JPH0223083A - モータの駆動制御装置 - Google Patents
モータの駆動制御装置Info
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- JPH0223083A JPH0223083A JP63173017A JP17301788A JPH0223083A JP H0223083 A JPH0223083 A JP H0223083A JP 63173017 A JP63173017 A JP 63173017A JP 17301788 A JP17301788 A JP 17301788A JP H0223083 A JPH0223083 A JP H0223083A
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- 230000003321 amplification Effects 0.000 claims description 10
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- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 claims description 4
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 8
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 2
- 238000000354 decomposition reaction Methods 0.000 description 1
- 230000001771 impaired effect Effects 0.000 description 1
- 238000000034 method Methods 0.000 description 1
- 238000011084 recovery Methods 0.000 description 1
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- Control Of Electric Motors In General (AREA)
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
(産業上の利用分野)
本発明はロボットやNG工作機械等に用いられるモータ
の駆動flilJID装置に関する。
の駆動flilJID装置に関する。
(従来の技術)
この種の従来のモータの駆動i11制御装首は、第3図
に示す如くに偶成されていた。
に示す如くに偶成されていた。
第3図において、1はCPU (中央処Jl!装置)、
2はD/Aコンバータ、3はアンプ、4はモータ、5は
電流検出器、6はフィルタ、7はアンプ、8はサンプル
ホールド回路、9はA/Dコンバータである。
2はD/Aコンバータ、3はアンプ、4はモータ、5は
電流検出器、6はフィルタ、7はアンプ、8はサンプル
ホールド回路、9はA/Dコンバータである。
モータ4を駆動するに際し、CPU1は目標とする負荷
(駆動電流)に対応したtill 11111データ(
8bit)を出力する。
(駆動電流)に対応したtill 11111データ(
8bit)を出力する。
この制御データはD/Aコンバータ2によりアナログ信
号に変換され、更にアンプ3により所定の利得で増幅さ
れた後、駆動電流としてモータ4に入力する。
号に変換され、更にアンプ3により所定の利得で増幅さ
れた後、駆動電流としてモータ4に入力する。
これによりモータ4は上記駆動電流に応じた出力で駆動
される。
される。
係る制御系において、モータ4を負荷に応じて精度よく
駆動するためにはその駆動電流を規定の目標値に正しく
維持することが望まれる。
駆動するためにはその駆動電流を規定の目標値に正しく
維持することが望まれる。
この要求を満たすべく以下に述べるフィードバック制御
系が機能する。
系が機能する。
すなわち、このフィードバック制御系において、電流検
出器5は、モータ4の駆動中にこれを流れる電流の検出
を行う。
出器5は、モータ4の駆動中にこれを流れる電流の検出
を行う。
この電流検出器5の出力データは、フィルタ6を経てア
ンプ7に入力する。
ンプ7に入力する。
ここでアンプ7は、フィルタ6からの入力を一定の利得
でj!1幅し、サンプルホールド回路8に出力する。
でj!1幅し、サンプルホールド回路8に出力する。
またサンプルホールド回路8は、アンプ7の出力をサン
プルホールドし、その結果をA/Dコンバータ9へ出力
する。
プルホールドし、その結果をA/Dコンバータ9へ出力
する。
次いでA/Dコンバータ9はサンプルボールド回路8の
出力を規定の分解能でA/D変換し、その結果をCPU
1へ出力する。
出力を規定の分解能でA/D変換し、その結果をCPU
1へ出力する。
そしてCPU 1はこのA/Dコンバータ9の出力デー
タからモータ4を流れる電流のレベルを認識し、当該レ
ベルが目標とする負荷に応じた値となるべくモータ4に
供給する電流(D/Aコンバータ2へ出力する制御デー
タ)を制aする。
タからモータ4を流れる電流のレベルを認識し、当該レ
ベルが目標とする負荷に応じた値となるべくモータ4に
供給する電流(D/Aコンバータ2へ出力する制御デー
タ)を制aする。
ここでA/[]コンバータ9の分解能を3bitとし、
その分解の対象となる電流範囲を第4図に示すように6
0Aに設定すれば、この装置における電流検出分解能は
0.23A/b i tで与えられる。
その分解の対象となる電流範囲を第4図に示すように6
0Aに設定すれば、この装置における電流検出分解能は
0.23A/b i tで与えられる。
ところで、モータ4に流れる電流は負荷に比例し、負荷
が大きいと大電流が流れ、負荷が小さくなるに従って小
電流となる。
が大きいと大電流が流れ、負荷が小さくなるに従って小
電流となる。
これを出力1KW程度のDCモータに当てはめてみると
、大負荷時に流れる電流が30A程度、また小負荷時に
流れる電流が1A程度にそれぞれ相当することになる。
、大負荷時に流れる電流が30A程度、また小負荷時に
流れる電流が1A程度にそれぞれ相当することになる。
今、第3図に示す従来のモータの駆動制御装置において
、モータ4としてこの種のDCモータを用い、電流制御
精度の目標値を±5%以下として当該モータ4を駆動す
るものとすれば、その電流検出分解能(0,23A/b
i t)からしてモータ4を流れる電流値が4.6A
以上でなければこの目標を達成できないことになる。
、モータ4としてこの種のDCモータを用い、電流制御
精度の目標値を±5%以下として当該モータ4を駆動す
るものとすれば、その電流検出分解能(0,23A/b
i t)からしてモータ4を流れる電流値が4.6A
以上でなければこの目標を達成できないことになる。
この目標を達成できない場合の例として、例えば、上記
電流検出分解能<0.23A/b i t)によって検
出された電流f11にもとづきモータ4を流れる電流を
1Aに制御する場合について考えてみる。
電流検出分解能<0.23A/b i t)によって検
出された電流f11にもとづきモータ4を流れる電流を
1Aに制御する場合について考えてみる。
この場合、前述の電流検出分解能によって、当該負荷領
域近傍における電流検出器5の出力データとA/Dコン
バータ9の出力データとの関係は第5図に示す如くとな
る。
域近傍における電流検出器5の出力データとA/Dコン
バータ9の出力データとの関係は第5図に示す如くとな
る。
この第5図の特性図によれば、目標制@電流1Aでモー
タ4を駆動中にこのモータ4を流れる電流はA/Dコン
バータ9により0.92A〜1゜15Aの範囲の精度で
検出されることになる。
タ4を駆動中にこのモータ4を流れる電流はA/Dコン
バータ9により0.92A〜1゜15Aの範囲の精度で
検出されることになる。
従ってこの検出データにもとづいてCPU1によりなさ
れる電流制御では、上記電流検出精度がそのまま反映さ
れてモータ4を流れる実際の電流もまた上記範囲内に制
御されることになる。
れる電流制御では、上記電流検出精度がそのまま反映さ
れてモータ4を流れる実際の電流もまた上記範囲内に制
御されることになる。
ここで実際にモータ4を流れる電流0.92A〜1.1
5Aは、目標電流値1Aに対して0.08A〜0.15
Aすなわち一8%〜+15%の変動率となり、目標とし
ている制御精度±5%を大幅に越えた値となる。
5Aは、目標電流値1Aに対して0.08A〜0.15
Aすなわち一8%〜+15%の変動率となり、目標とし
ている制御精度±5%を大幅に越えた値となる。
この種の従来のモータの駆動制御装置において、4.6
A以下の低負荷領域においても制御粘度上5%を安定し
て得るためには、A/Dコンバータ9としてより高分解
能(例えば12b i t)のものを用いる必要があり
、コストアップを強いられることになった。
A以下の低負荷領域においても制御粘度上5%を安定し
て得るためには、A/Dコンバータ9としてより高分解
能(例えば12b i t)のものを用いる必要があり
、コストアップを強いられることになった。
(発明が解決しようとする課題)
このように上記従来のモータの駆動制御装置では、フィ
ードバックI!I11wJ系による電流検出に際し、低
負荷から高負荷に及ぶ広範な負荷領域をA/Dコンバー
タの固定分解能で一様に処理していたため、低負荷にな
る程、電流検出精度に追従した制御精度の低下を免れず
、この解決策として高分解能のA/Dコンバータを用い
るとコストアップが避けられないという問題点があった
。
ードバックI!I11wJ系による電流検出に際し、低
負荷から高負荷に及ぶ広範な負荷領域をA/Dコンバー
タの固定分解能で一様に処理していたため、低負荷にな
る程、電流検出精度に追従した制御精度の低下を免れず
、この解決策として高分解能のA/Dコンバータを用い
るとコストアップが避けられないという問題点があった
。
本発明は上記実情に鑑みてなされたものであり、現状の
分解能のA/Dコンバータを用いたまま低負荷から高負
荷に及ぶ広範な負荷領域において高精度の電流制御を実
施でき、高分解能のA/Dコンバータを用いることによ
るコストアップを回避することができるモータの駆動制
御装置を提供することを目標とする。
分解能のA/Dコンバータを用いたまま低負荷から高負
荷に及ぶ広範な負荷領域において高精度の電流制御を実
施でき、高分解能のA/Dコンバータを用いることによ
るコストアップを回避することができるモータの駆動制
御装置を提供することを目標とする。
(課題を解決するための手段)
本発明のモータの駆動制御装置は、モータに流れる電流
を検出する電流検出手段と、該電流検出手段の出力を増
幅する増幅手段と、該増幅手段に対して少なくとも大小
2つの菫なる利得を設定する利得可変手段と、前記11
幅手段の出力を規定の分解能でA/D変換するA/D変
操手段と、該A/D変換手段の出力から前記モータに流
れる電流のレベルを認識し、該レベルが目標とする負荷
に応じた値となるべく当該モータに供給する電流を制御
する制御手段と を具備し、該制御手段は認識した電流
レベルが予め設定される負荷に対応した値以下となった
ら前記増幅手段の利得がそれまでより大きい値となるよ
うに前記利得可変手段を駆動するようにしたことを特徴
とする。
を検出する電流検出手段と、該電流検出手段の出力を増
幅する増幅手段と、該増幅手段に対して少なくとも大小
2つの菫なる利得を設定する利得可変手段と、前記11
幅手段の出力を規定の分解能でA/D変換するA/D変
操手段と、該A/D変換手段の出力から前記モータに流
れる電流のレベルを認識し、該レベルが目標とする負荷
に応じた値となるべく当該モータに供給する電流を制御
する制御手段と を具備し、該制御手段は認識した電流
レベルが予め設定される負荷に対応した値以下となった
ら前記増幅手段の利得がそれまでより大きい値となるよ
うに前記利得可変手段を駆動するようにしたことを特徴
とする。
(作用)
本発明のモータの駆動制a装置では、フィードバック制
御系の増幅手段の利得を可変設定可能に構成し、予め定
められる値より低い負荷領域においては上記増幅手段の
利得をより大きくなるように切替えることでA/Dコン
バータの分解能を疑似的に高めるようにしたものであり
、係る作用によって新たに高分解能のA/Dコンバータ
を用意することなく低負荷領域における電流検出精度を
高めることができ、延いては制御精度の向上も見込める
ようになる。
御系の増幅手段の利得を可変設定可能に構成し、予め定
められる値より低い負荷領域においては上記増幅手段の
利得をより大きくなるように切替えることでA/Dコン
バータの分解能を疑似的に高めるようにしたものであり
、係る作用によって新たに高分解能のA/Dコンバータ
を用意することなく低負荷領域における電流検出精度を
高めることができ、延いては制御精度の向上も見込める
ようになる。
(実施例)
以下、本発明の実施例を添付図面にもとづいて詳細に説
明する。
明する。
第1図は本発明に係るモータの駆動制a装置の一実施例
を示すブロック図であり、第3図に示した従来装置の各
部と同様の機能を果たすものには同一の符号を付してい
る。
を示すブロック図であり、第3図に示した従来装置の各
部と同様の機能を果たすものには同一の符号を付してい
る。
本発明のモータの駆動制a装置における新規構成として
、特に、そのフィードバック制御系にはアンプ70とア
ナログスイッチ10が設けられている。
、特に、そのフィードバック制御系にはアンプ70とア
ナログスイッチ10が設けられている。
ここでアンプ70は、オペアンプ71にその利得を決定
すべく作用する抵抗72.73.74を接続して構成さ
れている。
すべく作用する抵抗72.73.74を接続して構成さ
れている。
これに対してアナログスイッチ10は、これらの抵抗の
うちの1つすなわち抵抗73と並列に接続されており、
CPLJlからの制御を受けてオンまたはオフされる。
うちの1つすなわち抵抗73と並列に接続されており、
CPLJlからの制御を受けてオンまたはオフされる。
このアナログスイッチ10のオン、オフは抵抗73に短
絡またはその復旧のいずれかの接続状態をもたらし、当
該各接続状態に応じてオペアンプ71の利得を可変する
。
絡またはその復旧のいずれかの接続状態をもたらし、当
該各接続状態に応じてオペアンプ71の利得を可変する
。
今、抵抗72.73.74の抵抗値をそれぞれR1、R
、Rとするとき、アナログスイッチ10がオンされた状
態(抵抗73の短絡状態)でのオペアンプ71の利得G
1は、 G1=R3/R1 で与えられる。
、Rとするとき、アナログスイッチ10がオンされた状
態(抵抗73の短絡状態)でのオペアンプ71の利得G
1は、 G1=R3/R1 で与えられる。
これがアナログスイッチ10がオフ(抵抗73の短絡解
除)された状態になるとオペアンプ71の利得G2は、 G =(R2+R3)/R1 に変化する。
除)された状態になるとオペアンプ71の利得G2は、 G =(R2+R3)/R1 に変化する。
ここで、例えば、
9×R1=R2=9×R3
と設定したものとすれば、上記利得はそれぞれG1=1
G2=10
となる。
本発明のモータの駆動制御2Il装置では、CPtJ1
の制御20によって、モータ4の高負荷時にはアナログ
スイッチ10をオンにしてアンプ70の利得を小さい方
の値G1に設定し、低負荷時にはアナログスイッチ10
をオフにしてアンプ70の利1′1を大きい方の値G2
に設定しつつ当該モータ4の駆動を行う。
の制御20によって、モータ4の高負荷時にはアナログ
スイッチ10をオンにしてアンプ70の利得を小さい方
の値G1に設定し、低負荷時にはアナログスイッチ10
をオフにしてアンプ70の利1′1を大きい方の値G2
に設定しつつ当該モータ4の駆動を行う。
ここでCPU1は、アンプ70の利得をG1からG2に
切替える係る制皿を、規定の制御201度が損なわれる
ことのないように予め定めた負荷レベルを基準として行
うようにしている。
切替える係る制皿を、規定の制御201度が損なわれる
ことのないように予め定めた負荷レベルを基準として行
うようにしている。
従来の装置を例にとると、この負荷レベルとしては、±
5%の制御精度が維持不能となる4、6A相当の電流を
消費する負荷状態が目安となり、これより大きな負荷状
態で利得G1を、またこれより小さい負荷状態で利得G
2をそれぞれ設定するようにすればよい。
5%の制御精度が維持不能となる4、6A相当の電流を
消費する負荷状態が目安となり、これより大きな負荷状
態で利得G1を、またこれより小さい負荷状態で利得G
2をそれぞれ設定するようにすればよい。
係るアンプ70の利得の可変設定によりA/Dコンバー
タ9の電流検出分解能を、高負荷時0゜23A/bit
から低負荷時0.023A/bitへと高めることがで
きる。
タ9の電流検出分解能を、高負荷時0゜23A/bit
から低負荷時0.023A/bitへと高めることがで
きる。
これにより本発明のモータの駆動制御装置では、例えば
、4.6AJ!上の電流を消費する負荷状態(高負荷時
)にあって、これまで通りA/Dコンバータ9の電流検
出分解能0.23A/b i tにより制御粘度±5%
を維持したモータ4の駆動が実現できる。
、4.6AJ!上の電流を消費する負荷状態(高負荷時
)にあって、これまで通りA/Dコンバータ9の電流検
出分解能0.23A/b i tにより制御粘度±5%
を維持したモータ4の駆動が実現できる。
次に低負荷時における制御例として、例えば、1Aの電
流が流れる負荷状態でモータ4を駆動する場合を考えて
みる。
流が流れる負荷状態でモータ4を駆動する場合を考えて
みる。
この場合、cpuiの制御によりアンプ70には大きい
方の利’Ft G 2が設定されているため、A/Dコ
ンバータ9の電流検出分解能は0.023A/bitと
なり、当該負荷領域での電流検出器5の出力データとA
/Dコンバータ9の出力データの関係は第2図に示す如
くとなる。
方の利’Ft G 2が設定されているため、A/Dコ
ンバータ9の電流検出分解能は0.023A/bitと
なり、当該負荷領域での電流検出器5の出力データとA
/Dコンバータ9の出力データの関係は第2図に示す如
くとなる。
この第2図の特性図によれば、目標制tII]雷流1A
でモータ4を駆動中にこのモータ4を流れる電流はA/
Dコンバータ9により0.99A〜1゜01Aの範囲の
精度で検出されることになる。
でモータ4を駆動中にこのモータ4を流れる電流はA/
Dコンバータ9により0.99A〜1゜01Aの範囲の
精度で検出されることになる。
従ってこのA/Dコンバータ9の検出データにもとづい
てCPU1によりなされる電流制御では、上記電流検出
精度がそのまま反映される結果、モータ4に実際に流れ
る電流も制御目標である1Aに対して0.99A〜1.
01Aの範囲に制御されることになる。
てCPU1によりなされる電流制御では、上記電流検出
精度がそのまま反映される結果、モータ4に実際に流れ
る電流も制御目標である1Aに対して0.99A〜1.
01Aの範囲に制御されることになる。
これによって本発明では低負荷時においてもその1il
J m精度を±1%以内に抑えることができ、従来装置
に比べ格段の高精度化が望める。
J m精度を±1%以内に抑えることができ、従来装置
に比べ格段の高精度化が望める。
この種の制御に関して、従来の装置では制御精度を±5
%に維持するためにA/Dコンバータ9として12bi
tの分解能のものを用いる必要があったが、本発明の装
置では現状の8 b i を分解[ILのものによって
もこれと同等あるいはそれ以上の制i11精度を達成す
ることが可能となる。
%に維持するためにA/Dコンバータ9として12bi
tの分解能のものを用いる必要があったが、本発明の装
置では現状の8 b i を分解[ILのものによって
もこれと同等あるいはそれ以上の制i11精度を達成す
ることが可能となる。
尚、上記実施例において、アナログスイッチ10とアン
プ70とは、これらをIC(集積回路)化してゲインコ
ントローラマルチプレクサとして用いることができるの
は言うまでもない。
プ70とは、これらをIC(集積回路)化してゲインコ
ントローラマルチプレクサとして用いることができるの
は言うまでもない。
(発明の効果)
以上説明したように本発明のモータの駆動制御装置によ
れば、フィードバック制御系の増幅手段の利得を可変設
定できる構成とし、予め定められる値より小さい負荷領
域においてはこの増幅手段の利得をより大きくなるよう
に切替え、A/Dコンバータの分解能を疑似的に高めて
電流検出精度を向上させるようにしたため、コストアッ
プを招く高分解能のA/Dコンバータを用いることなく
低負荷から高負荷に及ぶ広範な負荷領域において極めて
高精度の電流制御を達成できるという優れた利点を有す
る。
れば、フィードバック制御系の増幅手段の利得を可変設
定できる構成とし、予め定められる値より小さい負荷領
域においてはこの増幅手段の利得をより大きくなるよう
に切替え、A/Dコンバータの分解能を疑似的に高めて
電流検出精度を向上させるようにしたため、コストアッ
プを招く高分解能のA/Dコンバータを用いることなく
低負荷から高負荷に及ぶ広範な負荷領域において極めて
高精度の電流制御を達成できるという優れた利点を有す
る。
4、図面のf!l1liな説明
第1図は本発明に係るモータの駆動制御装置の一実施例
を示すブロック図、第2図は第1図の装置における低負
荷領域での電流検出器5の出力ブタとA/Dコンバータ
9の出力データとの関係を示す特性図、第3図は従来の
モータの駆動制御装置の構成の一例を示ずブロック図、
第4図はこの種の装置における電流検出分解能の設定方
法を説明するための特性図、第5図はこの種の従来装置
における低負荷領域での電流検出器5の出力デ−タとA
/Dコンバータ9の出力データとの関係を示す特性図で
ある。
を示すブロック図、第2図は第1図の装置における低負
荷領域での電流検出器5の出力ブタとA/Dコンバータ
9の出力データとの関係を示す特性図、第3図は従来の
モータの駆動制御装置の構成の一例を示ずブロック図、
第4図はこの種の装置における電流検出分解能の設定方
法を説明するための特性図、第5図はこの種の従来装置
における低負荷領域での電流検出器5の出力デ−タとA
/Dコンバータ9の出力データとの関係を示す特性図で
ある。
Claims (2)
- (1)モータに流れる電流を検出する電流検出手段と、 該電流検出手段の出力を増幅する増幅手段と、該増幅手
段に対して少なくとも大小2つの異なる利得を設定する
利得可変手段と、 前記増幅手段の出力を規定の分解能でA/D変換するA
/D変換手段と、 該A/D変換手段の出力から前記モータに流れる電流の
レベルを認識し、該レベルが目標とする負荷に応じた値
となるべく当該モータに供給する電流を制御する制御手
段と を具備し、該制御手段は認識した電流レベルが予め設定
される負荷に対応した値以下となつたら前記増幅手段の
利得がそれまでより大きい値となるように前記利得可変
手段を駆動するようにしたことを特徴とするモータの駆
動制御装置。 - (2)前記利得可変手段は、前記増幅手段に接続される
複数の抵抗と、該抵抗の前記増幅手段に対する接続を目
的とする利得に応じて切替えるアナログスイッチとによ
り構成されることを特徴とする請求項(1)記載のモー
タの駆動制御装置。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP63173017A JPH0223083A (ja) | 1988-07-12 | 1988-07-12 | モータの駆動制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP63173017A JPH0223083A (ja) | 1988-07-12 | 1988-07-12 | モータの駆動制御装置 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH0223083A true JPH0223083A (ja) | 1990-01-25 |
Family
ID=15952660
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP63173017A Pending JPH0223083A (ja) | 1988-07-12 | 1988-07-12 | モータの駆動制御装置 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPH0223083A (ja) |
Cited By (6)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH0496686A (ja) * | 1990-08-13 | 1992-03-30 | Nippon Otis Elevator Co | 誘導電動機の電流制御方法 |
JPH04340387A (ja) * | 1991-05-13 | 1992-11-26 | Sankyo Seiki Mfg Co Ltd | 電動機の制御装置 |
JP2006290211A (ja) * | 2005-04-13 | 2006-10-26 | Nsk Ltd | 電動パワーステアリング装置の制御装置 |
JP2008099350A (ja) * | 2006-10-06 | 2008-04-24 | Fuji Electric Fa Components & Systems Co Ltd | 誘導電動機のベクトル制御装置 |
JP2008306892A (ja) * | 2007-06-11 | 2008-12-18 | Toshiba Mach Co Ltd | モータ制御装置 |
JP2012005152A (ja) * | 2010-06-14 | 2012-01-05 | Diamond Electric Mfg Co Ltd | モータ制御回路 |
-
1988
- 1988-07-12 JP JP63173017A patent/JPH0223083A/ja active Pending
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