JPH022205A - 制御ターンオフ半導体の制御電極・カソード間接合電圧の決定およびこの電圧によるデバイスの制御のための方法と装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 発明の背景 本発明は一般に制御ターンオフ半導体デバイスの動作に
関するものであり、更に詳しくはこのようなデバイスの
制御電極・カソード間接合電圧を決定し、またデバイス
を非導電状態とする信号の制御にその決定した電圧を使
用するための方法と装置に関するものである。

現在使用されている多くの電力変換および制御システム
では一般に制御ターンオフ半導体と呼ぶ半導体デバイス
が用いられている。これらの半導体デバイスには一般的
に２種類のデバイスすなわちパワートランジスタとゲー
トターンオフ（ＧＴＯ）サイリスクがある。今日の用途
、特に高電力の用途ではＧＴＯサイリスクの方がより多
く用いられているが、両方の種類のデバイスとも３個の
電極を共通に有している。一般に用いられている用語は
異なる場合もあるが、この３個の電極は基本的にはアノ
ード、カソード、および制御電極であり、制御電極はし
ばしばゲートと呼ばれる。これらのデバイスは第１の形
式の信号（通常は正の信号）により導電状態になり（タ
ーンオンｉ）、第２の形式の信号（通常は負の信号）に
より非導電状態になる（ターンオフする）。しかし、デ
バイスをターンオフするのに必要な信号の大きさは、特
にＧＴＯサイリスタの場合にはデバイスをターンオンす
るのに必要な信号の大きさの何倍（たとえば２５倍から
３０倍）にもなることがある。このため、これらのデバ
イスをターンオフすることに関して、より大きな問題が
生じるのが普通である。

制御ターンオフ半導体の多くの用途では、制御電極・カ
ソード間接合電圧の現在値（現存値）がわかることが望
ましい。その共通の目的は、制御のため、または不適切
な時点にデバイスが導電状態にある場合に警報または運
転停止のために、半導体デバイスの導電状態を判定する
ことである。

このようなシステムの一例が米国特許節４，６４１．２
３１号、「制御ターンオフ半導体の故障試験のための装
置と方法」に記載されている。上記特許には直流電源バ
スの間に２個の半導体を直列構成（通常は「脚」と呼ば
れる）に接続した典型的な電力変換方式が記載されてい
る。上記特許に説明されているように、一般に用いられ
る三相変換器は３本の脚を育し、各々の脚は負と正の直
流バスの間に互いに並列に接続されている。脚の半導体
は所定の順番で導電状態となり、バスから負荷に送られ
る交流電力を制御する。どれか１つの脚の両方の半導体
が同時に導電状態になれば、明らかに２本のバスの間が
短絡され、その結果、負荷、電源、半導体自体のいずれ
かまたは全部が破損することがあり得る。

上記特許では今述べた方式に制御電極・カソード間接合
電圧を用いている。上記特許では、ドライバ回路（ドラ
イバ）を用いて負の信号を制御電極（ＧＴＯサイリスタ
のゲート）に与えることによりデバイスを非導電状態に
する。ドライバの出力の電圧はデバイス自体の制御電極
・カソード間接合電圧と同じであると仮定されている。

この信号の値はデバイスの導電状態を判定するために一
定の基準電圧と直接比較される。すなわち、この検知さ
れた接合電圧がある値を超えたとき、これはデバイスが
故障していず非導電状態すなわちオフ状態にあることを
表わす。上記特許に記載されているシステムでは、この
表示により脚の他方の半導体デバイスすなわちＧＴＯサ
イリスタをターンオンすることができる。電流定格が比
較的小さいデバイスでは、上記特許の教示する直接検知
方式は全く有効である。というのは、ＧＴＯサイリスタ
を制御するのに必要な電流が小さいので、リードのイン
ダクタンスによる電圧降下が比較的小さいからである。

実際、ドライバ回路にインダクタンスを付加して電流の
変化速度（すなわちｄｉ／ｄｔ　）を制限し、かつＧＴ
Ｏを保護することが多い。しかし電流定格がもっと大き
いデバイスでは、デバイスをターンオフするのに必要な
電流信号が大きい（たとえば７００アンペア）のでリー
ドのインダクタンス両端間の電圧降下（Ｌ　ｄｉ／ｄｔ
）が大きくなり、これはドライバ回路の出力電圧により
制御電極・カソード間電圧を決定する場合にその真の値
不明瞭にするほど大きくなることがある。電圧検知のた
めだけの目的で別の１組みのリードを用いることも可能
であるが、これはデバイスの特定の物理的構成やデバイ
スに関連したヒートシンクの構造により現実的でないこ
とが多い。

電流定格の大きいシステムにおけるもう１つの問題は、
リードのインダクタンスにより、与えられたドライバ回
路電圧に対して電流の変化速度（ｄｉ／ｄｔ　）が厳し
く制限されることである。より高いドライバ回路電圧を
使用することによりターンオフのための十分なｄｉ／ｄ
ｔが得られるが、半導体デバイスが非導電状態なった後
もこのような高い電圧が制御電極・カソード間接合の両
端間に維持されている場合には、過大なアバランシェ電
力によりデバイスが破損することがある。

発明の要約 したがって本発明の１つの目的は制御ターンオフ半導体
デバイスの制御電極・カソード間接合電圧を決定するた
めの改良された方法と装置を提供することである。

もう１つの目的は実際の接合から離れた測定により制御
ターンオフ半導体デバイスの制御電極・カソード間接合
電圧を決定するための方式を提供することである。

さらに別の目的は電極へのリードによる電圧降下分だけ
皮相電圧を調節することによって制御ターンオフ半導体
デバイスの制御電極・カソード間接合電圧を決定するこ
とである。

更にもう１つの目的は制御ターンオフ半導体デバイスの
制御電極・カソード間接合電圧を決定し、この結果を用
いてデバイスの制御電極に印加される電極を制御するこ
とによりデバイスを過大な逆アバランシェ雷力から保護
するとともにターンオフを一層確実に行なうことである
。

上記および他の目的を達成するため、本発明によれば、
制御信号を供給するドライバ回路の出力における、制御
電極に対する制御信号の電圧を表わす第１の信号を発生
する。また該制御信号を伝送する導線またはリードによ
る電圧降下を表わす第２の信号も発生する。第２の信号
をたとえば減算により第１の信号と組合わせて、制御電
極・カソード間接合の実際の電圧を表わす第３の信号を
作る。この第３の信号はシステム内の他のデバイスの保
護および／または動作制御のための構成で使うことがで
きる。本発明のもう１つの実施例によれば、第３の信号
を使ってドライバ回路から与えられる制御信号の電力の
大きさを制御することにより゛、最初はより高い電圧を
使ってターンオフを確実に行ない、その後はデバイスを
過大な逆アバランシェｆｆｉ力から保護するようにする
。

本発明は特許請求の範囲に記載されているが、図面を参
照した以下の説明により本発明をより良く理解すること
ができよう。

実施例の説明 本発明の一実施例の回路を示す第１図を参照して説明す
る。ＧＴＯサイリスタとして図示した制御ターンオフ半
導体デバイス１０はアノードＡ１カソードに１および制
御電極すなわちゲートＧを有する。デバイス１０は導線
１１および１３により正バス１２と負バス１４との間に
接続される。

通常、カソードにとバス１４との間の導線１３の切断部
によって示すようにデバイス１０との回路中には他のデ
バイスおよび回路が存在する。多相電力変換システムで
はデバイス１０と直列に１個以上の付加的なデバイスが
接続されるのが普通である。デバイス１０は２木の導線
（リード）１８および２０を介してドライバ回路１６に
接続される。入力線２４および後で説明する線４６から
の人力コマンドに応答して、ドライバ回路１６は制御電
極・カソード間接合に制御（ゲート）信号を印加するこ
とによりデバイス１０を選択的に導電（オン）状態と非
導電（オフ）状態にする役目を果す。当業者には理解し
得ることであるが通常の用途では、ゲート電極Ｇに至る
導線１８上の適切な振幅の正の信号はＧＴＯサイリスタ
を導電状態とし、この線に適当な負の信号が印加される
とＧＴｏサイリスクは非導電状態となる（通常、このデ
バイスをターンオンする場合に比べてターンオフする方
がずっと大きな信号が必要となり、この比はほぼ２５乃
至３０対１の範囲内にある）。ドライバ回路の正確な性
質は本発明にとって重要でなく、ドライバ回路はこの分
野では一般的な任意の適当な形式とすることができる。

周知の１つの形式のドライバ回路は電界効果トランジス
タ（ＦＥＴ）のような電子スイッチ・デバイスを含み、
これらの電子スイッチ・デバイスは入力コマンドに応答
して電源バスを導線１８および２０に接続する役目を果
す。通常、前の説明に従って正バスの電圧は負バスの電
圧より小さい。ｌ、かし最も重要なことであるが、ドラ
イバ回路は前述の比の粗刻的に負と正のゲート信号の電
流条件を満足しなければならない。説明が進むにつれて
更に明らかとなるように、本発明に従って使用されるド
ライバ回路１６はターンオフ動作のため２つの異なる電
圧レベル（バス）を含めることができる。

破線のブロック２２内に示すように、導線１８および２
０は２つのインダクタンスＬＧおよびＬＫをそれぞれ宵
する。実際にはこれらのインダクタンスは図に示すよう
に個別の要素として存在しているのではなく、ドライバ
回路１６をデバイス１０のそれぞれの電極に接続するリ
ード（導線）の長さに沿って分布している。ドライバ回
路１６の出力の点りおよびＣはこれから説明する種々の
信号の基準点として指定される。導線１８上の点りは導
線２０上の論理的アース点Ｃに対するドライバ回路出力
電圧の基準点である。

電流変成器（変流器）３４は一端が導線２０に接続され
、かつ導線１８のまわりに配置されて導線１８の電流に
応答する。電流変成器３４は導線１８の電流の変化速度
（すなわちｄｉ／ｄｔ　）を表わす２次電圧を発生する
ように高励磁電流の「ミニチュア」形のものが好ましい
。電流変成器３４はたとえば空心型またはフェライトコ
ア型とすることができるが、空心型の方が好ましい。フ
ェライトコアを用いる変成器は場合によって飽和特性を
示し、これはリセットのために付加的な回路を必要とす
る。電流変成器３４の他端は可変抵抗３２を介して回路
節点３８に接続される。電流変成器３４の出力は導線１
８を流れるゲート電流の変化速度（ｄｌｃ　／ｄｔ　）
に比例した電圧である。

ゲートの導線１８の節点３６が抵抗２８を介して節点３
８に接続されることにより、節点３８にドライバ出力電
圧を表わす信号が供給される。節点３８は更に抵抗３０
を介して論理的アースに接続されている。

抵抗２８．３０および３２によって形成される抵抗回路
網は加算回路網であり、これはドライバ回路出力電圧を
ゲート電流の変化速度（ｄｉｅ　／ｄｔ　）に比例した
信号と組み合わせることにより、デバイス１０のゲート
・カソード間の瞬時電圧に比例した電圧を節点３８に再
構成する。抵抗２８の値に対して抵抗３２の値を適切に
調節することにより、抵抗回路網（３２，２８，３０）
の利得を節点３８の電圧がデバイス１０のゲート・カソ
ード間接合電圧と同じ波形を持つような値とすることが
できる。抵抗３２の調節を行なう１つの方法はたとえば
オシロスコープにより節点３８の電圧を観察することで
ある。抵抗３２の値はドライバ回路と導線の与えられた
構成に対して本質的に一定となり、−旦設定されればし
ばしば調節する必要はない。抵抗３２の設定はあまり厳
密にする必要はない。

ゲート・カソード間接合電圧を表わす節点３８の信号が
比較器４０に１つの人力として与えられる。線４２を介
して与えられる比較器４０の他方の入力は基弗電圧源−
Ｖ１からの固定電圧である。

電圧−ｖ＋の値は通常ＧＴＯサイリスクの逆アバランシ
ェ電圧の約半分である。節点３８の所で表わされたゲー
ト・カソード間電圧が−Ｖ１より小さくなると、比較器
４０は線４４に出力信号を発生し、デバイス１０が非導
電状態になったことを示す。この信号は、たとえばデバ
イス１０と直列の他のデバイスをターンオンしても今は
安全であり、第１図に示すようなバス１２と１４の間に
短絡を生じることがないということを示すために使うこ
とができる。線４４の出力信号は上記米国特許節４，６
４１．２３１号に示された比較器（３０，３２）の出力
に直接対応し、線４４のこの出力信号を上記米国特許に
規定された目的のために使うことができる。

比較器４０の出力は線４６を介してドライバ回路１６に
も与えられる。本発明の第２の特徴に従って、この信号
はＧＴＯサイリスクを非導電状態にするために充分なｄ
ｉ／ｄｔを与えるのに適した（しかしそのままに維持す
るとそのデバイスが損傷する恐れのある）初期値からデ
バイスに定常的に印加しても安全な値にまでドライバ回
路１６の出力を小さくするために使用される。前述した
ようにこのためにはドライバ回路１６に二重負出力機能
が要求されるが、これは第２図を参照して更に詳しく説
明する。

第２図の波形は第１図の回路の動作と本発明の方法を示
す。第２図の上段に示す波形ＶＤは導線１８上の点りで
見たドライバ回路の出力である。

太い破線で表わした波形ＶＧＫはデバイス１０すなわち
ＧＴＯサイリスタのゲート・カソード間接合の両端間の
実際の電圧を示す。この２つの電圧の差は導線の分布イ
ンダクタンスＬＧおよびＬＫによる電圧降下分である。

時点ｔ１より前は、Ｖ［）信号は正で、ＧＴＯサイリス
クの導電状態を示す。

時点ｔ１に、ドライバ回路はターンオフ信号を開始し、
大きな負の電圧をデバイス１０の制御電極（ゲート）に
印加する。この大きな負の電圧により第２図の中段に示
すようにゲート電流（Ｉｃ、）が急速に（負に）変化す
る。時点ｔ２にゲート・カソード間電圧（ｖｏＫ）は突
然レベルｖＡ１すなわちゲート・カソード間接合の負の
アバランシェ電圧にまで下る。このＶ＾雷電圧節点３８
（第１図）に信号として現われて、比較器４０に与えら
れる。比較器４０はこの電圧の変化を検出して、導線１
８の逆駆動電圧をより小さい値たとえばゲートアバラン
シェ電圧ｖＡより少し小さい値にまで下げるように命令
する信号を、ドライバ回路１６に線４６を介して送出す
る。時点ｔ３に、ドライバ回路１６に線４６のコマンド
に応答して電圧ｖＤの大きさをその値まで下げる。時点
ｔ２とｔ３の間の時間はドライバ回路の設計では最小限
にしなければならない。すなわち、回路１６の応答時間
はできる限り早くしなければならない。

第２図の中段の波形はゲート電流！、の波形を示す。Ｖ
Ｄの大きな負の電圧の影響により時点ｔ１とｔ２の間で
はゲート電流ＩＧが逆方向に急速に上昇することがわか
る。時点ｔ２ではＧＴＯサイリスタのアバランシェ電圧
によって生じる逆起電力により１（、の変化速度が小さ
くなる（時点ｔ２からｔ３までの期間）。時点ｔ３では
駆動電圧Ｖ□は逆アバランシェ電圧より小さくなり、Ｉ
Ｇの変化速度の向きが逆転する。時点ｔ４において、逆
ゲート電流はＧＴＯサイリスクのいわゆる「テール（ｔ
ａｉｌ）電流」と一致し、ＧＴＯサイリスタはｔ４とｔ
５の間の期間にそれ自身のゲート電流を制御する（テー
ル電流はＧＴＯサイリスクのアノードからカソードに流
れる電流が零に減った後にアノードからゲートに流れる
電流である）。時点ｔ６ではテール電流が零になってい
るので、減少した電圧Ｖｏを除くことができる。しかし
、この電圧を除去するか否かは基本的には重要でない。

というのは時点ｔ３の後に示すようにこの電圧がデバイ
スのアバランシェ電圧より小さければ、この電圧をその
まま維持しても害はないからである。しかし電圧を除去
すると、時点ｔ６はドライバ回路１６に対する最小オフ
信号時点になる。時点ｔ６の後は主制御装置がＧＴＯサ
イリスタを再度ターンオンするように要求しない限り、
ドライバ回路の出力を変化させる必要はない。

第２図の下段の波形は電流変成器３４の両端間に現われ
る、電流変化速度ｄｉｒ、　／ｄｔを表わす信号の波形
である。前の説明によれば、この信号は導線のインダク
タンス（ＬＧおよびＬＫ）による電圧降下を表わす。ｖ
６に信号は上段のＶＣ）信号から下段のｄｉＧ信号を減
算することによって求められる。この減算は第１図の抵
抗加算回路網（抵抗２８．３０および３２）によって行
なわれる。

半導体デバイス１０の損傷を防ぐための安全機能として
、時点ｔ１とｔ２の間に示された大きな負の電圧（Ｖｏ
　）がデバイス１０に加えられる時間を制限するタイミ
ング機能をドライバ回路１６に含めてもよい。

本発明の好ましい実施例と現在考えられるものを図示し
説明してきたが、当業者はそれらの変形を容易に推考で
きよう。したがって、本発明を図示し説明した特定の構
成に限定することは好ましくなく、本発明の趣旨と範囲
の中に入るこのような変形はすべて特許請求の範囲に含
まれるものである。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例を示す概略回路図である。第
２図は第１図の回路の動作および本発明の方法を理解す
るのに助けとなる波形図である。 １０・・・制御ターンオフ半導体デバイス、１６・・・
ドライバ回路、 ８．２０・・・導線、 ４・・・入力線、 ８．３０・・・抵抗、 ２・・・可変抵抗、 ４・・・電流変成器、 ０・・・比較器。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、アノード、カソードおよび制御電極をそなえた制御
   ターンオフ半導体デバイスにおいて、該デバイスの導電
   状態を変えるためにドライバ回路から制御信号が印加さ
   れることによって生じる上記制御電極と上記カソードと
   の間の現存電圧を決定する方法であって、 ａ）上記ドライバ回路の出力における上記制御信号の電
   圧を表わす第１の信号を発生するステップ、 ｂ）上記ドライバ回路から上記制御電極および上記カソ
   ードに上記制御信号を伝送する導線による電圧降下を表
   わす第２の信号を発生するステップ、ならびに ｃ）上記第１および第２の信号を組合わせることにより
   上記制御電極と上記カソードとの間の現存電圧を表わす
   第３の信号を発生するステップ、を含むことを特徴とす
   る方法。 ２、上記第２の信号が上記制御信号の電流値に応答して
   発生される、請求項１記載の方法。 ３、上記電圧降下が上記導線のインダクタンスによって
   生じ、上記電流値が電流の変化速度である、請求項２記
   載の方法。 ４、上記第１、第２および第３の信号が論理システムの
   アースに対して設定される、請求項１記載の方法。 ５、上記組合わせるステップｃ）が上記第１の信号の値
   から上記第２の信号の値を減算することを含む、請求項
   １記載の方法。 ６、アノード、カソードおよび制御電極をそなえ、導電
   状態がドライバ回路から制御電極に供給される制御信号
   によって制御されるような制御ターンオフ半導体デバイ
   スの導電状態を検出する方法であって、 ａ）上記ドライバ回路の出力における上記制御信号の電
   圧を表わす第１の信号を発生するステップ、 ｂ）上記ドライバ回路から上記制御電極および上記カソ
   ードに上記制御信号を伝送する導線による電圧降下を表
   わす第２の信号を発生するステップ、 ｃ）上記第１および第２の信号を組合わせることにより
   上記制御電極と上記カソードとの間の現存電圧を表わす
   第３の信号を発生するステップ、ならびに ｄ）上記第３の信号を所定値の基準信号と比較すること
   により上記半導体デバイスの非導電状態を表わす出力信
   号を発生するステップ、を含むことを特徴とする方法。 ７、上記第２の信号が上記制御信号の電流値に応答して
   発生される、請求項６記載の方法。 ８、上記電圧降下が上記導線のインダクタンスによって
   生じ、上記電流値が電流の変化速度である、請求項７記
   載の方法。 ９、上記基準信号の所定値が上記半導体デバイスの逆ア
   バランシェ電圧の値のほぼ半分である、請求項６記載の
   方法。 １０、アノード、カソードおよび制御電極をそなえた制
   御ターンオフ半導体デバイスの動作を制御する方法であ
   って、 ａ）上記デバイスを非導電状態にするために導線を介し
   て制御電極・カソード間接合に第１の大きさの制御信号
   を選択的に供給し、 ｂ）上記制御信号の電圧に比例した第１の電圧信号を発
   生し、 ｃ）上記導線による電圧降下に比例した第２の電圧信号
   を発生し、 ｄ）上記第１および第２の電圧信号を組合わせることに
   より実際の制御電極・カソード間接合電圧に比例した第
   ３の信号を発生し、 ｅ）上記第３の信号を所定の大きさの基準信号と比較す
   ることにより上記半導体デバイスの非導電状態を表わす
   出力信号を発生し、 ｆ）上記出力信号に応答して上記制御信号の値を第２の
   大きさにまで小さくすること、を特徴とする方法。 １１、上記制御信号の電流値に応答して上記第２信号が
   発生される、請求項１０記載の方法。 １２、上記電圧降下が上記導線のインダクタンスによっ
   て生じ、上記電流値が電流の変化速度である、請求項１
   １記載の方法。 １３、上記基準信号の所定値が制御電極・カソード間接
   合の逆アバランシェ電圧の値のほぼ半分である、請求項
   １０記載の方法。 １４、上記制御信号の第１の大きさが上記制御電極・カ
   ソード間接合の逆アバランシェ電圧より大きく、上記制
   御信号の第２の大きさが上記制御電極・カソード間接合
   の逆アバランシェ電圧より小さい、請求項１０記載の方
   法。 １５、上記制御信号の第１の大きさが上記制御電極・カ
   ソード間接合の逆アバランシェ電圧より大きく、上記制
   御信号の第２の大きさが上記制御電極・カソード間接合
   の逆アバランシェ電圧より小さく、また上記制御信号の
   第２の大きさの値が上記基準信号の所定値より大きい、
   請求項１３記載の方法。 １６、アノード、カソードおよび制御電極をそなえた制
   御ターンオフ半導体デバイスの動作を制御する装置であ
   って、 ａ）上記デバイスを非導電状態にするために導線を介し
   て上記デバイスの制御電極・カソード間接合にターンオ
   フ制御信号を選択的に供給するドライバ回路、 ｂ）上記ドライバ回路からのターンオフ制御信号の電圧
   に比例する第１の電圧信号を発生する手段、 ｃ）上記導線による電圧降下に比例する第２の電圧信号
   を発生する手段、ならびに ｄ）上記第１および第２の電圧信号を組合わせて実際の
   制御電極・カソード間接合電圧に比例する第３の信号を
   発生する手段、を含むことを特徴とする制御装置。 １７、上記第２の電圧信号を発生する上記手段が上記制
   御電極に至る導線の電流値を検知する電流変成器を含ん
   でいる、請求項１６記載の制御装置。 １８、上記電流変成器が空心の変成器である、請求項１
   ７記載の制御装置。 １９、上記電圧降下が上記導線のインダクタンスによっ
   て生じるものである、請求項１６記載の制御装置。 ２０、上記第３の信号を所定の値を有する基準信号と比
   較し、上記第３の信号の大きさが上記基準信号の大きさ
   を超えたときに上記半導体デバイスの非導電状態を表わ
   す出力信号を発生する手段を更に含んでいる、請求項１
   ６記載の制御装置。 ２１、上記ドライバ回路が第１の大きさのターンオフ制
   御信号および上記第１の大きさより小さい値の第２の大
   きさのターンオフ制御信号を選択的に供給するものであ
   り、上記出力信号が上記ドライバ回路に供給されること
   により上記ドライバ回路からの上記ターンオフ制御信号
   が上記第１の大きさから上記第２の大きさに切替えられ
   る、請求項２０記載の制御装置。 ２２、上記ターンオフ制御信号の第１の大きさが上記制
   御電極・カソード間接合の逆アパランシェ電圧より大き
   く、上記ターンオフ制御信号の第２の大きさが上記逆ア
   バランシェ電圧により小さい、請求項２１記載の制御装
   置。 ２３、上記第３の信号を発生する上記手段が上記電流変
   成器に接続された可変抵抗を含む抵抗回路網を有し、上
   記可変抵抗の抵抗値を変えることにより上記第２の電圧
   信号が調節される、請求項１７記載の制御装置。