。これについて説明すれば、モータの起動・加
速段階において定速検出器１３の出力Vdは小さ
くなり、スイツチングトランジスタ５１のオン時
間比率が大きくなり、電圧変換器１２の出力電圧
V_Mを大きくし、コイル３，４，５への供給電流
を大きくする。コイルへの電流を大きくするため
には、駆動トランジスタ７，８，９のオンの通電
電流を大きくする必要があり、従つて、そのベー
ス電流を大きくする必要がある。いま、コイルへ
の供給電流Iaを2Aとし、駆動トランジスタのオ
ン時での電流増幅度h_FEを25とすると、そのベー
ス電流として2A／25＝80mA以上の電流を供給
する必要がある。ここで、定速制御状態における
コイルへの供給電流が250mA（負荷トルクに対
応）になるものとすると、駆動トランジスタ７，
８，９のオン時のベース電流として250mA／25
＝10mAを必要とされるにすぎない。このとき、
起動・加速時に必要とされるベース電流（80mA
以上）をそのまま流すものとすれば、80mA−
10mA＝70mAの損失（70mA×20V＝1.4W）を
生じることになる。

本実施例では、ベース電流供給器１０によりコ
イルへの電流Iaに応動して駆動トランジスタのオ
ン時のベース電流を変化させ、起動・加速時でも
十分に大きなベース電流（80mA以上）を供給す
ると共に、定速制御状態においてはそのベース電
流を小さくするようにしている。すなわち、Ia＝
2Aとするとi₂＝2A／1000＝2mAとなり、I₃＝
0.1mAとするとi₂＋I₃＝2.1mAとなり、駆動トラ
ンジスタ７，８，９のベース電流はi₄＝40・（i₂＋
I₃）＝84mAとなる（駆動トランジスタは十分にオ
ンとなる）。また、Ia＝250mA（定速回転状態）
のときにはi₂＝0.25mAとなり、i₂＋I₃＝0.35mA
であるからi₄＝14mAとなる（必要ベース電流は
10mAであるから、駆動トランジスタ７，８，９
はオン・オフ動作する）。従つて、84mA−14mA
＝70mAのベース電流損失（70mA×20V＝1.4W）
が軽減されている。

なお、電圧変換器１２の出力電圧V_Mが零の状
態（コイルへの供給電流Iaが零）よりモータの起
動・加速を行なう場合には、速度検出器１３の出
力Vdが小さくなり、スイツチングトランジスタ
のオン時間比率が大きくなり、その出力電圧V_M
を大きくする。選択器１１にて選択された駆動ト
ランジスタの初期のベース電流は定電流源２６の
電流I₃に対応する値（i₄＝40・I₃＝4mA）であり、
駆動トランジスタの通電電流はIa＝h_FE・i₄＝
100mAとなり、完全なオン（飽和）とはならな
いが、その通電電流Iaによりベース電流供給器１
０の電流i₂が流れ、さらに電流Iaを大きくし、駆
動トランジスタを完全なオンとなるように動作す
る。すなわち、過渡的に正帰還が生じて駆動トラ
ンジスタはオンとなる。

このような正帰還動作を安定に作動させ、かつ
ベース電流損失を小さくするためには、次のよう
に設定することが望ましい。

コイルへの供給電流が零の場合にも駆動トラ
ンジスタに所定の小さなベース電流が供給され
るようにする（選択器１１にて選択された駆動
トランジスタ）。

ベース電流供給器１０における電流Iaから駆
動トランジスタのベース電流i₄までの変換利得
をA₁（第１図ではA₁＝（R₁／R₂）・（R₃／R₄）で
ある）とし、駆動トランジスタの電流増幅度を
A₂（A₂＝１＋h_FE）とするとき、総合積A₁・A₂
を１に近づける。実際には、駆動トランジスタ
の電流増幅度A₂が変動しやすいために、 0.8≦A₁・A₂≦10 ……(3) とすることが好ましい。

（A₁・A₂が小さすぎると大電流動作時の駆
動トランジスタが十分にオンとならないため
に、コイル電流の最大値が小さくなる。また、
A₁・A₂が大きすぎると、駆動トランジスタに
過剰なベース電流を供給することになり、ベー
ス電流の軽減効果が小さくなる。）また、第１図の実施例では、駆動トランジスタ
がオン（飽和）している場合には、ベース電流i₄
の増加分がそのまま電流Iaの増加分となるため
に、ベース電流自体による正帰還が生じている。
このような正帰還によつて、過大なベース電流が
生じないようにするためには、前述のA₁を１よ
り小さくすることが必要となり（駆動トランジス
タは完全に飽和しているので、増加分に対する電
流増幅度A₂＝１と考えて良い）、 A₁≦0.5 ……(4) とすることが好ましい。

なお、コイル３，４，５に並列に接続された抵
抗６１，６３，６５とコンデンサ６２，６４，６
６の直列回路は、電流路の切り換えに伴つてコイ
ル３，４，５に生じるスパイク電圧を低減するも
のである。

第２図に本発明の他の実施例を表わす電気回路
図を示す。本実施例では、第１図の電圧変換器１
２のスイツチングトランジスタ５１のオン時のベ
ース電流もコイルへの供給電流Iaに応動して変化
させ、そのベース電流損失を軽減している。ベー
ス電流供給器１０トランジスタ７１の抵抗７２の
値をR₅とすれば、その電流は i₅＝（R₁／R₅）・Ia ……(5) となる。定電流源７３の電流I₆と加算され、この
加算電流（i₅＋I₆）はトランジスタ７４，７５に
よつて反転され、電圧変換器１２のカレントミラ
ー（ダイオード４５，４６、抵抗４７，５０、ト
ランジスタ４８，４９によつて増幅されて、スイ
ツチングトランジスタ５１のベース電流i₇とな
る。抵抗４７，５０の値をそれぞれR₆，R₇とす
ると i₇（R₆／R₇）・（i₅＋I₆） ……(6) となる。ここで、R₅＝1000・R₁，I₆＝0.1mA，
R₆＝40・R₇とし、スイツチングトランジスタ５
１の電流増幅度を25とすると、駆動トランジスタ
のベース電流損失の低減の場合と同じように、ス
イツチングトランジスタ５１のベース電流損失が
小さくなる（定速回転制御状態）。すなわち、Ia
＝2Aのときにはi₅＝2mAとなり、I₆＝0.1mAであ
るからi₅＋I₆＝2.1mAとなり、スイツチングトラ
ンジスタ５１のオン時のベース電流i₇はi₇＝
84mAとなる（必要ベース電流は2A／25＝
80mA）。また、Ia＝250mA（定速回転時）のとき
にはi₅＝0.25mAとなり、i₅＋I₆＝0.35mAである
からi₇＝14mAとなる（必要ベース電流は
250mA／25＝10mA）。

また、Iaからi₇までの変換利得をB₁（B₁＝
（R₁／R₅）・（R₆／R₇））とし、スイツチングトラ
ンジスタ５１の電流増幅度をB₂とすると、 B₁・B₂≒１ ……(7) 0.8≦B₁・B₂≦10 ……(8) とすることが好ましい。さらに、Ia＝０のときに
も、スイツチングトランジスタ５１に小さなベー
ス電流を供給することも重要である。

なお、スイツチングトランジスタ５１のベース
電流i₇から電流Iaへの直接の伝達はないので、B₁
自体の制限は考えなくても良い。その他、駆動ト
ランジスタ７，８，９のベース電流損失の軽減の
方法については、第１図の実施例と同様であり、
説明を省略する。

なお、前述の実施例では、３相のコイルを使用
した例を示したが、本発明はそのような場合に限
らず、一般に、複数個のコイルを有する直流モー
タを構成できる。また、速度検出器１３、位置検
出器６等は周知の各種の構成が採用できる。さら
に、回転型の直流モータに限らず、モータ可動部
が直進移動する直進型の直流モータも構成でき
る。その他、本発明の主旨を変えずして種々の変
形が可能である。

発明の効果以上の説明から明らかなように、本発明によれ
ば、(a)コイルへの供給電流の大きさに無関係に、
オン状態にある駆動トランジスタは完全な飽和状
態になり、(b)オン状態にある駆動トランジスタの
ベース電流が通電電流に応じて変化することによ
つて、コイルへの供給電流が小さいときのベース
電流損失が大幅に小さくなり、(c)電圧変換手段の
出力電圧を制御すれば、簡単にたとえばモータの
回転速度制御などを行うことができ、電力効率の
良い直流モータが得られる。従つて、本発明にも
とずいて、乾電池を電源とする音響、映像機器用
の直流モータを構成するならば、消費電力の小さ
い電池寿命の長い機器を実現することができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例を表わす電気回路
図、第２図は本発明の他の実施例を表わす電気回
路図である。１……直流電源、２……マグネツト、３，４，
５……コイル、６……位置検出器、７，８，９…
…駆動トランジスタ、１０……ベース電流供給
器、１１……選択器、１２……電圧変換器、１３
……速度検出器、２１……電流検出用の抵抗、４
１……発振器、４２……コンパレータ、５１……
スイツチングトランジスタ。

Claims

【特許請求の範囲】

１複数個の磁極を有する界磁手段と、複数個の
コイルと、前記コイルと直流電源の間に挿入さ
れ、オン・オフ動作するスイツチングトランジス
タのオン時間比率を指令信号に応動して変化さ
せ、前記スイツチングトランジスタのオン時間比
率に比例もしくは略比例した出力電圧を得る電圧
変換手段と、前記電圧変換手段の出力端子から前
記コイルへの電流路を切換えるためにオン・オフ
動作する複数個の駆動トランジスタと、モータ可
動部の位置を検出する位置検出手段と、前記位置
検出手段の出力信号に応動してオン状態にする前
記駆動トランジスタを切換える切換手段を具備す
る直流モータであつて、前記切換手段は、オン状
態の駆動トランジスタの通電電流に比例もしくは
略比例して変化する電流信号を供給する電流供給
手段と、前記電流信号を前記位置検出手段の出力
信号に対応した前記オン状態の駆動トランジスタ
のベース端子に供給する選択手段を含んで構成さ
れ、前記電流供給手段と前記選択手段と前記駆動
トランジスタにより前記オン状態の駆動トランジ
スタの通電電流の正帰還動作をおこなわせること
により、前記オン状態の駆動トランジスタを完全
な飽和状態にし、かつ、前記オン状態の駆動トラ
ンジスタのベース電流をその通電電流に応じて変
化させるようにしたことを特徴とする直流モー
タ。