CN102025277B - Dc/dc功率转换器的改进的反馈控制 - Google Patents

Dc/dc功率转换器的改进的反馈控制 Download PDF

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Abstract

本发明说明了电流型功率转换系统和方法，所述系统和方法向负载提供了稳定的输出电压和最大极限输出电流。所述系统包括：反馈控制部，所述反馈控制部在恒定负载状态时可线性操作以控制作用于负载的输出电压，并且在检测到在负载状态中具有超过预定阈值的变化时可非线性操作以控制作用于负载的输出电压，以便加速所述功率转换系统的瞬态响应。

Description

DC/DC功率转换器的改进的反馈控制
技术领域
本公开涉及DC/DC功率转换器，并且更为特别地涉及在加大和减小输出电流负载瞬态状态期间在负载变化时具有改进的瞬态响应的DC/DC功率转换系统。
背景技术
DC/DC转换器多年来在工业中已经广泛应用。电流型DC/DC功率转换器包括已经使用的多种设计。这样的设计包括固定的或恒定的频率峰和频率谷的电流型装置。这些装置在各个周期中在固定的操作频率处打开或者关闭。存在这样的装置：所述装置以(各个周期的)“ON”时间保持恒定(ON时间控制)或者以(各个周期的)“OFF”时间保持恒定(OFF时间控制)来进行操作，即，通过控制各个控制周期的“ON”时间或者“OFF”时间来控制占空比周期(duty cycle)。
这些传统的系统一般包括通常采用电感器形式的能量存储装置，使得在各个周期的“ON”时间能够存储能量，而在各个周期的“OFF”时间能够使用所存储的能量。该转换器系统通常通过感应流过电感器的电流而不是感应流过负载的电流而被调节(regulated)。如果负载中出现瞬态变化，即负载电流比其正常值变大或者变小，则转换器期望保持负载电压恒定，并且必须尽快地响应该瞬态变化。由于该转换器感应电流信息，因此其能够提供抵抗过流状态的精确的保护。转换器能够是固定的频率峰值电流架构或者频率谷值电流架构(current architecture)。另外，电流型转换器在负载状态稳定时易于进行补偿以确保稳定的输出，因此电流型转换器易于使用。例如，恒定的频率峰值电流型控制架构提供了固有的电流极限并且在输入和输出状态的较宽的范围内是稳定的。该电流型转换器对于其中电流分配和瞬态响应极为重要的多相应用也是非常适用的。超过最大负载电流的增大的电流极限使其允许具有应用于大负载时的改进的瞬态响应的净空高度(headroom)。然而，该净空高度增大了对转换器功率组件的尺寸和额定值要求，并且导致了信噪比减小至正常状态以下。
由于电流型控制DC/DC转换器限制了输出电流，由此它们作用为电流源。在输出负载变化时，初始地，由输出电容器提供电流，这是因为没有转换器能够足够快地响应突然和快速的负载变化。所述输出将依据负载电流和电感器电流(inductor current)的差异而升高/降低。所述控制器将感应电压上变化并且打开适当的开关。在恒定频率峰值电流型控制转换器的情况中，在控制开关刚关闭后输出负载增加时会发生更糟糕的情况。转换器必须等待下一时钟脉冲以打开控制开关。对于具有足够高带宽的转换器而言，该时钟等待时间是该架构在瞬态响应期间电压下降的主要原因。对于不同的负载瞬态响应状态，类似的等待时间问题也存在于其它的电流型架构中。
发明内容
期望在仍保持电流型控制部的多种优点的情况下，改进电流型控制DC/DC转换器的瞬态响应。该改进的瞬态响应需要同样有益于恒定ON时间电流型架构和恒定OFF时间电流型架构，并且改进典型地与这些架构相关联的非对称瞬态响应。
由于该瞬态控制模式改进了时钟等待时间，非滞后电压型控制器也能够受益于该方法。
本公开说明了功率转换的过程和构造用以向负载提供稳定的输出电压和最大的极限输出电流的电流型功率转换系统。该系统包括反馈控制部，该反馈控制部可以在恒定负载状态下以第一模式操作以用于控制负载的输出电流，以及在负载变化的状态下以第二模式操作以用于控制负载的输出电流，其中当检测到负载状态变化时，所述第二模式的反馈控制优先于所述第一模式的控制，以加速所述反馈控制部的响应。
附图说明
图1示出了整合有改进的反馈控制部的DC/DC功率转换器的一个实施方式。
具体实施方式
图1中示出的实施方式以简单并且及时的方式检测负载瞬时值，其中所述方式不需要额外的外部感应电路/组件或者额外的IC(集成电路)引脚。该实施方式还提供了仅在负载瞬态状态时操作的新的控制模式，以提供改进的瞬态响应。另外，该实施方式允许简单地调节阈值，以用于线性控制和非线性控制之间的模式转换。最后，图1中的实施方式包括非线性控制方面，该非线性控制方面通过在非线性控制部电路受控时加速线性电路响应而缩短了非线性控制持续时间。
图1中示出的实施方式示出了已经被相应地修改的峰值电流型控制器，但应理解本改进将适用于包括峰值电流(感应上升沿的最大值)型转换器系统、波谷电流(感应下降沿的最小值)型转换器系统和均值电流(最大值和最小值的平均值)转换器系统的任何电流型控制器。峰值型转换器和谷值型转换器假定操作频率保持恒定。另外存在以如下方式操作的转换器：或者“ON”时间保持恒定(为了恒定的ON时间控制)或者“OFF”时间保持恒定(为了恒定的OFF时间控制)，即，通过控制ON开关的“ON”时间或者“OFF”时间来控制占空比周期。这些改进也将应用于这些恒定的ON/OFF时间控制器。
所示出的实施方式感应系统中的电流(即，流过电感器的电流)，而不是感应流过负载的电流。如果在负载中发生瞬变(即，流过大于或小于其正常值的电流)，则转换器将试图保持负载电压恒定，并且将尽可能快地响应该瞬变。但是，对于固定频率控制器(峰值型或谷值型)而言，由于现有技术的恒定频率峰值型装置和谷值型装置在一个时钟周期内仅做出一次判定，因此存在响应瞬变的固有的等待时间。该问题对于恒定ON/OFF时间控制器也同样适用。
应注意不管要求多大的输出电流，该转换器将试图保持输出电压恒定。负载电流每次发生变化，转换器将需要进行调节，并且输出电压将由此而产生一些波动。这称为转换器输出电压的瞬态响应。人们期望将输出电压中的该波动最小化。
图1中示出的本实施方式通过消除时钟等待时间而改进了该瞬态控制模式。由于该瞬态控制模式消除了时钟等待时间，非滞后电压型转换器也能够从该方法中受益。
如图1中所示，VO通过包括R1、R2、C1和C2的网络被感应。R1和R2形成电阻分压器以缩放信号VO以使VO与Vref成比例。电容器C1和C2被设置用以使所述分压器与频率相关。VO的与频率相关的缩放值标注为VEAIN。控制器感应VEAIN并且在误差放大器gm(示出为跨导(gm)放大器)的输入端将VEAIN与参考电压Vref相比较。由此，控制器感应VEAIN(施加到所述误差运算放大器gm的反向输入端)——输出电压VO的与频率相关的缩放值。因为所述误差放大器是跨导放大器，所以这是起作用的。运算放大器将在反相输入端形成虚地(virtual ground)，信号将不与VO成比例。输入信号VEAIN与Vref信号比较，后者被施加到gm放大器的非反相输入端。输出的误差信号即电流Igm与VEAIN和Vref的差成比例并且被施加到第一反馈路径。该电流放大器的输出阻抗为RO(示出为图1中的误差放大器的输出端与系统地之间的电阻)。包括电阻器/电容器网络的补偿网络在误差放大器的输出和系统地之间产生与频率相关的阻抗。输出阻抗越高，DC转换器的回路增益越高。补偿网络确定如下的传递函数：其在DC端提供有限增益，并且当频率变化时提供可变(但最终是减小的)增益。该补偿网络通过为第一控制回路提供多个极点和零点而使得控制回路稳定。
结果产生了与被补偿的电压误差成比例的电压Vith。将该电压施加到比较器的非反相输入端，从而能够将该电压与施加到比较器的反相输入端的、表示流过电感器或流过电流感应元件的实际电流的电压比较。实际测量的信号是流过Rsense并且被增益Ki缩放的电流。比较器另外在反相输入端具有人工增加的斜率补偿信号，该斜率补偿信号特别地在更高的占空比的情况下抑制次谐波振荡。能够以包括但并不仅限于：作用于电阻器的电压、电感器DCR感应等任何方式来感应电流，并且不会影响控制回路。
电压Vith能够被看作是设置点，使得期望表示流过转换器的Rsense的电流的电压等于由Vith(忽略斜率补偿信号)设置的设置点。当流过电阻器Rsense的电流产生了被施加到比较器COM的反相输入端的、等于电压Vith的电压(由增益Ki调节)时，转换器处于交叉点处，在该交叉点处，转换器将从ON状态向OFF状态切换。这一般在时钟周期结束前发生。发生该交叉是因为比较器COM的输入从一种状态向另一种状态变化。仅考虑到现在为止所讨论过的组件并且连接直接施加到脉宽调制器(PWM)控制块的信号，将形成普通的峰值电流型控制器。当表示流过转换器的电流的电压低于设定点Vith时，PWM控制块将使控制开关CS在周期起始时打开。控制开关CS和同步开关SS是互补的。应注意到，所示出的该转换器是一种固定频率型转换器，当控制开关CS接收到来自PWM的信号时开始各周期，而在时钟周期中当被调节用于斜率补偿的误差信号Vith超过流过感应电阻器的电流时关闭。由此，所述比较器确定占空比。控制开关CS典型地是比如FET的晶体管，而同步开关SS能够是比如FET的晶体管、二极管或其它类似的器件。这将使流过Rsense的电流下降，直到开始下一个周期。在各周期中重复该控制过程，其中转换器将试图使表示所感应到的电流的电压等于误差电压Vith。结果使转换器保持对于输出电压Vo的控制。这样说明的反馈形成了第一(线性)操作模式的基础。
为减小时钟等待时间的影响，图1中示出的转换器另外被构造和布置以提供非线性控制。为了提供非线性控制，所述转换器还被构造和布置以使当发生负载瞬变时进行检测。如果VEAIN电压在短的时间内显著地变化，则发生瞬变。当发生负载瞬变时，该装置被构造以使非线性控制优于控制开关CS和同步开关SS的开启。转换器通过测量VEAIN电压的变化而间接地检测何时发生电流瞬变，即，不测量负载电流。
应注意到，操作图1中的实施方式，以便当非线性控制优于控制开关CS和同步开关SS的开启时，线性控制继续起作用。线性控制未被关闭或者失效，而只是非线性控制优于线性控制。非线性回路被设置用以消除当在线性控制模式操作时在瞬变状态下由于必须等待直到各个周期的结束而产生的固有等待时间。由此，该装置能够在每个周期中做出一个以上的开关判定。
再次参考图1，用于复制误差放大器(gm)的输出的电流镜(currentmirror)CM或者类似的器件被设置在误差放大器的输出端，以沿着标注为NFP的第二(非线性)反馈路径产生输出电流Igm。另外，虽然由于在误差放大器的输出端使用电流镜来为线性控制和非线性控制提供电流Igm，可选地，能够使用两个误差放大器，其中每个误差放大器用于一个反馈控制部(线性和非线性)，各个放大器具有其本身的增益设置。电流Igm被传输到“瞬变检测器”阻抗网络，该阻抗网络在所示的实施方式中包括包含并联连接的电阻器R3和电容器C3的网络。DC电压源用以向节点Vgm施加偏置电压。电阻器的值将设定非线性控制部的灵敏度。电容器C3引入所检测到的信号的与频率相关的分量。这允许非线性控制在瞬变时起作用。电阻器越大，则非线性控制越灵敏。由此，电阻器设定了非线性控制的增益。电容器用以过滤噪声(尽管基本上不需要，但这样确实产生了只与频率相关的增益)，以便回路将不会响应仅由噪声所产生的状态。一旦电阻器和电容器的值被设定，它们将提供给定的或确定的增益。由此，如果电阻器相对地大，则非线性控制部实际上能够在全部时间内工作，而将电阻器设定为零将使非线性控制部完全不能工作。换句话说，电流Igm与误差放大器输入端电压(VEAIN)的瞬时变化成比例。作用于整个(cross)电阻器R3的电压(Vgm-VDC)与Igm成比例。该电压被施加于比较器COM1的反相输入端和比较器COM2的非反相输入端。比较器COM1和COM2形成具有高低阈值极限的鉴相器，由此被示出为在比较器COM1和COM2的非反相输入端和反相输入端接收阈值参考信号(电压)+Lim和-Lim(分别表示上电压极限(VH)极限和下电压极限(VL)极限)。这些极限在操作期间是固定的。能够通过使两个参考电压的值更为接近或者使两者差异更大来改变VH和VL的范围，而不是通过(通过改变网络的电阻器R3的值)改变增益。该两种调节是等效的，尽管通过增大电阻器R3的值来提高灵敏度会增加转换器对于噪声的灵敏度，但与改变VH和VL的范围相比，其仍然是不太实用的方法。在实践中，能够进行两种调节中的任一种调节。
如果施加到比较器COM1和COM2的电压Vgm(再次与电流Igm成比例)落于VH和VL所设定的范围的外侧(过高或者过低)，则存在要求使用非线性控制的状态，且非线性控制被激活。但如果电压Vgm落在范围(VH和VL之间)内，则非线性检测器将不会响应，并且装置将仍由线性控制器控制。所以在无瞬变的情况下，非线性控制部对于装置的操作没有任何影响。由此，非线性控制部将忽略在非瞬变状态下出现的纹波。
比较器COM2的输出端被连接至逻辑OR门B的输入端。如果信号Vgm小于阈值上限VH，则施加到OR门B的输出为逻辑状态低，并且OR门B将不会响应。但是，如果信号Vgm超过上限VH，则比较器COM2产生信号NTRP作为逻辑高信号。该逻辑高信号NTRP被施加到逻辑OR门B。该门另外接收转换器的时钟信号CLK。由此，在时钟信号的开始或者当电压V超过VH(+Lim)时，OR门的输出端向PWM提供了逻辑高信号，进而向控制开关CS提供了信号。如果OR门B的输出响应于COM2的输出而达到逻辑高，由此如信号NTRP变为高，则转换器将仍完成操作的线性周期，并且转换器然后将进入非线性操作模式。换个角度来看：如果存在瞬变，则期望在当前时钟周期结束和开始下一个时钟周期之前关闭控制开关CS(消除了固定频率转换器所固有的时钟等待时间)。
虽然该装置使非线性控制优于线性控制，其基本地确定什么时间打开和关闭开关。在优于线性控制之外，其另外优于峰值电路回路，由此失去了峰值电流保护。克服这一点的方法是在激活非线性控制时加入电流限制。因此，即使信号NCLK告诉转换器打开控制开关CS，还可以采用电流比较器COM接收NCLK(示出为NCLK SET ITH MAX信号)，使得如果达到ITH MAX，则非线性控制将关闭，并且装置将继续在线性控制下操作直到下一个时钟周期。由此，所述门将保持ON，直到(1)信号Vgm落在VH和VL设定的范围内，或者(2)达到最大电流极限。
OR门A与B的输出通常到达具有重新设定的优先级(dominant)的SR锁存器。这是指只要比较器输出A是逻辑高，则比较器输出A将优于比较器输出B。这就是转换器如何在所有状态下保持最大的电阻极限。
相反，如果在控制开关CS为ON的状态下开始周期，而电压Vgm低于较低的负极限VL，则比较器COM1的输出(NCLK)将为逻辑高的状态，并且将其输出施加到OR门A的输入端。OR门A的输出然后将打开同步开关SS，这使得控制开关CS关闭，因为在该一个实施方式中，两个开关CS和SS通常处于彼此反相的状态。可选地，在另一个实施方式中，两个开关CS和SS在该间隔中都能够被关闭以进一步改进瞬态响应。
如果非线性控制回路工作良好，即R3增益被设定为足够高使得瞬态检测器对于纹波不灵敏，而对于瞬变响应快速，则输出电压变化被显著地降低。如果输出变化被降低，则Igm变得更小。当发生瞬变时，电压Vith变化(升高或者降低)并且非线性控制开始起作用。在这些状态中，电压Vith将寻找并达到新的平衡电压(相对于新的负载电流)。非线性控制工作的越好，则非线性控制越慢地使Vith达到新的平衡。只要非线性控制在操作，则线性控制就不控制转换器的操作。一旦非线性回路运行，OR门A和B的一个输出，即信号NCLK和NTRP中的一个变高。
根据另一个方面，信号NCLK和NTRP能够被施加到误差放大器gm，以用于在两个信号中的一个变高时提高误差放大器的增益。提高放大器gm的增益允许非线性回路更快速地变换，从而线性回路能够尽可能快的接管控制。当完成如上过程时，NTRP和NCLK信号然后将均处于低的状态，放大器gm的增益然后将回到其更低的值。该优选的方法允许增益gm根据NTRP和NCLK均为低或者其中一个信号变高而达到两个值中的一个值(阶梯函数)。可以分别为NTRP和NCLK使用不同的增益值。
前述内容说明了改进了电流型控制DC/DC转换器的瞬态响应同时仍保留了电流型控制的各种优点的功率转换器。该改进的瞬态响应还有益于恒定的ON时间和OFF时间的电流型架构，并且改进了典型地与这些架构相关联的非对称瞬态响应。由于该瞬态控制模式改进了时钟等待时间，非滞后电压型控制器也能够从该方法受益。本公开说明了功率转换的过程和被构造用以为负载提供稳定的输出电压和最大的极限输出电流的电流型功率转换系统。
虽然已经示出和说明了本发明的特别的实施方式，本领域的技术人员应明白可以作出各种变化和修改。因此，所附权利要求意图涵盖落在本发明的精神和范围内的全部这些变化和修改。

Claims (23)

1.一种电流型功率转换器系统，所述系统被构造成向负载提供稳定的输出电压和最大的极限输出电流，所述系统包括：
线性反馈控制部，所述线性反馈控制部包括线性反馈路径和非线性反馈路径，所述线性反馈路径在线性控制操作模式中在恒定负载状态时周期性地操作以控制作用于负载的输出电压，并且所述非线性反馈路径配置为提供非线性控制以在所述线性反馈路径继续起作用时优于所述线性反馈路径，使得在检测到在负载状态中具有超过预定阈值的变化时所述线性反馈控制部在非线性控制操作模式中非线性地操作以控制作用于负载的输出电压，以便加速所述电流型功率转换器系统的瞬态响应，从而消除当在所述线性反馈控制部操作时在瞬变状态下由于必须等待直到各个周期的结束而产生的固有等待时间，
其中所述线性反馈控制部被配置为使得对于负载瞬变状态所述非线性控制的灵敏度是可调节的，
所述线性反馈控制部包括鉴相器，所述鉴相器被配置为设置高低阈值极限，以及
对于负载瞬变状态所述非线性控制的灵敏度是由所述高低阈值极限的水平决定的。
2.根据权利要求1所述的电流型功率转换器系统，其特征在于，所述线性反馈控制部包括检测器，所述检测器被构造和布置成用以检测负载状态的变化，当所述检测器检测到大于所述预定阈值的负载状态的变化时，所述线性反馈控制部响应于所述检测器，以从所述线性控制操作模式切换至所述非线性控制操作模式。
3.根据权利要求2所述的电流型功率转换器系统，其特征在于，所述检测器包括阈值检测器，所述阈值检测器被构造和布置以检测超过所述预定阈值的负载状态的变化。
4.根据权利要求2所述的电流型功率转换器系统，其特征在于，所述检测器包括用于检测误差信号变化的阈值检测器，所述误差信号是作用于负载的电压与参考信号的函数，其中所述线性反馈控制部响应于所述误差信号。
5.根据权利要求4所述的电流型功率转换器系统，其特征在于，所述误差信号由与频率相关的增益进行修正，以区别负载状态的改变和噪声的改变。
6.根据权利要求5所述的电流型功率转换器系统，其特征在于，所述线性反馈控制部包括阻抗驱动器网络，所述阻抗驱动器网络被构造用以根据作用于负载的电压频率修正所述误差信号。
7.根据权利要求4所述的电流型功率转换器系统，其特征在于，所述线性反馈路径和所述非线性反馈路径均响应于所述误差信号，其中所述线性反馈路径用以在所述线性控制操作模式期间提供用于调节所述输出电压的反馈控制，所述非线性反馈路径用以在所述非线性控制操作模式期间提供用于加速对所述输出电压的调节的反馈控制。
8.根据权利要求7所述的电流型功率转换器系统，其特征在于，还包括用于复制来自所述线性反馈路径和非线性反馈路径中的一个反馈路径的所述误差信号的电路，以便在所述线性反馈路径和非线性反馈路径中的另一个反馈路径中产生所述误差信号。
9.根据权利要求8所述的电流型功率转换器系统，其特征在于，其中一个所述误差信号根据所述误差信号的相关函数被处理。
10.根据权利要求8所述的电流型功率转换器系统，其特征在于，其中用于复制所述误差信号的电路包括电流镜。
11.根据权利要求8所述的电流型功率转换器系统，其特征在于，其中用于复制所述误差信号的电路包括第一放大器，所述第一放大器构造成用以放大作用于负载的电压与参考信号的函数的信号。
12.根据权利要求11所述的电流型功率转换器系统，其特征在于，其中用于复制所述误差信号的电路包括第二放大器，所述第二放大器构造成用以放大作用于负载的电压与参考信号的函数的信号。
13.根据权利要求1所述的电流型功率转换器系统，其特征在于，所述线性反馈路径和所述非线性反馈路径均响应于误差信号，其中所述线性反馈路径用以在所述线性控制操作模式期间提供用于调节所述输出电压的反馈控制，所述非线性反馈路径用以在所述非线性控制操作模式期间提供用于加速对所述输出电压的调节的反馈控制。
14.根据权利要求13所述的电流型功率转换器系统，其特征在于，所述线性反馈控制部包括误差放大器，所述误差放大器用于产生作为所述输出电压和参考信号的函数的误差信号，其中所述误差放大器在所述线性控制操作模式期间被设置在第一增益，而在所述非线性控制操作模式期间被设置为大于第一增益的第二增益。
15.根据权利要求13所述的电流型功率转换器系统，其特征在于，还包括阈值检测器，所述阈值检测器被构造成响应于误差信号的增大或者减小，并且在所述误差信号的绝对值大于误差信号的阈值时产生激活信号来激活所述非线性控制操作模式，其中，所述误差信号是输出电压和参考信号的函数。
16.根据权利要求15所述的电流型功率转换器系统，其特征在于，所述误差信号的阈值是可调节的。
17.根据权利要求1所述的电流型功率转换器系统，其特征在于，所述线性反馈控制部从所述线性控制操作模式向所述非线性控制操作模式切换的灵敏度是可调节的。
18.根据权利要求15所述的电流型功率转换器系统，其特征在于，还包括控制开关和同步开关，所述控制开关和所述同步开关一起操作以调节所述输出电压，其中当(a)所述控制开关响应于所述阈值检测器检测到所述误差信号有超过误差信号的阈值的增大的变化而打开时，或者当(b)所述同步开关或者所述控制开关和同步开关响应于所述阈值检测器检测到所述误差信号有超过误差信号的阈值的减小的变化而关闭时，所述电流型功率转换器系统从所述线性控制操作模式向所述非线性控制操作模式改变，其中所述误差信号的绝对值大于误差信号的阈值。
19.根据权利要求18所述的电流型功率转换器系统，其特征在于，当所述阈值检测器不再检测到超过误差信号的阈值的增大变化和超过误差信号的阈值的减小变化时，所述电流型功率转换器系统从所述非线性控制操作模式向所述线性控制操作模式变化。
20.根据权利要求1所述的电流型功率转换器系统，其特征在于，所述系统包括用于在所述线性控制操作模式和所述非线性控制操作模式期间控制峰值极限电流的电路。
21.根据权利要求20所述的电流型功率转换器系统，其特征在于，还包括控制开关和同步开关，所述控制开关和所述同步开关一起操作以调节所述输出电压，其中所述用于控制峰值极限电流的电路的操作相比所述线性控制操作模式的操作和所述非线性控制操作模式的操作优先。
22.根据权利要求21所述的电流型功率转换器系统，其特征在于，用于控制峰值极限电流的电路在所述线性控制操作模式时响应于第一参考信号，而在所述非线性控制操作模式时响应于第二参考信号。
23.一种向负载提供稳定的输出电压和最大的极限输出电流的方法，所述方法包括：
在恒定负载状态中使用周期线性反馈保持作用于负载的输出电压，并且当检测到负载状态超过预定阈值的变化时，使用非线性反馈以加速所述线性反馈响应，以消除当在所述线性反馈操作时在瞬变状态下由于必须等待直到各个周期的结束而产生的固有等待时间，以及
设置高低阈值极限，其中对于负载瞬变状态所述非线性反馈的灵敏度是可调节的，并且是由所述高低阈值极限的水平决定的。
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