JPH02228251A

JPH02228251A - Ｄｃ―ｄｃコンバータ装置

Info

Publication number: JPH02228251A
Application number: JP6199589A
Authority: JP
Inventors: Hirobumi Hino; 博文日野
Original assignee: Hitachi Medical Corp
Current assignee: Hitachi Healthcare Manufacturing Ltd
Priority date: 1989-02-23
Filing date: 1989-02-23
Publication date: 1990-09-11

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】〔産業上の利用分野〕本発明は、適宜の直流電源からインバータを介して交流
電圧を変圧器に送りその出力を整流して直流電圧を適宜
の負荷に供給するＤＣ−ＤＣコンバータのその出力電圧
を制御可能とした。ｃ−ＤＣコンバータ装置に関し、特
にどのような回路方式の０Ｃ−ＯＣコンバータであって
も安定な直流電圧を得ることができるＤＣ−ＤＣコンバ
ータ装置に関する。

〔従来の技術〕

ＤＣ−ＤＣコンバータには、さまざまな種類及び構成の
ものがある。その代表的なものは、スイッチングレギュ
レータである。このスイッチングレギュレータは、内部
のスイッチの開閉の割合を変化させて出力電圧の制御を
行うようになっている。

そして、この出力電圧の安定化には、その出力電圧を検
出していわゆるフィードバック制御を行うことが採用さ
れている。このフィードバック制御を行って出力電圧の
安定化を図る従来のＤＣ−ＤＣコンバータ装置は、直流
電源とこの直流電源からの直流を受電して交流に変換す
るインバータとこのインバータの出力電圧を昇圧する変
圧器とこの変圧器の出力を直流に変換する整流回路とこ
の整流回路の出力側に接続された負荷抵抗とを有し上記
インバータへの制御信号によって出力電圧を変化できる
ＤＣ−ＤＣコンバータと、上記負荷抵抗に印加される出
力電圧を検出する分圧器と、この分圧器からの出力信号
及びその分圧器に印加する出力電圧設定値を入力としこ
れらの入力信号を演算することによって上記ＤＣ−ＤＣ
コンバータへの制御信号を決定して出力する制御機構と
を備えて成っていた。そして、上記制御機構によるフィ
ードバック制御を安定に動作させるには、制御対象であ
るＤＣ−ＤＣコンバータの特性把握が重要である。

ここで、　ＤＣ−ＤＣコンバータの特性解析については
、　　ｒＴＲＣ方式ＤＣ−ＤＣ電力変換器、の動特性に
ついて」（電気学会論文誌１９７３／６　Ｖａｔ、　９
３−ＣＮｏ、６）などをはじめとして、「ピーク電流制
御形ＤＣ−ＤＣコンバータの特性」　（電気通信学会論
文誌１９８６／４　Ｖ。

１、　Ｊ６９−ＣＮｏ、４）の論文に至るまで、数多く
のＤＣ−ＤＣコンバータに対して解析的な検討がなされ
ている。これらは、スイッチングレギュレータのスイッ
チの動作によって回路をモード分けし、状態平均化法と
呼ばれる手法でＤＣ−ＤＣコンバータの動作を定式化し
ている。従って、これらの定式化されたＤＣ−ＤＣコン
バータを出力電圧帰還によって安定化するための制御則
は、古典制御理論からも得ることができるものであった
。

〔発明が解決しようとする課題〕以上のように９例えばスイッチングレギュレータのスイ
ッチの動作によって回路をモード分けし。

状態平均化法と呼ばれる手法でＤＣ−ＤＣコンバータの
動作を定式化しているものにおいては、多くのＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータの種類ごとに詳細に検討されるので、理論
的には厳密なモデルが得られるものであった。しかし、
ＤＣ−ＤＣコンバータの種類が上記のものと異なると、
あらためてモデル化する必要があった、また、上記の状
態平均化法が利用できないＤＣ−ＤＣコンバータについ
ては、そのモデル化が困難であった。そして、最近では
、上記状態平均化法が適用できないＤＣ−ＤＣコンバー
タが多く実用的に使われるようになってきている。ここ
で。

状態平均化法が適用できないＤＣ−ＤＣコンバータの代
表的なものは、共振形コンバータと呼ばれるもので、共
振用のインダクタンスとキャパシタンスを付加し、共振
電流を流して高周波化を図ろうとするものである。なお
、共振形コンバータのなかには、状態平均化法を利用し
ないで動特性の定式化を試みているものもあるが、特に
、共振形インバータを介して一度交流電源とした後整流
して直流出力を得るものや、共振電流を途中で遮断する
動作が存在するもの等では、ＤＣ−ＤＣコンバータの動
特性の定式化さえ確立されていないものであった。従っ
て、これらの動特性が不明確なりＣ−ＤＣコンバータで
は、制御機構におけるフィードバック制御の制御則を決
定することが非常に困難であり、高精度の制御が不可能
であった。

そこで、本発明は、このような問題点を解決し。

どのような回路方式のＤＣ−ＤＣコンバータであっても
安定な直流電圧を得ることができるＤＣ−ＤＣコンバー
タ装置を提供することを目的とする。

〔課題を解決するための手段〕

上記目的を達成するために、本発明によるＤＣ−ＤＣコ
ンバータ装置は、直流電源とこの直流電源からの直流を
受電して交流に変換するインバータとこのインバータの
出力電圧を昇圧する変圧器とこの変圧器の出力を直流に
変換する整流回路とこの整流回路の出力側に接続された
負荷抵抗とを有し上記インバータへの制御信号によって
出力電圧を変化できるＤＣ−ＤＣコンバータと、上記負
荷抵抗に印加される出力電圧を検出する分圧器と、この
分圧器からの出力信号及びその分圧器に印加する出力電
圧設定値を入力としこれらの入力信号を演算することに
よって上記ＤＣ−ＤＣコンバータへの制御信号を決定し
て出力する制御機構とを備えて成るＤＣ−ＤＣコンバー
タ装置において、上記制御機構は。

上記分圧器からの出力信号をディジタル信号に変換する
Ａ／Ｄ変換器と、このＡ／Ｄ変換器からの出力信号及び
上記分圧器に印加する出力電圧設定値のディジタル信号
を入力としこれらの入力信号を演算することによってＤ
Ｃ−ＤＣコンバータへの制御信号を決定するディジタル
信号処理回路とで構成し、上記ＤＣ−ＤＣコンバータに
対する制御信号をステップ状に変化させ、そのときのＤ
Ｃ−ＤＣコンバータの出力電圧の変化を二次系モデルで
近似し。

さらに離散化した二次系モデルを求めて決定した演算係
数を上記ディジタル信号処理回路へ入力して次の周期の
インバータ制御量を演算するようにしたものである。

また、上記ディジタル信号処理回路は、それ自体で演算
係数を決定すると共に、この演算係数を用いて次の周期
のインバータ制御量を演算するものとしてもよい。

さらに、上記の発明の関連発明としては、ＤＣ−ＤＣコ
ンバータへの制御信号を決定して出力する制御機構を、
上記分圧器からの出力信号及びその分圧器に印加する出
力電圧設定値を入力としこれらの入力信号を演算するこ
とによってＤＣ−ＤＣコンバータへの制御信号を決定す
るアナログ演算回路と。

このアナログ演算回路からの出力信号を上記インバータ
のオン・オフ信号に変換する電圧−パルス変換回路とで
構成し、上記ＤＣ−ＤＣコンバータに対する制御信号を
ステップ状に変化させ、そのときのＤＣ−ＤＣコンバー
タの出力電圧の変化を二次系モデルで近似し、この近似
した二次系モデルから決定した演算係数を上記アナログ
演算回路へ入力して次の周期のインバータ制御量を演算
するようにしたものがある。

〔作　用〕

このように構成された本発明のＤＣ−ＤＣコンバータ装
置は、前記のように理論的に定式化されない。

あるいは定式化が困難なＤＣ−Ｄｃコンバータをフィー
ドバック制御するためのモデルを容易に得ようとするも
のである。以下、その動作原理について説明する。

まず、ＤＣ−ＤＣコンバータを信号を伝達するブラック
ボックスとみなす。そして、このブラックボックスにあ
る制御信号を入力すると、その信号に対応した出力が得
られる。一般には、このときの出力信号のラプラス変換
と入力信号のラプラス変換との比で１周波数領域におけ
る伝達特性が表現される。　ＤＣ−ＤＣコンバータの場
合、出力電圧が零となる制御信号から所定電圧値となる
制御信号へとステップ的に変化させると、その応答が減
衰振動的となって成る時間後に所定電圧値になることが
多い。本発明においては、この減衰振動波形を時間領域
の関数として近似したものがＤＣ−ＤＣコンバータのモ
デルとなる。このとき、上記の減衰振動波形を時間関数
として二次系モデルに近似することは、比較的簡単であ
る。すなわち、振動波形の第一ピークの大きさあるいは
減衰定数、振動周期を測定することによって得られる。

例えば、ＤＣ−ＤＣコンバータのステップ応答波形が第
５図に示すような減衰振動波形であると仮定する。この
ような応答をするものは、一般に次式で表される伝達特
性を有する。

Ｇ（ｓ）　＝　ω”／　（ｓ”＋２ζ（ｌ１８＋（１１
勺　　　　　　　−（１）ここで、ζを減衰係数、ωを
固有周波数と呼び、二次系の性質を表す重要なパラメー
タである。そして、これらの値は、第５図に示すステッ
プ応答波形から次のように求められる。

まず、第−周期口のオーバーシュートＸｏを波形の最大
値Ｖ　ｐｅａｋと定常値Ｖｓｔとから次式のように求め
る。

Ｘｏ　＝　（Ｖｐｅａｋ−Ｖｓｔ）　／Ｖｓｔ　　　　
　　　　−（２）次に、振動周期Ｔ０を求めると、減衰
係数ζ及び固有周波数ωは次式により求まる。

ζ＝　−ＱｎＸｏ／　　ＱｎＸｏ　＋ｎ　　　　　　　
−（３）ｃ、＋＝２π／ＴａＬ戸ｖ　　　　　　　　−
（４）これらの減衰係数ζ及び固有周波数ωで表される
第（１）式の伝達関数は、時間関数として下記のように
表すことができる。

この第（５）式は減衰振動系を連続二次系でモデル化し
たときの一般式であるが、これは次の変換をすることに
より離散二次系モデルが得られる。まず、連続二次系に
おける一般式をｙ（ｔ）　＝　Ｃｃ−ｘ（ｔ）とし、とすると、Ｓａ二次系モデルの係数は。

Ａ　＝　Ｌ−１（（ｓＩ　−Ａｃ）−１）Ｂ　＝　ｆ’
、ｅＡ”　ｄτＢｃ　　　　　　　　　　　　−（８）
Ｃ＝　Ｃｃとなる。

以上のようにして得たＤＣ−ＤＣコンバータのモデルを
状態方程式に記述すると、１１代制御理論による極配置
問題あるいは最適制御問題として安定化制御則の決定が
ほぼ公式的に可能となり、制御系の設計が容易となる。

また、ｍ敗二次系モデルを用いると、制御系をディジタ
ルシグナルプロセッサ等を用いて構成することができ、
演算係数の変更などが簡単となる。さらに、ＤＣ−ＤＣ
コンバータのモデル化機能を付加することもでき、例え
ば初めにモデル化のための試し通電を一度行って、演算
係数を自動設定することも可能となる。

〔実施例〕

以下１本発明の実施例を添付図面に基づいて詳細に説明
する。

第１図は本発明によるＤＣ−ＤＣコンバータ装置の第一
の実施例を示すブロック図である。このＤＣ−ＤＣコン
バータ装置は、ＤＣ−ＤＣコンバータの出方電圧を制御
信号によって制御可能としたもので、第１図に示すよう
に、　ＤＣ−ＤＣコンバータ１と、分圧器２と、制御機
構３とを備えて成る。

上記ＤＣ−ＤＣコンバータ１は、直流電圧を受電し制御
信号によってその出力電圧を変化しつるもので、例えば
商用電源を受電し直流に変換する整流回路４から成る直
流電源と、この整流回路４がら出力される直流を受電し
て交流に変換すると共に周波数や位相を制御することに
より出方電圧を調整できるインバータ５と、このインバ
ータ５の出力電圧を昇圧すると共に後述の整流回路７と
の間を絶縁することによって入力と出力とを絶縁する変
圧器６と、この変圧器６からの交流出力を直流に変換す
る整流回路７と、この整流回路７の出力側に接続された
Ｘ線管などの負荷抵抗８とを有して成る。なお、符号Ｃ
８は直流電源としての整流回Ｉｓ４の出力を平滑するコ
ンデンサを示し、符号Ｃ２は整流回路７の出力電圧を平
滑するコンデンサを示している０分圧器２は、上記ＤＣ
−ＤＣコンバータ１の負荷抵抗８に印加される出力電圧
を検出するもので、適宜の割合の抵抗値を有する二つの
分圧抵抗器２ａ、２ｂから成る。制御機構３は、上記分
圧器２からの出力信号及びその分圧器２に印加すべき出
力電圧設定値を入力して、これらの入力信号を演算する
ことによって上記ＤＣ−ＤＣコンバータｌへの制御信号
を決定して出力するものである。

なお、第１図において、符号９は上記制御機構３によっ
て演算されたインバータ制御量Ｕｉを入力し、このイン
バータ制御１ｆＵｉに従って上記ＤＣ−ＤＣコンバータ
１のインバータ５を制御するインバータ駆動回路を示し
ている。

ここで、本発明においては、上記制御機構３がＡ／Ｄ変
換器１０とディジタル信号処理回路１１とで構成されて
いる。上記Ａ／Ｄ変換器１ｏは、前記分圧器２から出力
されるアナログ信号をディジタル信号に変換するもので
ある。また、ディジタル信号処理回路１１は、上記Ａ／
Ｄ変換器１０から出力されたディジタル信号及び上記分
圧器２に印加すべき出力電圧設定値のディジタル信号を
入力とし、これらの入力信号を比較演算することによっ
て上記ＤＣ−ＤＣコンバータ１への制御信号を決定する
もので１例えばディジタルシグナルプロセッサから成る
。

次に、このように構成されたＤＣ−ＤＣコンバータ装置
の動作について、第２図及び第３図を参照して説明する
。まず、第２図のステップ■で第１図に示す制御機構３
の制御を開始することによって、ＤＣ−ＤＣコンバータ
１の出力電圧を制御するルーチンに入る１次に、第１図
に示すインバータ駆動回路９に、第３図（ａ）に示すよ
うに通電開始信号が入力されると、第２図のステップ■
はＹＥＳ”側に進み、上記インバータ駆動回路９が動作
を開始してインバータ５が動作を始める。これと同時に
、上記インバータ駆動回路９は、第３図（ｂ）に示すよ
うな出力電圧の取り込み信号Ｉ　ｔｒｇを出カル、この
取り込み信号Ｉ　ｔｒｇは制御機構３のＡ／Ｄ変換器１
０へ入力されて、第２図のステップ■は”ＹＥＳ”側へ
進む、これにより、上記Ａ／Ｄ変換器１０は、インバー
タ５の動作に同期して分圧器２の出力電圧（第３図（Ｃ
）参照）を取り込み（ステップ■）、その出力電圧をデ
ィジタル信号に変換する。そして、上記Ａ／Ｄ変換器１
０は、その取り込んだ出力電圧値のディジタル信号をデ
ィジタル信号処理回路１１へ送出する。すると、このデ
ィジタル信号処理回路１１は、上記入力した出力電圧値
のディジタル信号と、上記分圧器２に印加すべき出力電
圧設定値のディジタル信号として入力されたものとを比
較し、所定の演算アルゴリズムによって次の周期のイン
バータ制御量Ｕｉ（第３図（ｄ）参照）を計算して決定
する（ステップ■）、ここで、この演算は、分圧器２か
らの出力電圧の信号を取り込んだ後、次の周期が開始す
るまでに終了する必要がある。このため、上記ディジタ
ル信号処理回路１１としては、高速で積和演算するディ
ジタルシグナルプロセッサ等が用いられる。このように
して、ディジタル信号処理回路１１によって計算された
次の周期のインバータ制御ｆｉｔ　Ｕ　ｉは、第１図に
示すインバータ駆動回路９へ出力され（ステップ■）、
このインバータ駆動回路９からの信号によりインバータ
５を駆動する。

そして、通電時間がまだ終了しなければ、ステップ■は
″Ｎｏ”側へ進んでステップ■〜■を繰り返し１通電時
間が終了したらステップ■は’ＹＥＳ”側へ抜ける。

次に、第２図のステップ■のインバータ制御量の計算に
おいて、ディジタル信号処理回路１１における演算アル
ゴリズムの演算係数を求める方法について、第４図を参
照して説明する。まず、第１図に示す制御機構３による
フィードバック制御をやめて、ディジタル信号処理回路
１１から成る一定のインバータ制御ＪｉＵｉを出力し、
インバータ駆動回路９には通電開始信号を入力する。す
ると、インバータ５に通電が開始され、該インバータ５
が動作を始める。このとき、第１図に示すＤＣ−ＤＣコ
ンバータ１は、一般に第５図に示すような減衰振動的な
応答を示す、そこで、このステップ応答波形を計測する
（第４図のステップＡ）、このとき、第５図に示すステ
ップ応答波形から、前記第（２）式により第−周期口の
オーバーシュートＸｏを求めると共に、第（３）式によ
り減衰係数ζ及び第（４）式により固有周波数ωを求め
る。次に。

これらの減衰係数ζ及び固有周波数ωを用いて。

連続二次系モデルを算出する（ステップＢ）、このとき
は、上記減衰係数ζ及び固有周波数ωで表される前記第
（１）式の伝達関数は、時間関数として前記第（５）式
のように表される０次に、第（５）式で表される連続二
次系モデルを離散化して、離散二次系モデルを算出する
（ステップＣ）、このときは、前記第（６）〜（８）式
を用いて算出する０次に。

このように離散二次系モデルを得ると、制御仕様に合わ
せてフィードバック制御の演算係数を算出する（ステッ
プＤ）。このフィードバック制御の演算係数は、現代制
御理論における極配置問題あるいは最適制御問題の解と
して得られる。上記極配置問題は、フィードバック制御
系閉ループの極を任意の位置へ配置することが可能であ
る６例えば、出力電圧波形が振動しないようにするには
。

閉ループが非振動となる極（総ての極が０以上１゜０未
満）を選定し、フィードバック制御の演算係数を決定す
ればよい。また、最適制御問題は、任意の評価関数を決
め、これが最小となるようなフィードバック制御の演算
係数を選定するために利用する。一般には、上記の評価
関数は入力エネルギを小さくシ、できるだけ速く設定値
へ到達するように選ぶことが多い。

第６図は上記のような方法によってフィードバック制御
の演算係数が決定できる制御系としてのディジタル信号
処理回路１１の一般的な構成を示すブロック図である。

図において、符号１２は積分要素を構成する遅れ演算子
を示し、符号に２は積分要素のゲイン定数を示している
。そして、この積分要素によって出力電圧設定値との誤
差を小さくするようにしている。また、符号１３は制御
対象であるＤＣ−ＤＣコンバータ１及びインバータ駆動
回路９を示し、符号１４は上記制御対象の状態を推定す
るオブザー、バを示している。さらに、符号に□は上記
オブザーバ１４の出力と制御対象１３の出力とを比較し
、その誤差をオブザーバ１４にフィードバックすること
によってそのオブザーバ１４の推定誤差を小さくするた
めのゲイン定数であり、符号Ｈは上記制御対象１３を制
御仕様に対応して安定化するためのゲイン定数である。

そして、以上の構成はいわゆる１型サーボ系であり、上
述の極配置問題あるいは最適制御問題の解は。

上記の制御系における（ｉ）゛積分要素のゲイン定数によ（…）オブザーバのゲイン定数に１（ｎｉ）制御対象安定化のゲイン定数Ｈを公式的に求め
ることで可能となる。

例えば、第１図に示すＤＣ−ＤＣコンバータ１のステッ
プ応答波形が第５図に示すような減衰振動波形となり、
そのオーバーシュートＸＯが０．４９４であり、振動周
期Ｔ、が８．９であったとすると、前記第（３）式及び
第（４）式から減衰係数ζは０．２１９となり。

固有周波数ωは０．７２４となる。従って、連続二次系
モデルは、前記第（５）式を用いて、となり、これを前
記第（６）〜（８）式を用いて離散化すると。

となる。

このようにして制御対象１３の離散二次系モデルが求め
られると、制御仕様に従って演算係数を決める６例えば
、第５図に示す波形がオーバーシュートしないように制
御するには、極配置問題を解けばよい、この極配置問題
は１次のように解くことができる。

まず、モデルをｙ（ｉ）＝　Ｃ−ｘ（ｉ）とし、制御対象安定化ゲインをＦとして状態フィードバ
ックを施すと。

ｕ（ｉ）　−−Ｆ−ｘ（ｉ）　　　　　　　　　　　−
（１２）となり、閉ループ系は次のとおりである。

ｘ（ｉ＋１）　＝　（Ａ−ＢＦ）　・ｘ（ｉ）　　　　
　　　　−（１３）従って、（Ａ−ＢＦ）の応答が振動
しないようにＦを選定する。

次に、上記（Ａ−ＢＦ）の応答が振動しないための条件
は。

（ｉ）離散系：総での極が０以上１未満の実数である。

（ｉ）連続系：総での極が０未滴の実数である。

そして、極相定時のＦ決定方法のアルゴリズムは、（ｉ）指定する極をλ８．λ１．・・・、λｎとし１次
のｖｌを求める。

ｖｉ　＝　（Ａ−λｉＩ）”　Ｂ　　　　　　　　　　
・・・（１４）（ｈ）ここで、Ｆによって指定した極を
得るには。

Ｆ−ｖｉ＝１であればよい、従って、総てのｖｉを用い
ると。

Ｆ　＝（１１”・１）　Ｃｖｚ　Ｖ、　・＋・ｖｎ）−
’　　　　＋＋＋　（１５）を得る。

これにより、極配置問題が解かれる。

また、オブザーバ１４のゲイン定数に１は、ＡをＡｔｔ
　ＢｔｘＣｔｔ　ＦｋＫｌｔ（ただし、右肩に付けたし
は転置行列を示す）とおいて、上述の極配置問題と同様
に解き、Ｋ１として求められる。

さらに、サーボ系を構成するには、制御対象安定化ゲイ
ンＦを用いて次式から求める。

以上によって、積分要素のゲイン定数に２及びオブザー
バのゲイン定数に１並びに制御対象安定化のゲイン定数
Ｈがそれぞれ求められる。

そこで１以上のような解法に従って１例えば第（１０）
式のモデルを制御する場合について説明する。

第６図に示すオブザーバ１４の極を０．０５及び０．１
とし、制御対象安定化の極を０．６及び０．８に設定す
ると、（ｉ）積分要素のゲイン定数に、：０．１８７（ｉｉ）
オブザーバのゲイン定数に１：２．１９７．−０．２９
４（ｎｉ）制御対象安定化のゲイン定数Ｈ：０．２５４
，１．０となり、演算係数が決定できる。そして、これ
らの演算係数を用いたときの出力電圧波形は、第７図（
ａ）に示すように、オーバーシュートや減衰振動をする
ことなく、設定値に対してスムーズに安定化する。

また、制御対象安定化の極を０．１及び０．２に設定し
、上記と同様に演算係数を求めると、（ｉ）積分要素の
ゲイン定数に２：１．６６５（ｎ）オブザーバのゲイン
定数に□：２．１９フ、−０．２９４（ｉｉｉ）制御対
象安定化のゲイン定数Ｈ：１．９６４，１．４となる、
そして、これらの演算係数を用いたときの応答波形は、
第７図（ｂ）に示すように、同図（ａ）における極が０
．６及び０．８のときに比べて高速の立ち上がりを実現
することができる。

以上のようにして制御系の演算係数を決定すると、これ
らの係数は第１図に示すディジタル信号処理回路１１に
蓄積され、第３図（ａ）に示す通電開始信号の入力に従
って例えば第７図に示すように出力電圧を安定に制御す
る。

第８図は本発明の第二の実施例を説明するためのフロー
チャートである。この実施例は、装置の構成ブロック図
は第１図に示す第一の実施例と同様であるが、ディジタ
ル信号処理回路１１の性能を応用して一層高機能化を図
ったものである。すなわち、単に出力電圧の制御機能だ
けではなく。

その制御に必要な演算係数の自動設定も行うようにした
ものである。この動作は、第８図に示すアルゴリズムの
プログラムを上記ディジタル信号処理回路１１で実行す
ればよい。以下、その動作を説明する。

最初に、フィードバック制御の演算係数の自動設定を行
うか、あるいは出力電圧の制御を行うかを選択する。ま
ず、演算係数を自動設定するには、第８図のフローチャ
ートにおいて「演算係数算出か？」の分岐で“’ＹＥＳ
”側のルーチンを実行する。

すると、第４図に示すと同様に、まず、第１図に示すＤ
Ｃ−ＤＣコンバータ１のステップ応答波形を計測しくス
テップＡ）一連続二次系モデルを算出するために、前記
第（２）〜（４）式を用いて減衰係数ζ及び固有周波数
ωを求める０次に、これらの減衰係数ζ及び固有周波数
ωを用いて、前記第（５）式で示される連続二次系モデ
ルを算出する（ステップＢ）。次に、この連続二次系モ
デルを前記第（６）〜（８）式を用いて離散化すると共
に離散二次系モデルを算出する（ステップＣ）。そして
、この離散二次系モデルから、制御仕様に合わせてフィ
ードバック制御の演算係数を算出する（ステップＤ）。

この状態で、最初の「演算係数算出か？」の分岐に戻る
。

次に、実際に出力電圧を制御するには、既に必要な演算
係数は算出されているので、上記「演算係数算出か？」
の分岐では′″Ｎｏ”を選択する。すると、第２図に示
すと同様に、制御系は出力電圧を制御するルーチンとな
り、制御が開始される（ステップＥ）０次に１通電開始
信号が入力されるとステップＦは“”／ＥＳ”側に進み
、第１図に示すインバータ５が動作を開始する６次に、
取り込み信号の入力によりステップＧは“ＹＥＳ”側に
進み、上記インバータ５の動作に同期して出力電圧を取
り込む（ステップＨ）。この出力電圧のディジタル信号
は、出力電圧設定値のディジタル信号と共に次のインバ
ータ制御量を決定するための演算に使用される。そして
、先のルーチンで決定された演算係数を用いて、インバ
ータ制御量が計算される（ステップＩ）。このようにし
て計算された次の周期のインバータ制御量は、第１図に
示すインバータ駆動回路９へ出力され（ステップＪ）。

このインバータ駆動回路９からの信号によりインバータ
５の動作が制御される。この動作は予め設定された通電
時間の間続けられ、その通電時間が終了したらステップ
には“ＹＥＩＳ”側へ抜けるにれにより、フィードバッ
ク制御の演算係数を自動設定すると共に、その演算係数
を用いて実際に出力電圧を制御する動作が終了する。

第９図は本発明の第三の実施例を示すブロック図である
。この実施例は、フィードバックの制御機構３′を１分
圧器２からの出力信号及びその分圧器２に印加する出力
電圧設定値を入力としこれらの入力信号を演算すること
によってＤＣ−ＤＣコンバータ１への制御信号を決定す
るアナログ演算回路１５と、このアナログ演算回路１５
からの出力信号をインバータ５のオン・オフ信号に変換
する電圧−パルス変換回路１６とで構成したものである
。そして、上記ＤＣ−ＤＣコンバータ１に対する制御信
号をステップ状に変化させ、そのときのＤＣ−ＤＣコン
バータ１の出力電圧の変化を二次系モデルで近似し、こ
の近似した二次系モデルから決定した演算係数を上記ア
ナログ演算回路１５へ入力して次の周期のインバータ制
御量を演算するようになっている。この実施例の動作は
第１図に示す第一の実施例における動作と基本的には同
じであり、その動作をアナログ回路による構成で実現し
たものである。

この第三の実施例の場合は、次のような利点を有する。

第１図に示す第一の実施例では、制御機構３において出
力電圧を一度ディジタル量に変換してディジタル演算を
行うため、これらに要する変換時間や演算時間がインバ
ータ５の周期より短い必要がある。しかし、第三の実施
例では制御機構３′にアナログ演算回路１５を用いてい
るので。

アナログ量からディジタル斌に変換する時間が必要なく
、積和演算も並列に実行でき、演算時間はディジタル信
号処理回路のようには問題にならない、従って、制御機
構３′によるインバータ５の周波数の制限がなく、あら
ゆるＤＣ−ＤＣコンバータ１に適用することができる。

〔発明の効果〕

本発明は以上のように構成されたので、　ＤＣ−ＤＣコ
ンバータ１の回路方式にかかわらず、そのＤＣ−ＤＣコ
ンバータ１をフィードバック制御するための二次系モデ
ルを容易に求めることができ、その二次系モデルによっ
て公式的に決定されたフィードバック制御の演算係数を
用いて次の周期のインバータ制御ｆｆ１Ｕｉを求めるこ
とができる。そして、このインバータ制御量Ｕｉによっ
てインバータ５の動作を制御することにより、どのよう
な回路方式のＤＣ−ＤＣコンバータ１であっても容易に
高精度の制御が可能となり、安定な直流電圧を得ること
ができる。このことから、特に、Ｘ線装置における高電
圧発生回路等のように、出力電圧の通電時間が短く、高
速の立ち上がりと定常の安定性とが要求されるＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータには非常に有効である。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明によるＤＣ−ＤＣコンバータ装置の第一
の実施例を示すブロック図、第２図はその動作を説明す
るためのフローチャート、第３図は同じくその動作を説
明するためのタイミング線図、第４図は第１図に示す実
施例において演算係数を求める方法を示すフローチャー
ト、第５図はＤＣ−ＤＣコンバータにおけるステップ応
答波形の例を示すグラフ、第６図はフィードバック制御
の演算係数が決定できる制御系の一般的な構成を示すブ
ロック図、第７図は本発明において制御された出力電圧
波形の例を示すグラフ、第８図は本発明の第二の実施例
を説明するためのフローチャート、第９図は本発明の第
三の実施例を示すブロック図である。１・・・ＤＣ−ＤＣコンバータ、　　２・・・分圧器、
　　３゜３′・・・制御機構、　４・・・整流回路（直
流電源）。５・・・インバータ、　６・・・変圧器、　　７・・・
整流回路。８・・・負荷抵抗、　９・・・インバータ駆動回路、　
　１０・・・Ａ／Ｄ変換器、　１１・・・ディジタル信
号処理回路、　　１５・・・アナログ演算回路、１６・
・・電圧−パルス変換回路。

Claims

【特許請求の範囲】

（１）直流電源とこの直流電源からの直流を受電して交
流に変換するインバータとこのインバータの出力電圧を
昇圧する変圧器とこの変圧器の出力を直流に変換する整
流回路とこの整流回路の出力側に接続された負荷抵抗と
を有し上記インバータへの制御信号によって出力電圧を
変化できるＤＣ−ＤＣコンバータと、上記負荷抵抗に印
加される出力電圧を検出する分圧器と、この分圧器から
の出力信号及びその分圧器に印加する出力電圧設定値を
入力としこれらの入力信号を演算することによって上記
ＤＣ−ＤＣコンバータへの制御信号を決定して出力する
制御機構とを備えて成るＤＣ−ＤＣコンバータ装置にお
いて、上記制御機構は、上記分圧器からの出力信号をデ
ィジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器と、このＡ／Ｄ変
換器からの出力信号及び上記分圧器に印加する出力電圧
設定値のディジタル信号を入力としこれらの入力信号を
演算することによってＤＣ−ＤＣコンバータへの制御信
号を決定するディジタル信号処理回路とで構成し、上記
ＤＣ−ＤＣコンバータに対する制御信号をステップ状に
変化させ、そのときのＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧
の変化を二次系モデルで近似し、さらに離散化した二次
系モデルを求めて決定した演算係数を上記ディジタル信
号処理回路へ入力して次の周期のインバータ制御量を演
算するようにしたことを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバー
タ装置。
（２）上記ディジタル信号処理回路は、それ自体で演算
係数を決定すると共に、この演算係数を用いて次の周期
のインバータ制御量を演算するものである請求項１記載
のＤＣ−ＤＣコンバータ装置。
（３）直流電源とこの直流電源からの直流を受電して交
流に変換するインバータとこのインバータの出力電圧を
昇圧する変圧器とこの変圧器の出力を直流に変換する整
流器とこの整流器の出力側に接続された負荷抵抗とを有
し上記インバータへの制御信号によって出力電圧を変化
できるＤＣ−ＤＣコンバータと、上記負荷抵抗に印加さ
れる出力電圧を検出する分圧器と、この分圧器からの出
力信号及びその分圧器に印加する出力電圧設定値を入力
としこれらの入力信号を演算することによって上記ＤＣ
−ＤＣコンバータへの制御信号を決定して出力する制御
機構とを備えて成るＤＣ−ＤＣコンバータ装置において
、上記制御機構は、上記分圧器からの出力信号及びその
分圧器に印加する出力電圧設定値を入力としこれらの入
力信号を演算することによってＤＣ−ＤＣコンバータへ
の制御信号を決定するアナログ演算回路と、このアナロ
グ演算回路からの出力信号を上記インバータのオン・オ
フ信号に変換する電圧−パルス変換回路とで構成し、上
記ＤＣ−ＤＣコンバータに対する制御信号をステップ状
に変化させ、そのときのＤＣ−ＤＣコンバータの出力電
圧の変化を二次系モデルで近似し、この近似した二次系
モデルから決定した演算係数を上記アナログ演算回路へ
入力して次の周期のインバータ制御量を演算するように
したことを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ装置。