JPH0241778A - Inverter welding machine - Google Patents
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Abstract
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明は、直流を高周波交流に変換するインバータを用
いて電源部の小形軽量化を図ったインバータ溶接機に係
り、特にＡＣ２００Ｖと４００ｖ等の２種以上の電源電
圧に対して共用するのに適したインバータ溶接機に関す
る。Detailed Description of the Invention [Field of Industrial Application] The present invention relates to an inverter welding machine that uses an inverter to convert direct current to high-frequency alternating current to reduce the size and weight of the power supply section, and particularly relates to an inverter welding machine that uses an inverter to convert direct current into high-frequency alternating current. The present invention relates to an inverter welding machine suitable for common use with two or more types of power supply voltages.
従来のインバータ溶接機は、商用電源からのＡＣ２００
Ｖ入力を整流して直流としインバータ部に供給している
のが普通である。必要により、ＡＣ２００■と４００ｖ
に共用の機種も製作されているが、この場合は、入力側
に２００Ｖ、 ４００Ｖの切換タップを持つ降圧トラン
スを設けていた。このようなＡＣ２００Ｖ、４００Ｖ共
用機の従来例を第２図に示す。Conventional inverter welding machine uses AC200 from commercial power source.
Normally, the V input is rectified and converted into direct current, which is then supplied to the inverter section. AC200■ and 400v as necessary
A common model is also manufactured, but in this case, a step-down transformer with a 200V and 400V switching tap was installed on the input side. A conventional example of such an AC 200V/400V shared device is shown in FIG.
第２図において、１は交流入力端子で、商用電源からＡ
Ｃ２００Ｖと４００ Ｖのいずれかが供給される。In Figure 2, 1 is the AC input terminal, which is connected to the AC input terminal from the commercial power supply.
Either 200V or 400V is supplied.
２は入力側降圧トランスで、−次側に切換タップをもち
、二次側に、例えばＡＣ２００Ｖを出力する。2 is an input side step-down transformer, which has a switching tap on the negative side and outputs, for example, AC 200V to the secondary side.
３は入力側整流器で、前記入力側降圧トランス２の出力
を三相余波整流の直流とする。４は平滑用コンデンサで
ある。５はインバータ部で、直流入力を高周波交流（例
えば２０ｋＨｚ）に変換し、変圧器６に印加する。変圧
器６は、このインバータ出力を溶接用電圧に降圧する。Reference numeral 3 denotes an input rectifier, which converts the output of the input step-down transformer 2 into a three-phase rectified direct current. 4 is a smoothing capacitor. 5 is an inverter section that converts the DC input into high frequency AC (for example, 20 kHz) and applies it to the transformer 6. The transformer 6 steps down the inverter output to a welding voltage.
７は出力側整流器で、変圧器６の二次出力を再度直流に
変換する。８は直流リアクタで、これを通して直流出力
をアーク負荷９に供給する。この場合、インバータ部５
で出力電圧、電流の制御を行っているため、交流電源の
通常の電圧変動の範囲（±１０〜１５％）を越える入力
電圧の大幅な変化には対応できない。また、入力電圧が
高くなるほど、インバータ部のスイッチング素子として
高耐圧の素子が必要となり、高価なものになる。これら
の理由から、通常の２００■入力機に入力側降圧トラン
ス２を付加し、２００Ｖ、４００Ｖ共用機としたもので
ある。7 is an output side rectifier which converts the secondary output of the transformer 6 into direct current again. 8 is a DC reactor through which DC output is supplied to the arc load 9. In this case, the inverter section 5
Since the output voltage and current are controlled by the AC power supply, it cannot cope with large changes in the input voltage that exceed the normal voltage fluctuation range (±10 to 15%) of AC power supplies. Furthermore, as the input voltage becomes higher, elements with higher breakdown voltages are required as switching elements in the inverter section, which makes them more expensive. For these reasons, a step-down transformer 2 on the input side is added to the normal 200V input machine, making it a common machine for 200V and 400V.
〔発明が解決しようとする課題〕
しかし、上記従来技術では、入力側に降圧トランスを設
けたことで電源部が大形となり、インバータ溶接機のも
つ小形軽量化の特長がそこなわれる。商用交流電源の電
圧階級は、２００Ｖ 、 ２２０Ｖ 。[Problems to be Solved by the Invention] However, in the above-mentioned conventional technology, the step-down transformer is provided on the input side, which increases the size of the power supply section, which impairs the advantage of the inverter welding machine, which is small size and light weight. The voltage classes of commercial AC power supplies are 200V and 220V.
２３０ｖあるいは３８０Ｖ 、 ４００Ｖ 、 ４４０
Ｖ 、 ４６０Ｖなど、国や地域によって多種多様であ
り、これらに対応するためには、入力側降圧トランスの
タップをふやすか、あるいは回路仕様の異なる個別機種
にせざるを得ない。また、これらの電源電圧に対応する
切換回路を設けた場合には、その回路が複雑になり、万
一誤操作や誤接続をすれば、過電圧により回路素子を破
壊する恐れがある。一方、例えばＡ Ｃ２００〜２３０
■の電源電圧に対し同一回路を共用する場合には、最も
高い入力電圧が印加された場合を想定してインバータ部
の保護回路などを構成しなければならないため、高価な
ものになる。230v or 380V, 400V, 440
There are a wide variety of voltages depending on the country and region, such as V, 460V, etc., and in order to accommodate these, it is necessary to increase the taps of the input step-down transformer or to use individual models with different circuit specifications. Further, if a switching circuit corresponding to these power supply voltages is provided, the circuit becomes complicated, and if an incorrect operation or connection is made, there is a risk that the overvoltage may destroy the circuit elements. On the other hand, for example, AC200-230
If the same circuit is shared for the power supply voltage (2), a protection circuit for the inverter section etc. must be constructed assuming the case where the highest input voltage is applied, which results in an expensive circuit.
本発明の目的は、上記従来技術の問題点である入力側降
圧トランスを設けることなく、また、切換回路や高価な
保護回路を要せずに、２種以上の異なる電源電圧に対し
て共用可能なインバータ溶接機を提供することにある。An object of the present invention is to enable common use for two or more different power supply voltages without providing an input-side step-down transformer, which is a problem with the conventional technology, and without requiring a switching circuit or an expensive protection circuit. The purpose of the present invention is to provide an inverter welding machine.
上記目的は、直流を高周波交流に変換するインバータ部
の出力を変圧器により溶接用電圧に降圧し、出力側整流
器で再度直流に変換してアーク負荷に供給するインバー
タ溶接機において、前記インバータ部の前段に、インバ
ータ部の直流入力電圧を設定値と比較し、その偏差に応
じてスイッチング素子の導通比率を制御することにより
インバータ部の直流入力電圧をほぼ一定に保つ入力スイ
ッチング部を設けることで達成される。The above purpose is to provide an inverter welding machine in which the output of an inverter section that converts direct current to high-frequency alternating current is stepped down to a welding voltage by a transformer, converted back to direct current by an output rectifier, and supplied to an arc load. This is achieved by installing an input switching section in the front stage that keeps the DC input voltage of the inverter almost constant by comparing the DC input voltage of the inverter with a set value and controlling the conduction ratio of the switching elements according to the deviation. be done.
上記入力スイッチング部には、次段のインバータ部の入
力電流が設定値を越えないように前記スイッチング素子
の導通比率を制御する電流制御手段を付加してもよい。The input switching section may include current control means for controlling the conduction ratio of the switching element so that the input current of the next stage inverter section does not exceed a set value.
本発明のインバータ溶接機は、入力スイッチング部の定
電圧スイッチング作用により、該スイッチング部の入力
電圧が電源電圧により変化しても、その出力電圧、すな
わち次段のインバータ部の直流入力電圧は、インバータ
部に適応したほぼ一定の電圧に保たれるので、回路の切
換なしに、ＡＣ２００ｖと４００Ｖ等の２種以上の異な
る電源電圧に対応することができる。また、入力スイッ
チング部に電流制御機能を持たせることにより、万一、
インバータ部に過電流が流れた場合にも電流を制限し、
回路素子を保護することができる。In the inverter welding machine of the present invention, due to the constant voltage switching action of the input switching section, even if the input voltage of the switching section changes depending on the power supply voltage, the output voltage, that is, the DC input voltage of the next stage inverter section, remains unchanged due to the constant voltage switching action of the input switching section. Since the voltage is maintained at a substantially constant voltage suitable for the part, it is possible to correspond to two or more different power supply voltages such as AC 200V and AC 400V without switching the circuit. In addition, by providing the input switching section with a current control function,
Limits the current even when overcurrent flows through the inverter,
Circuit elements can be protected.
以下、本発明の一実施例を第１図により説明する。 An embodiment of the present invention will be described below with reference to FIG.
本実施例の基本構成は、第２図の入力側降圧トランス２
を省き、インバータ部５の前段、すなわち直流入力側の
平滑用コンデンサ４との間に入力スイッチング部１０を
設けたものである。本実施例では、この入力スイッチン
グ部１０を、インバータ部５の直流入力側に直列に接続
したスイッチング素子１１と、該スイッチング素子の出
力側に接続したフライホイルダイオード１２．平滑用リ
アクタ１３゜コンデンサ１４からなる降圧チョッパ回路
で構成している。スイッチング素子１１としては、Ａ
Ｃ２００Ｖ、４００Ｖ共用機の場合、高耐圧で高速応答
が可能なＩ Ｇ Ｂ Ｔ （Ｉｎ−ｓｕｌａｔｅｄ Ｇ
ａｔｅ Ｂｉｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）が適
しているが、通常のバイポーラトランジスタでもよい。The basic configuration of this embodiment is the input step-down transformer 2 shown in FIG.
is omitted, and an input switching section 10 is provided before the inverter section 5, that is, between the smoothing capacitor 4 on the DC input side. In this embodiment, the input switching unit 10 includes a switching element 11 connected in series to the DC input side of the inverter unit 5, and a flywheel diode 12 connected to the output side of the switching element. It consists of a step-down chopper circuit consisting of a smoothing reactor 13° and a capacitor 14. As the switching element 11, A
In the case of C200V and 400V shared equipment, IGBT (In-sulated G
ate Bipolar Transistor) is suitable, but a normal bipolar transistor may also be used.
インバータ部５は、パワーＭＯ８ＦＥＴＴ、〜Ｔ４をブ
リッジ接続して構成されており。The inverter unit 5 is configured by connecting power MO8FETT to T4 in a bridge manner.
その高周波交流出力は変圧器６の一次側に印加される。The high frequency AC output is applied to the primary side of the transformer 6.
変圧器６の二次出力は出力側整流器７で直流に変換され
、直流リアクタ８を通して図示しないアーク負荷に供給
される。出力側電圧、電流の制御は以下のように行われ
る。２５は出力側の電流検出器で、シャント抵抗などで
構成されている。The secondary output of the transformer 6 is converted into DC by an output rectifier 7, and is supplied to an arc load (not shown) through a DC reactor 8. The output side voltage and current are controlled as follows. Reference numeral 25 denotes a current detector on the output side, which is composed of a shunt resistor and the like.
２６は出力側の電圧検出器、２７は出力側の電流設定器
で、その電流設定値Ｉ２に対応する信号と電流検出器２
５の検出信号とを誤差増幅器２８で比較し、増幅された
誤差信号を得る。２９は出力側の電圧設定器で、その電
圧設定値■２に対応する信号と電圧検出器２６の検出信
号とを誤差増幅器３０で比較し、増幅された誤差信号を
得る。３１．３２は誤差増幅器２８と誤差増幅器３０の
各出力信号のうち、いずれか低い方の電圧を優先してパ
ルス幅制御回路３３に入力させるためのダイオードであ
る。パルス幅制御回路３３は、上記入力電圧を鋸歯状波
形の基準電圧と比較し、一定周期で、入力電圧が低いほ
ど幅広のパルスをインバータ駆動回路３４に出力する。26 is a voltage detector on the output side, 27 is a current setting device on the output side, and a signal corresponding to the current setting value I2 and the current detector 2
5 is compared with the detection signal of No. 5 by an error amplifier 28 to obtain an amplified error signal. 29 is a voltage setter on the output side, and an error amplifier 30 compares the signal corresponding to the voltage setting value (2) with the detection signal of the voltage detector 26 to obtain an amplified error signal. 31 and 32 are diodes for inputting the lower voltage of the output signals of the error amplifier 28 and the error amplifier 30 to the pulse width control circuit 33 with priority. The pulse width control circuit 33 compares the input voltage with a reference voltage having a sawtooth waveform, and outputs a pulse whose width is wider as the input voltage is lower to the inverter drive circuit 34 at a constant period.
すなわち、電圧設定値■２に比べ出力電圧ＶＯｕｔ２が
低ければ、誤差増幅器３０の出力電圧は低くなり、それ
に応じてパルス幅制御回路３３は幅広のパルスを出力し
、インバータ部５の導通幅を広げて出力電圧Ｖｏｕｔｚ
を上げるように働く。出方電流Ｉ ｏｕｔｚについても
同様の制御が行われるが、誤差増幅器２８による定電流
制御は最大電流を制限する電流リミッタとして働き、制
限値以下の電流では、誤差増幅器３０による定電圧制御
が行われるようになっている。That is, if the output voltage VOut2 is lower than the voltage setting value 2, the output voltage of the error amplifier 30 will be lower, and the pulse width control circuit 33 will output a wider pulse accordingly, widening the conduction width of the inverter section 5. output voltage Voutz
work to raise the Similar control is performed for the output current I outz, but the constant current control by the error amplifier 28 acts as a current limiter that limits the maximum current, and for currents below the limit value, constant voltage control is performed by the error amplifier 30. It looks like this.
入力スイッチング部１０でのインバータ入力側の電圧、
電流の制御も、基本的には上記と同様である。入力電流
工、旧は電流検出器１５で検出し、その検出信号を入力
側電流設定器１７の電流設定値工１に対応する信号と誤
差増幅器１８で比較する。The voltage on the inverter input side at the input switching unit 10,
The current control is basically the same as above. The input current is detected by the current detector 15, and the detected signal is compared with the signal corresponding to the current setting value 1 of the input current setter 17 by the error amplifier 18.
一方、入力スイッチング部１ｏの出力電圧ＶＯｕｔｌを
電圧検出器１６で検出し、その検出信号を久方側電圧設
定器１９の電圧設定値層に対応する信号と誤差増幅器２
０で比較する。２１．２２は誤差増幅器１８と誤差増幅
器２０の各出力信号のうち、いずれが低い方の電圧を優
先してパルス幅制御回路２３に入力させるためのダイオ
ードであり、パルス幅制御回路２３は、上記入力電圧を
鋸歯状波形の基準電圧と比較し、一定周期で、入力電圧
が低いほど幅広のパルスをスイッチング素子１１の駆動
回路２４に出力する。On the other hand, the output voltage VOutl of the input switching unit 1o is detected by the voltage detector 16, and the detection signal is combined with the signal corresponding to the voltage setting layer of the far side voltage setter 19 and the error amplifier 2.
Compare with 0. 21 and 22 are diodes for inputting the lower voltage of each output signal of the error amplifier 18 and the error amplifier 20 to the pulse width control circuit 23 with priority; The input voltage is compared with a reference voltage having a sawtooth waveform, and a pulse whose width is wider as the input voltage is lower is output to the drive circuit 24 of the switching element 11 at regular intervals.
つぎに、入力スイッチング部１０の動作を説明する。入
力スイッチング部１０の入力電圧Ｖ ｉ ｎ Ｉは、電
源電圧がＡＣ２００Ｖの場合、三相余波整流すると、Ｄ
Ｃ２７０Ｖとなり、同じく電源電圧がＡＣ４００Ｖの場
合、ＤＣ５４０Ｖとなる。一方、入力スイッチング部１
０の入出力の電圧の関係は、ここで、Ｔはスイッチング
周期、ｔＯｎはスイッチング素子１１のスイッチオンの
時間である。したがって、Ｔを一定とすれば、ｔｏｎを
変えることにより、ＤＣ２７０ＶとＤＣ５４０Ｖ（７）
どちらが入力された場合にも、出力電圧Ｖｏｕｔ＋をイ
ンバータ部５に適応した一定の電圧に保つことができる
。例えば、本実施例のようにインバータ部５のスイッチ
ング素子としてパワーＭＯ８ＦＥＴを用いている場合に
は、素子の耐電圧からＶＯｕｔｌとしてはＤＣ２００〜
２７０Ｖ程度が適当であり、このようにすれば、パワー
ＭＯ８ＦＥＴの保護素子を簡略化できる。Next, the operation of the input switching section 10 will be explained. When the power supply voltage is AC200V, the input voltage V in I of the input switching unit 10 is D
Similarly, when the power supply voltage is AC400V, it becomes DC540V. On the other hand, input switching section 1
The relationship between the input and output voltages of 0 is as follows: T is the switching period, and tOn is the switch-on time of the switching element 11. Therefore, if T is constant, by changing ton, DC270V and DC540V (7)
No matter which one is input, the output voltage Vout+ can be maintained at a constant voltage suitable for the inverter section 5. For example, when a power MO8FET is used as the switching element of the inverter section 5 as in this embodiment, VOutl is set to 200 to 200 DC due to the withstand voltage of the element.
Approximately 270V is appropriate, and by doing so, the protection element of the power MO8FET can be simplified.
このため本実施例では、電圧検出器１６で検出した出力
電圧Ｖ Ｏｕ ｔ Ｉを電圧設定器１９の設定値Ｖｌと
比較し、その差がゼロとなるように誤差増幅器２０の出
力電圧でパルス幅制御回路２３を働かせ、スイッチング
素子１１の導通比率を制御して、前述のように入力電圧
Ｖｉｎｌが大幅に変化した場合にも、出力電圧ＶＯｕｔ
ｌをほぼ一定に保つようにしている。Therefore, in this embodiment, the output voltage V Out I detected by the voltage detector 16 is compared with the set value Vl of the voltage setter 19, and the pulse width is adjusted by the output voltage of the error amplifier 20 so that the difference becomes zero. By operating the control circuit 23 and controlling the conduction ratio of the switching element 11, even when the input voltage Vinl changes significantly as described above, the output voltage VOut
I try to keep l almost constant.
また、本実施例では、入力スイッチング部１０に誤差増
幅器１８による電流制御機能をもたせであるので、万一
、インバータ部５に過電流が流れた場合、最大電流を制
限するリミッタとして働き、インバータ部の素子を保護
することができる。Furthermore, in this embodiment, since the input switching section 10 is provided with a current control function using the error amplifier 18, in the event that an overcurrent flows into the inverter section 5, it acts as a limiter to limit the maximum current, and the inverter section elements can be protected.
本発明は以上述べた実施例に限定されるものでなく、以
下に述べるような変形、応用が可能である。The present invention is not limited to the embodiments described above, but can be modified and applied as described below.
（１）入力スイッチング部の回路構成は、上記実施例に
示した降圧チョッパ方式に限らず、種々異なる入力電圧
のうち、高い方の電圧に一定化する昇圧チョッパ方式と
してもよい。(1) The circuit configuration of the input switching section is not limited to the step-down chopper method shown in the above embodiment, but may be a step-up chopper method that stabilizes the input voltage to the higher one among various input voltages.
（２）入力スイッチング部の導通比率を制御する方式と
して、上記実施例ではパルス周期を一定とするＰＷＭ方
式について説明したが、スイッチオン時間ｔｏｎが一定
でパルス周期Ｔを変えるＰＦＭ方式などを用いてもよい
。(2) As a method for controlling the conduction ratio of the input switching section, the PWM method in which the pulse period is constant is explained in the above embodiment, but it is also possible to use a PFM method in which the switch-on time ton is constant and the pulse period T is changed. Good too.
（３）入力スイッチング部の応用例として、入力電流の
制御を電源周期に同期させて行う（具体的には電流設定
値を電源周期に同期して変化させる）ことにより、電源
電圧と位相を合せて平滑コンデンサ（第１図４．１４）
の充電電流のピーク値を制御することができ、交流入力
の力率の改善が図れる。(3) As an application example of the input switching section, by controlling the input current in synchronization with the power supply cycle (specifically, changing the current setting value in synchronization with the power supply cycle), the phase is aligned with the power supply voltage. smoothing capacitor (Fig. 1 4.14)
The peak value of the charging current can be controlled, and the power factor of AC input can be improved.
（４）実施例では溶接出力を直流としているが、直流を
再度交流に変換して出力する交流溶接機にも適用できる
。(4) Although the welding output is DC in the embodiment, it can also be applied to an AC welding machine that converts DC into AC again and outputs it.
（５）溶接出力制御は、必要に応じて定電圧制御あるい
は定電流制御のいずれか一方のみでもよい。(5) Welding output control may be either constant voltage control or constant current control, if necessary.
また、出力制御にあまり精度を必要としない場合は、イ
ンバータ部の出力制御がなく、入力スイッチング部での
制御のみによる簡易方式とすることもできる。Furthermore, if very high accuracy is not required for output control, a simple method may be adopted in which the output control of the inverter section is not required and only the control is performed by the input switching section.
本発明によれば、入力スイッチング部の入力電圧が大幅
に変化しても次段のインバータ部への直流入力電圧は常
にほぼ一定に保たれるため、同一回路を、種々異なる電
源電圧に対し、回路の切換を要せずに共用することがで
き、入力側に降圧トランスを設けた場合のようにインバ
ータ溶接機のもつ小形軽量化の特長をそこなうことがな
い。また、入力スイッチング部でインバータ部の入力電
圧を定電圧化しているため、インバータ部の保護回路を
簡略化でき、切換回路の誤操作、誤接続により回路素子
を破壊する恐れもない。また、入力スイッチング部に電
流制御機能を付加することにより、インバータ部に過電
流が流れた場合、電流リミッタとしても働き、信頼性を
向上させることができる。According to the present invention, even if the input voltage of the input switching section changes significantly, the DC input voltage to the next stage inverter section is always kept almost constant. It can be shared without the need to switch circuits, and does not impair the compact and lightweight features of inverter welding machines, unlike when a step-down transformer is provided on the input side. Furthermore, since the input voltage of the inverter section is made constant by the input switching section, the protection circuit for the inverter section can be simplified, and there is no risk of destroying circuit elements due to incorrect operation or connection of the switching circuit. Furthermore, by adding a current control function to the input switching section, it also functions as a current limiter when an overcurrent flows through the inverter section, thereby improving reliability.
第１図は本発明の一実施例の回路図、第２図は従来例の
回路図である。
１・・・交流入力端子、２・・・入力側降圧トランス、
３・・・入力側整流器、４・・・平滑用コンデンサ、５
・・・インバータ部、６・・・変圧器、７・・出力側整
流器、８・・・直流リアクタ、９・・・アーク負荷、１
０・・・入力スイッチング部、１１・・・スイッチング
素子、１２・・・フライホイルダイオード、１３・・・
平滑用リアクタ、１４・・・平滑用コンデンサ、１５・
・・入力側電流検出器、１６・・入力側電圧検出器、１
７・・・入力側電流設定器、１８・・・誤差増幅器、１
９・・・入力側電圧設定器、２０・・・誤差増幅器、２
］、、２２・・・ダイオード、２３・・・パルス幅制御
回路、２４・・・スイッチング素子駆動回路、２５・・
・出力側電流検出器、２６・・・出力側電圧検出器、２
７・・・出力側電流設定器、２８・・・誤差増幅器、２
９・・・出力側電圧設定器、３０・・・誤差増幅器、３
１．３２・・・ダイオード、３３・・パルス幅制御回路
、３４・・・インバータ駆動回路。FIG. 1 is a circuit diagram of an embodiment of the present invention, and FIG. 2 is a circuit diagram of a conventional example. 1...AC input terminal, 2...Input side step-down transformer,
3... Input side rectifier, 4... Smoothing capacitor, 5
... Inverter section, 6 ... Transformer, 7 ... Output side rectifier, 8 ... DC reactor, 9 ... Arc load, 1
0... Input switching section, 11... Switching element, 12... Flywheel diode, 13...
Smoothing reactor, 14... Smoothing capacitor, 15.
...Input side current detector, 16...Input side voltage detector, 1
7... Input side current setting device, 18... Error amplifier, 1
9... Input side voltage setter, 20... Error amplifier, 2
], 22... Diode, 23... Pulse width control circuit, 24... Switching element drive circuit, 25...
・Output side current detector, 26... Output side voltage detector, 2
7... Output side current setting device, 28... Error amplifier, 2
9... Output side voltage setting device, 30... Error amplifier, 3
1.32...Diode, 33...Pulse width control circuit, 34...Inverter drive circuit.
Claims (1)
変圧器により溶接用電圧に降圧し、出力側整流器で再度
直流に変換してアーク負荷に供給するインバータ溶接機
において、前記インバータ部の前段に、インバータ部の
直流入力電圧を設定値と比較し、その偏差に応じてスイ
ッチング素子の導通比率を制御することによりインバー
タ部の直流入力電圧をほぼ一定に保つ入力スイッチング
部を設け、２種以上の異なる電源電圧に対し共用できる
ようにしたことを特徴とするインバータ溶接機。 ２、前記入力スイッチング部に、インバータ部の入力電
流が設定値を越えないように前記スイッチング素子の導
通比率を制御する電流制御手段を付加したことを特徴と
する請求項１記載のインバータ溶接機。[Scope of Claims] 1. In an inverter welding machine, the output of an inverter section that converts direct current to high-frequency alternating current is stepped down to a welding voltage by a transformer, is converted back to direct current by an output rectifier, and is supplied to an arc load, In the preceding stage of the inverter section, an input switching section is provided which keeps the DC input voltage of the inverter section almost constant by comparing the DC input voltage of the inverter section with a set value and controlling the conduction ratio of the switching elements according to the deviation. An inverter welding machine characterized in that it can be used commonly for two or more different power supply voltages. 2. The inverter welding machine according to claim 1, wherein the input switching section further includes current control means for controlling the conduction ratio of the switching element so that the input current of the inverter section does not exceed a set value.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP19064688A JPH0241778A (en) | 1988-08-01 | 1988-08-01 | Inverter welding machine |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
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| JP19064688A JPH0241778A (en) | 1988-08-01 | 1988-08-01 | Inverter welding machine |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0241778A true JPH0241778A (en) | 1990-02-09 |
Family
ID=16261541
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP19064688A Pending JPH0241778A (en) | 1988-08-01 | 1988-08-01 | Inverter welding machine |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0241778A (en) |
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