JPH02219320A - Ａ／ｄ変換器 - Google Patents
Ａ／ｄ変換器Info
- Publication number
- JPH02219320A JPH02219320A JP4003089A JP4003089A JPH02219320A JP H02219320 A JPH02219320 A JP H02219320A JP 4003089 A JP4003089 A JP 4003089A JP 4003089 A JP4003089 A JP 4003089A JP H02219320 A JPH02219320 A JP H02219320A
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- JP
- Japan
- Prior art keywords
- component
- signal
- switch
- output
- digital processing
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- Pending
Links
- 238000005259 measurement Methods 0.000 claims abstract description 12
- 230000001360 synchronised effect Effects 0.000 claims description 6
- 230000010354 integration Effects 0.000 claims description 5
- 238000000034 method Methods 0.000 claims description 2
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 abstract description 6
- 238000005070 sampling Methods 0.000 abstract 1
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 3
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 2
- 239000000284 extract Substances 0.000 description 1
Landscapes
- Measurement Of Current Or Voltage (AREA)
- Analogue/Digital Conversion (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〈産業上の利用分野〉
本発明は、Ａ／Ｄ変換器に関するものであり、詳しくは
、低周波交流成分の測定機能の改善に関するものである
。
、低周波交流成分の測定機能の改善に関するものである
。
〈従来の技術〉
直流成分を高精度で測定するのにあたって、般に積分形
のＡ／Ｄ変換器が用いられている。
のＡ／Ｄ変換器が用いられている。
ところで、例えばレコーダを用いて多点の測定を行う場
合には、直流成分たけではなく、５０Ｈｚ、６０Ｈｚ、
４００Ｈｚなどの低周波交流成分である電源電圧も測定
されることが多い。
合には、直流成分たけではなく、５０Ｈｚ、６０Ｈｚ、
４００Ｈｚなどの低周波交流成分である電源電圧も測定
されることが多い。
ところか、積分形のＡ／Ｄ変換器では交流成分の測定を
高精度で行うことは困錐である。
高精度で行うことは困錐である。
そこで、従来の装置では、例えば第２図に示すように、
直流信号ＤＣはスイッチＳＷを介して直接Ａ／Ｄ変換器
ＡＤＣに入力し、交流信号ＡＣはＡＣ−ＤＣコンバータ
で直流信号に変換した後スイッチＳＷを介してＡ／Ｄ変
換器ＡＤＣに入力するように構成されていた。
直流信号ＤＣはスイッチＳＷを介して直接Ａ／Ｄ変換器
ＡＤＣに入力し、交流信号ＡＣはＡＣ−ＤＣコンバータ
で直流信号に変換した後スイッチＳＷを介してＡ／Ｄ変
換器ＡＤＣに入力するように構成されていた。
〈発明か解決しようとする課題〉
しかし、ＡＣ−ＤＣコンバータは比較的高価であり、装
置全体のコストを高くしてしまうという問題かある。
置全体のコストを高くしてしまうという問題かある。
本発明は、このような点に着目したものであり、その目
的は、比較的簡単な構成で、高精度の交流成分測定も行
えるＡ／Ｄ変換器を提供することにある。
的は、比較的簡単な構成で、高精度の交流成分測定も行
えるＡ／Ｄ変換器を提供することにある。
く課題を解決するための手段〉
本発明の帰還形パルス幅変調方式Ａ／Ｄ変換器は、
正負一対の基準電圧源と、
この基準信号源の出力を選択的に送出する第１のスイッ
チと、 積分時定数か直流成分測定時は長く交流成分測定時は短
くなるように測定モードに応じて切り換え設定する第２
のスイッチを有し、前記第１のスイッチを介して送出さ
れる基準信号源の出力信号および被変換アナログ入力信
号を加算して積分する積分器と、 基本クロック発生手段と、 この基本クロック発生手段の出力信号を直流成分測定時
に選択的に前記積分器に加える第３のスイッチと、 前記積分器の出力信号と基準電位を比較するコンパレー
タと、 前記基本クロックの周期よりも短い周期を有し基本クロ
ックに同期したカウントクロックを出力するカウントク
ロック発生手段と、 このカウントクロック発生手段から出力されるカウント
クロックと前記コンパレータの出力信号を入力とし、カ
ウントクロックに同期したパルス幅信号を前記第１のス
イッチの駆動信号として出力するフリップフロップと、 このフリップフロップから出力されるパルス幅信号を直
流成分測定時には直流成分デジタル処理手段に出力し、
交流成分測定時には交流成分デジタル処理手段に出力す
る第４のスイッチと、この第４のスイッチを介して入力
されるパルス幅信号をデジタル的に測定して直流成分に
関連したデジタル信号を出力する直流成分デジタル処理
手段と、 前記第４のスイッチを介して入力されるパルス幅信号を
デジタル的に処理して交流成分に関連したデジタル信号
を出力する交流成分デジタル処理手段、 とで構成されたことを特徴とする。
チと、 積分時定数か直流成分測定時は長く交流成分測定時は短
くなるように測定モードに応じて切り換え設定する第２
のスイッチを有し、前記第１のスイッチを介して送出さ
れる基準信号源の出力信号および被変換アナログ入力信
号を加算して積分する積分器と、 基本クロック発生手段と、 この基本クロック発生手段の出力信号を直流成分測定時
に選択的に前記積分器に加える第３のスイッチと、 前記積分器の出力信号と基準電位を比較するコンパレー
タと、 前記基本クロックの周期よりも短い周期を有し基本クロ
ックに同期したカウントクロックを出力するカウントク
ロック発生手段と、 このカウントクロック発生手段から出力されるカウント
クロックと前記コンパレータの出力信号を入力とし、カ
ウントクロックに同期したパルス幅信号を前記第１のス
イッチの駆動信号として出力するフリップフロップと、 このフリップフロップから出力されるパルス幅信号を直
流成分測定時には直流成分デジタル処理手段に出力し、
交流成分測定時には交流成分デジタル処理手段に出力す
る第４のスイッチと、この第４のスイッチを介して入力
されるパルス幅信号をデジタル的に測定して直流成分に
関連したデジタル信号を出力する直流成分デジタル処理
手段と、 前記第４のスイッチを介して入力されるパルス幅信号を
デジタル的に処理して交流成分に関連したデジタル信号
を出力する交流成分デジタル処理手段、 とで構成されたことを特徴とする。
〈作用〉
本発明のＡ／Ｄ変換器は、デジタル信号成分測定時には
帰還形パルス幅変調方式Ａ／Ｄ変換器として機能して交
流成分測定時にはオーバーサンプリングＡ／Ｄ変換器と
して機能することになり、いずれの場合にも高精度の測
定結果か得られる。
帰還形パルス幅変調方式Ａ／Ｄ変換器として機能して交
流成分測定時にはオーバーサンプリングＡ／Ｄ変換器と
して機能することになり、いずれの場合にも高精度の測
定結果か得られる。
〈実施例〉
以下、図面を用いて本発明の実施例を詳細に説明する。
第１図は、本発明の一実施例を示すブロック図である。
第１図において、■は被変換アナログ入力信号Ｖ ＞ｎ
の入力端子であり、抵抗器２を介して積分器Ｉを構成す
る演算増幅器３の反転入力端子に接続されている。演算
増幅器３の反転入力端子と出力端子の間には切換スイッ
チ４を介してコンデンサ５．６か接続され、非反転入力
端子は共通電位点に接続されている。ここで、コンデン
サ５は直流成分測定時における積分時定数を設定するも
のであってコンデンサ６は交流成分測定時における積分
時定数を設定するものであり、直流成分測定時における
積分時定数は交流成分測定時における積分時定数に比べ
て充分長くなるように設定される。７はコンパレータと
して用いられる演算増幅器であり、非反転入力端子には
演算増幅器３の出力端子か接続され、反転入力端子は共
通電位点に接続されている。演算増幅器７の出力端子は
フリップフロップ８のデータ端子に接続されている。フ
リップフロップ８の出力信号はスイッチ９に駆動信号と
して加えられるとともに、切換スイッチ１０を介して直
流成分デジタル処理部１１および交流成分デジタル処理
部１２に加えられている。直流成分デジタル処理部１１
は、フリップフロップ８から出力されるパルス幅信号を
デジタル信号（例えはパルス列）に変換した後そのパル
ス列をデジタル的に測定するカウンタ１３で構成される
。交流成分デジタル処理部１２は、フリップフロップ８
から出力されるパルス列に含まれる測定周波数成分（例
えば５０ Ｈ７，）を抽出するデジタルフィルタ１４と
、このデジタルフィルタ１４から出力される波形データ
に基づいて例えばＲＭＳ演算を行うＡＣ電圧演算部１５
とで構成される。
の入力端子であり、抵抗器２を介して積分器Ｉを構成す
る演算増幅器３の反転入力端子に接続されている。演算
増幅器３の反転入力端子と出力端子の間には切換スイッ
チ４を介してコンデンサ５．６か接続され、非反転入力
端子は共通電位点に接続されている。ここで、コンデン
サ５は直流成分測定時における積分時定数を設定するも
のであってコンデンサ６は交流成分測定時における積分
時定数を設定するものであり、直流成分測定時における
積分時定数は交流成分測定時における積分時定数に比べ
て充分長くなるように設定される。７はコンパレータと
して用いられる演算増幅器であり、非反転入力端子には
演算増幅器３の出力端子か接続され、反転入力端子は共
通電位点に接続されている。演算増幅器７の出力端子は
フリップフロップ８のデータ端子に接続されている。フ
リップフロップ８の出力信号はスイッチ９に駆動信号と
して加えられるとともに、切換スイッチ１０を介して直
流成分デジタル処理部１１および交流成分デジタル処理
部１２に加えられている。直流成分デジタル処理部１１
は、フリップフロップ８から出力されるパルス幅信号を
デジタル信号（例えはパルス列）に変換した後そのパル
ス列をデジタル的に測定するカウンタ１３で構成される
。交流成分デジタル処理部１２は、フリップフロップ８
から出力されるパルス列に含まれる測定周波数成分（例
えば５０ Ｈ７，）を抽出するデジタルフィルタ１４と
、このデジタルフィルタ１４から出力される波形データ
に基づいて例えばＲＭＳ演算を行うＡＣ電圧演算部１５
とで構成される。
スイッチ９は、正の基準電圧＋Ｅｓを出力する基準電圧
源１６の陽極側を抵抗１７を介して演算増幅器３の反転
入力端子に接続する。負の基準電圧ＥＳを出力する基準
電圧源１８の陰極側は抵抗１つを介して演算増幅器３の
反転入力端子に接続されている６２０はカウントクロッ
クＣＬＫを出力するカウントクロック発生回路であり、
その出力信号ＣＬＫはフリップフロップ８のクロック端
子、カウンタ１３および基本クロック発生回路２１に入
力されている。基本クロック発生回路２１は、商用電源
周波数の影響の除去などのために積分器■の積分周期を
一定に保つためのカウントク０ツクＣＬＫに同期した基
本クロックＥＣを、抵抗２２とコンデンサ２３との直列
回路および直流成分測定時に選択的にオンになるスイッ
チ２４を介して演算増幅器３の反転入力端子に出力する
。
源１６の陽極側を抵抗１７を介して演算増幅器３の反転
入力端子に接続する。負の基準電圧ＥＳを出力する基準
電圧源１８の陰極側は抵抗１つを介して演算増幅器３の
反転入力端子に接続されている６２０はカウントクロッ
クＣＬＫを出力するカウントクロック発生回路であり、
その出力信号ＣＬＫはフリップフロップ８のクロック端
子、カウンタ１３および基本クロック発生回路２１に入
力されている。基本クロック発生回路２１は、商用電源
周波数の影響の除去などのために積分器■の積分周期を
一定に保つためのカウントク０ツクＣＬＫに同期した基
本クロックＥＣを、抵抗２２とコンデンサ２３との直列
回路および直流成分測定時に選択的にオンになるスイッ
チ２４を介して演算増幅器３の反転入力端子に出力する
。
このように構成された装置の動作を説明する。
スイッチ４，１０および２４は、直流成分測定モードと
交流成分測定モードの切り換えに連動して駆動制御され
る。
交流成分測定モードの切り換えに連動して駆動制御され
る。
直流成分測定モードにおいて、スイッチ４はコンデンサ
５側に接続され、スイッチ１０は直流成分デジタル処理
部１１側に接続され、スイッチ２４はオンに設定される
。これにより、装置は帰還形パルス幅変調方式Ａ／Ｄ変
換器として動作し、コンパレータ７から被変換アナログ
入力信号Ｖ ｉｎの振幅に比例しなパルス幅を有する信
号が出力される。このコンパレータ７の出力信号はカウ
ントクロック発生回路２０から出力されるカウントクロ
ックＣＬＫを入力とするフリップフロップ８に入力され
、カウントクロックＣＬＫに同期したパルス幅信号に変
換される。このフリップフロップ８から出力されるパル
ス幅信号は直流成分デジタル処理部１１のカウンタ１３
に入力され、パルス幅に関連した時間かカウントクロッ
クＣＬＫでカウントされて被変換アナログ入力信号Ｖ
ｉｎの振幅の値が求められる。
５側に接続され、スイッチ１０は直流成分デジタル処理
部１１側に接続され、スイッチ２４はオンに設定される
。これにより、装置は帰還形パルス幅変調方式Ａ／Ｄ変
換器として動作し、コンパレータ７から被変換アナログ
入力信号Ｖ ｉｎの振幅に比例しなパルス幅を有する信
号が出力される。このコンパレータ７の出力信号はカウ
ントクロック発生回路２０から出力されるカウントクロ
ックＣＬＫを入力とするフリップフロップ８に入力され
、カウントクロックＣＬＫに同期したパルス幅信号に変
換される。このフリップフロップ８から出力されるパル
ス幅信号は直流成分デジタル処理部１１のカウンタ１３
に入力され、パルス幅に関連した時間かカウントクロッ
クＣＬＫでカウントされて被変換アナログ入力信号Ｖ
ｉｎの振幅の値が求められる。
交流成分測定モードにおいて、スイッチ４はコンデンサ
６側に接続され、スイッチ１０は交流成分デジタル処理
部１２側に接続され、スイッチ２４はオフに設定される
。これにより、装置はカウントクロックＣＬＫをサンプ
ルクロックとするΔΣ形のＡ／Ｄ変換器として動作し、
フリップフロップ８から被変換アナログ入力信号Ｖ ｉ
Ｔｌの振幅に関連したパルス列信号が出力される。この
パルス列信号は交流成分デジタル処理部１２のデジタル
フィルタ１４に入力されて被変換アナログ入力信号Ｖ
ｉｌｌの振幅に関連した波形データか取り出される。そ
して、この波形テークに基づいて、ＡＣ電圧演算部１５
で例えは被変換アナログ入力信号Ｖ ｉｎのＲＭＳを求
めるための演算が行われる。
６側に接続され、スイッチ１０は交流成分デジタル処理
部１２側に接続され、スイッチ２４はオフに設定される
。これにより、装置はカウントクロックＣＬＫをサンプ
ルクロックとするΔΣ形のＡ／Ｄ変換器として動作し、
フリップフロップ８から被変換アナログ入力信号Ｖ ｉ
Ｔｌの振幅に関連したパルス列信号が出力される。この
パルス列信号は交流成分デジタル処理部１２のデジタル
フィルタ１４に入力されて被変換アナログ入力信号Ｖ
ｉｌｌの振幅に関連した波形データか取り出される。そ
して、この波形テークに基づいて、ＡＣ電圧演算部１５
で例えは被変換アナログ入力信号Ｖ ｉｎのＲＭＳを求
めるための演算が行われる。
このように構成することにより、従来のような高価なＡ
Ｃ−ＤＣコンバータを用いることなく、交流成分を高精
度でデジタル的に測定することかできる。
Ｃ−ＤＣコンバータを用いることなく、交流成分を高精
度でデジタル的に測定することかできる。
なお、上記実施例では、ＡＣ電圧演算部としてＲＭＳ演
算を行うものを用いる例を示したか、その他の演算を行
うものであってもよい。
算を行うものを用いる例を示したか、その他の演算を行
うものであってもよい。
〈発明の効果〉
以上説明したように、本発明によれば、比較的簡単な構
成で、高精度の交流成分測定も行えるＡ／Ｄ変換器が実
現でき、実用上の効果は大きい６
成で、高精度の交流成分測定も行えるＡ／Ｄ変換器が実
現でき、実用上の効果は大きい６
第１図は本発明の一実施例を示すブロック図、第２図は
従来の装置の一例を示すブロック図である。
従来の装置の一例を示すブロック図である。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 正負一対の基準電圧源と、 この基準信号源の出力を選択的に送出する第１のスイッ
チと、 積分時定数が直流成分測定時は長く交流成分測定時は短
くなるように測定モードに応じて切り換え設定する第２
のスイッチを有し、前記第１のスイッチを介して送出さ
れる基準信号源の出力信号および被変換アナログ入力信
号を加算して積分する積分器と、 基本クロック発生手段と、 この基本クロック発生手段の出力信号を直流成分測定時
に選択的に前記積分器に加える第３のスイッチと、 前記積分器の出力信号と基準電位を比較するコンパレー
タと、 前記基本クロックの周期よりも短い周期を有し基本クロ
ックに同期したカウントクロックを出力するカウントク
ロック発生手段と、 このカウントクロック発生手段から出力されるカウント
クロックと前記コンパレータの出力信号を入力とし、カ
ウントクロックに同期したパルス幅信号を前記第１のス
イッチの駆動信号として出力するフリップフロップと、 このフリップフロップから出力されるパルス幅信号を直
流成分測定時には直流成分デジタル処理手段に出力し、
交流成分測定時には交流成分デジタル処理手段に出力す
る第４のスイッチと、この第４のスイッチを介して入力
されるパルス幅信号をデジタル的に測定して直流成分に
関連したデジタル信号を出力する直流成分デジタル処理
手段と、 前記第４のスイッチを介して入力されるパルス幅信号を
デジタル的に処理して交流成分に関連したデジタル信号
を出力する交流成分デジタル処理手段、 とで構成されたことを特徴とするＡ／Ｄ変換器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4003089A JPH02219320A (ja) | 1989-02-20 | 1989-02-20 | Ａ／ｄ変換器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4003089A JPH02219320A (ja) | 1989-02-20 | 1989-02-20 | Ａ／ｄ変換器 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH02219320A true JPH02219320A (ja) | 1990-08-31 |
Family
ID=12569510
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP4003089A Pending JPH02219320A (ja) | 1989-02-20 | 1989-02-20 | Ａ／ｄ変換器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH02219320A (ja) |
Citations (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5614721A (en) * | 1979-07-16 | 1981-02-13 | Toko Inc | Analog-digital converter |
| JPS58144945A (ja) * | 1982-02-24 | 1983-08-29 | Meidensha Electric Mfg Co Ltd | アナログ信号の入力装置 |
| JPS61116422A (ja) * | 1984-11-12 | 1986-06-03 | Yokogawa Electric Corp | アナログ・デイジタル変換回路 |
-
1989
- 1989-02-20 JP JP4003089A patent/JPH02219320A/ja active Pending
Patent Citations (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5614721A (en) * | 1979-07-16 | 1981-02-13 | Toko Inc | Analog-digital converter |
| JPS58144945A (ja) * | 1982-02-24 | 1983-08-29 | Meidensha Electric Mfg Co Ltd | アナログ信号の入力装置 |
| JPS61116422A (ja) * | 1984-11-12 | 1986-06-03 | Yokogawa Electric Corp | アナログ・デイジタル変換回路 |
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