JPH02190068A - 電子呼び出し信号生成装置 - Google Patents
電子呼び出し信号生成装置Info
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- JPH02190068A JPH02190068A JP1297796A JP29779689A JPH02190068A JP H02190068 A JPH02190068 A JP H02190068A JP 1297796 A JP1297796 A JP 1297796A JP 29779689 A JP29779689 A JP 29779689A JP H02190068 A JPH02190068 A JP H02190068A
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
- H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
- H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
- H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
- H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
- H02M3/33569—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements
- H02M3/33576—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements having at least one active switching element at the secondary side of an isolation transformer
- H02M3/33584—Bidirectional converters
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04M—TELEPHONIC COMMUNICATION
- H04M19/00—Current supply arrangements for telephone systems
- H04M19/02—Current supply arrangements for telephone systems providing ringing current or supervisory tones, e.g. dialling tone or busy tone
- H04M19/023—Current supply arrangements for telephone systems providing ringing current or supervisory tones, e.g. dialling tone or busy tone by reversing the polarity of the current at the exchange
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- Dc-Dc Converters (AREA)
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
［産業上の利用分野］
本発明は、切換パワーアンプおよび電子呼び出し信号生
成器に関し、特に切換パワーアンプを具備する呼び出し
信号生成器に関する。
成器に関し、特に切換パワーアンプを具備する呼び出し
信号生成器に関する。
〔従来技術の説明］
電話通信システムは、一般に呼び出し信号により呼びを
顧客に通知し、ダイアルトーンあるいは話中信号により
その他の情報を提供する。信頼性のあるＡＣ呼び出し信
号生成器とは、通知あるいは情報信号を生成する振鈴装
置またはトーンソースの作動信号を提供する必要がある
。上記のＡＣ呼び出し信号生成器は、ロータリー生成器
、磁気生成器および電子オシレーターが含まれる。
顧客に通知し、ダイアルトーンあるいは話中信号により
その他の情報を提供する。信頼性のあるＡＣ呼び出し信
号生成器とは、通知あるいは情報信号を生成する振鈴装
置またはトーンソースの作動信号を提供する必要がある
。上記のＡＣ呼び出し信号生成器は、ロータリー生成器
、磁気生成器および電子オシレーターが含まれる。
代表的な電話振鈴装置は、呼び出し信号生成器により作
動する巻線が電圧印加するベルクラッパ−用電機子を有
する一連の並行磁気回路からなる。
動する巻線が電圧印加するベルクラッパ−用電機子を有
する一連の並行磁気回路からなる。
上記巻線中においてベルクラッパ−素子を機能させるに
十分な起磁力を提供するためには、ある特定の最小電流
が必要である。この電流の波型は、非線形磁気回路のた
め非対称であり、単一の極方向においてピークに達する
。呼び出しロードの無効インピーダンスによって、電流
と電圧は税調状態にあり、双方向電流が必要である。
十分な起磁力を提供するためには、ある特定の最小電流
が必要である。この電流の波型は、非線形磁気回路のた
め非対称であり、単一の極方向においてピークに達する
。呼び出しロードの無効インピーダンスによって、電流
と電圧は税調状態にあり、双方向電流が必要である。
呼び出し信号生成器は、平常２０＋１７の作動信号を、
そして時には話中信号とダイアルトーンのために６０１
１ｚの作動信号を提供する。上記の周波数においては、
磁気生成器およびロータリー生成器は非常に重くかつ大
型となる。電子呼び出し信号生成器は小型であるが、電
話網の非線形ロードに電流を与える必要性から効率が低
いかあるいは高価となる。
そして時には話中信号とダイアルトーンのために６０１
１ｚの作動信号を提供する。上記の周波数においては、
磁気生成器およびロータリー生成器は非常に重くかつ大
型となる。電子呼び出し信号生成器は小型であるが、電
話網の非線形ロードに電流を与える必要性から効率が低
いかあるいは高価となる。
代表的な磁気呼び出し信号生成器は、非線形磁気を利用
し、適当な呼び出し信号を得るために周波数を結合し分
割する。電子呼び出し信号生成器は、呼び出し信号クラ
スＢアンプを作動させる呼び出し信号オシレータからな
る。上記のクラスＢアンプは、非常に電流消散の傾向が
強く、非対称型の非線形ロードのために注意深い設計が
必要となる。従来技術の切換パワーアンプは、部品数の
多い高価で複雑な回路となる傾向にあり、信頼性は比較
的低い。
し、適当な呼び出し信号を得るために周波数を結合し分
割する。電子呼び出し信号生成器は、呼び出し信号クラ
スＢアンプを作動させる呼び出し信号オシレータからな
る。上記のクラスＢアンプは、非常に電流消散の傾向が
強く、非対称型の非線形ロードのために注意深い設計が
必要となる。従来技術の切換パワーアンプは、部品数の
多い高価で複雑な回路となる傾向にあり、信頼性は比較
的低い。
（発明の概要）
本発明は、パワーインバーターおよび切換アンプを単一
積分回路に結合する電子呼び出し信号回路として使用さ
れる切換パワーアンプに関する。
積分回路に結合する電子呼び出し信号回路として使用さ
れる切換パワーアンプに関する。
２個の高周波数切換インバーター回路は、逆並列接続を
なし、同一のインバーターパワー変圧器を共有する。こ
のうち−個の切換インバーター回路は入力源から出力キ
ャパシタまでの電力を処理し、もう−個の切換インバー
ター回路は出力キャパシタから入力レールへの電力を処
理する。出力キャパシタの電圧は、適切な呼び出し信号
を得るためＡＣ基準信号に応じて調整される。出力装置
中のブロッキングキャパシタは、出力キャパシタ電圧の
ＤＣ素子を吸収し、真のＡＣ呼び出し信号のロードへの
入力を可能にする。
なし、同一のインバーターパワー変圧器を共有する。こ
のうち−個の切換インバーター回路は入力源から出力キ
ャパシタまでの電力を処理し、もう−個の切換インバー
ター回路は出力キャパシタから入力レールへの電力を処
理する。出力キャパシタの電圧は、適切な呼び出し信号
を得るためＡＣ基準信号に応じて調整される。出力装置
中のブロッキングキャパシタは、出力キャパシタ電圧の
ＤＣ素子を吸収し、真のＡＣ呼び出し信号のロードへの
入力を可能にする。
切換パワーアンプ等の応用として、信号を増幅し、正確
に再生するためＡＣ基準信号の代わりに他の波型ソース
の使用も可能である。
に再生するためＡＣ基準信号の代わりに他の波型ソース
の使用も可能である。
（実施例の説明）
第１図において、本発明の主旨を具体化する切換パワー
アンプの呼び出し信号生成装置の概略を示す。同装置は
、第１切換インバーター回路１０１および第２切換イン
バーター回路１０２を何し、両者共に共通の変圧器ｉｔ
ｏに接続される。端子ｔＯａおよび１０４はＤＣレール
からＤＣ入力電圧を印加され、端子１０５および１０６
は抵抗１０７で表示される呼び出しロードへ呼び出し信
号出力を供給する。
アンプの呼び出し信号生成装置の概略を示す。同装置は
、第１切換インバーター回路１０１および第２切換イン
バーター回路１０２を何し、両者共に共通の変圧器ｉｔ
ｏに接続される。端子ｔＯａおよび１０４はＤＣレール
からＤＣ入力電圧を印加され、端子１０５および１０６
は抵抗１０７で表示される呼び出しロードへ呼び出し信
号出力を供給する。
ＭＯＦＳＥＴパワースイッチ素子１２０は、変圧器１１
０の一次巻線１０９に直列接続され、端子１０３および
１０４におけるＤＣ電圧を一次巻線１０９に接続するよ
う周期的に切換えられる。ショットキダイオード１１３
および電流検知抵抗１１４は、ＭＯＦＳＥＴパワースイ
ッチ素子１２０のドレインソース導通バスに直列接続さ
れる。ダイオード１２４は、Ｎｏ８ＦＥＴパワースイツ
チ素子１２０、ショットキダイオード１１３および電流
検知抵抗１１４の直列接続を分路接続する。
０の一次巻線１０９に直列接続され、端子１０３および
１０４におけるＤＣ電圧を一次巻線１０９に接続するよ
う周期的に切換えられる。ショットキダイオード１１３
および電流検知抵抗１１４は、ＭＯＦＳＥＴパワースイ
ッチ素子１２０のドレインソース導通バスに直列接続さ
れる。ダイオード１２４は、Ｎｏ８ＦＥＴパワースイツ
チ素子１２０、ショットキダイオード１１３および電流
検知抵抗１１４の直列接続を分路接続する。
第２ Ｎｏ５ＦＥＴパワースイツチ素子１３０は、キャ
パシタ１１７に直列接続し、変圧器１１０の二次巻線を
キャパシタ１１７に接続させる。ショットキダイオード
１１ｇおよび電流検知抵抗１１９は、Ｎｏ８ＦＥＴパワ
ースイツチ素子１３０のドレインソース導通バスに直列
接続し、これら直列接続する３個の素子はダイオード１
３４と並列に接続する。ＤＣブロッキングキャパシタ１
２５は、端子１０５に直列接続し、抵抗１２６および１
２７を具備する電圧検知回路は、ＤＣブロッキングキャ
パシタ１２５とロード抵抗１０７の直列接続に並列に接
続する。
パシタ１１７に直列接続し、変圧器１１０の二次巻線を
キャパシタ１１７に接続させる。ショットキダイオード
１１ｇおよび電流検知抵抗１１９は、Ｎｏ８ＦＥＴパワ
ースイツチ素子１３０のドレインソース導通バスに直列
接続し、これら直列接続する３個の素子はダイオード１
３４と並列に接続する。ＤＣブロッキングキャパシタ１
２５は、端子１０５に直列接続し、抵抗１２６および１
２７を具備する電圧検知回路は、ＤＣブロッキングキャ
パシタ１２５とロード抵抗１０７の直列接続に並列に接
続する。
Ｎｏ８ＦＥＴパワースイツチ素子１２０を周期的に切換
える駆動力は、第１切換制御回路１４０によってゲート
端子１２１へ供給され、第２切換制御回路１５０はＭＯ
８Ｉ’ＥＴパワースイッチ素子１３０のゲート端子１３
１へ周期的に駆動力を供給する。切換制御回路１４０お
よび１５０は、同一構造を有し、第３図に示す。
える駆動力は、第１切換制御回路１４０によってゲート
端子１２１へ供給され、第２切換制御回路１５０はＭＯ
８Ｉ’ＥＴパワースイッチ素子１３０のゲート端子１３
１へ周期的に駆動力を供給する。切換制御回路１４０お
よび１５０は、同一構造を有し、第３図に示す。
回路１４０および１５０のそれぞれは、エラーアンプ１
４１および１５１を有し、またそれぞれが非反転および
反転入力装置を具備し、これらの入力装置において入力
信号を受取る。ＤＣブロッキングキャパシタ１２５とロ
ード抵抗１０７の直列接続における電圧は、導線１４２
を経由しエラーアンプ１４１の負極（反転）端子へ、ま
た導線１５２を経由してエラーアンプ１５１の正極（非
反転）端子へ印加される。
４１および１５１を有し、またそれぞれが非反転および
反転入力装置を具備し、これらの入力装置において入力
信号を受取る。ＤＣブロッキングキャパシタ１２５とロ
ード抵抗１０７の直列接続における電圧は、導線１４２
を経由しエラーアンプ１４１の負極（反転）端子へ、ま
た導線１５２を経由してエラーアンプ１５１の正極（非
反転）端子へ印加される。
基準信号は、ＤＣ基準電圧ソース１７０および基準波型
ソースの呼び出しオシレータ１６０から得られる。ＤＣ
基準電圧は、導線１７１を経由し、エラーアンプ１９Ｇ
の正極入力点に印加される。呼び出しオシレータ１８０
の出力は正弦波電圧で導線１６１を経由しエラーアンプ
１９０の反転入力点に印加される。アンプ１９０の出力
点は、導線１４３を経由しオフセット電圧ソース（バッ
テリー１９９として表示）を通過して、エラーアンプ１
４１の正極入力点へ、また導線１５３を経由して、エラ
ーアンプ１５１の反転入力点へ接続される。
ソースの呼び出しオシレータ１６０から得られる。ＤＣ
基準電圧は、導線１７１を経由し、エラーアンプ１９Ｇ
の正極入力点に印加される。呼び出しオシレータ１８０
の出力は正弦波電圧で導線１６１を経由しエラーアンプ
１９０の反転入力点に印加される。アンプ１９０の出力
点は、導線１４３を経由しオフセット電圧ソース（バッ
テリー１９９として表示）を通過して、エラーアンプ１
４１の正極入力点へ、また導線１５３を経由して、エラ
ーアンプ１５１の反転入力点へ接続される。
切換制御回路１４０および１５０は、それぞれが導線１
４４および１５４を経由して電流検知抵抗１４および１
１９へ接続する。Ｎｏ３ＦＥＴパワースイツチ素子１２
０および１３０のゲート端子１２１および１３１の駆動
力は、導線１４５および１５５によりそれぞれ供給され
る。これら切換制御回路１４０および１５０は、ピーク
電流制御モードで作動する。
４４および１５４を経由して電流検知抵抗１４および１
１９へ接続する。Ｎｏ３ＦＥＴパワースイツチ素子１２
０および１３０のゲート端子１２１および１３１の駆動
力は、導線１４５および１５５によりそれぞれ供給され
る。これら切換制御回路１４０および１５０は、ピーク
電流制御モードで作動する。
第３図において、第１図の回路に用いられる切換制御回
路の概略を示す。この切換制御回路は、電流モードＰＷ
Ｍコントローラーの名で知られ、ＩＣとして市販されて
いる。同切換制御回路は、非反転入力端子３４７および
反転入力端子３４８を具備するエラーアンプ３４１を有
する。
路の概略を示す。この切換制御回路は、電流モードＰＷ
Ｍコントローラーの名で知られ、ＩＣとして市販されて
いる。同切換制御回路は、非反転入力端子３４７および
反転入力端子３４８を具備するエラーアンプ３４１を有
する。
制御中の出力信号および基準信号は、キャパシタ１１７
（第１図参照）における電圧の基準値からの偏差を
表す電圧エラー信号を決定するためエラーアンプ３４１
へ印加される。このエラー信号は、導線３４３、ダイオ
ード３４４を経由して比較器３５０へ印加される。また
、電流検知信号は比較器３５０の他方の入力点３５１へ
印加される。比較器３５０の出力は、導線３５５を経由
して、導線３８Ｂへ印加される印加ＡＣ制御信号（一般
に１００ＫＩＩｚ）の出力によって周期的にリセットさ
れるフリップフロップ３６０へと印加される。フリップ
フロップ３６０の出力は、ＭＯ８ＦＥＴパワースイッチ
素子の導通状態を制御するスイッチ駆動回路３７０へ印
加される。
（第１図参照）における電圧の基準値からの偏差を
表す電圧エラー信号を決定するためエラーアンプ３４１
へ印加される。このエラー信号は、導線３４３、ダイオ
ード３４４を経由して比較器３５０へ印加される。また
、電流検知信号は比較器３５０の他方の入力点３５１へ
印加される。比較器３５０の出力は、導線３５５を経由
して、導線３８Ｂへ印加される印加ＡＣ制御信号（一般
に１００ＫＩＩｚ）の出力によって周期的にリセットさ
れるフリップフロップ３６０へと印加される。フリップ
フロップ３６０の出力は、ＭＯ８ＦＥＴパワースイッチ
素子の導通状態を制御するスイッチ駆動回路３７０へ印
加される。
作動中に、第３図の切換制御回路は、ソース１９０の基
準電圧が決定する出力電圧の基準値との偏差に応じて、
ＭＯ８ＦＥＴパワースイッチ素子にバイアスがかけられ
非導通となる電流しきい値を設定する。出力電圧の基準
電圧からの偏差を表すエラーアンプ３４１は、即時電流
しきい値を設定する。この電流しきい値は、比較器３５
０によりＭＯ３ＦＥＴパワースイッチ素子の電流値を表
す電圧と比較され、電流しきい値に達したときには、フ
リップフロップ３６０は、ＭＯ９ＰＩＥＴパワースイッ
チ素子にバイアスをかけ非導通状態にするスイッチ駆動
電流を生成するようセットされる。
準電圧が決定する出力電圧の基準値との偏差に応じて、
ＭＯ８ＦＥＴパワースイッチ素子にバイアスがかけられ
非導通となる電流しきい値を設定する。出力電圧の基準
電圧からの偏差を表すエラーアンプ３４１は、即時電流
しきい値を設定する。この電流しきい値は、比較器３５
０によりＭＯ３ＦＥＴパワースイッチ素子の電流値を表
す電圧と比較され、電流しきい値に達したときには、フ
リップフロップ３６０は、ＭＯ９ＰＩＥＴパワースイッ
チ素子にバイアスをかけ非導通状態にするスイッチ駆動
電流を生成するようセットされる。
次に本発明の回路の動作を以下説明する。
第１切換インバーター回ｌ １０１は、端子１０３およ
び１０４へ印加される入力パワーを出力キャパシタ１１
７に対し処理する。ＤＣ電圧は端子１０３および１０４
へ印加され、ＭＯ８ＦＥＴパワースイッチ素子１２０の
導通期間中、変圧器１１０の一次巻線１０９へ周期的に
印加される。ＭＯ８Ｆ’ＥＴパワースイッチ素子１２０
の導通性は切換コントローラー１４０により制御される
。切換コントローラー１４０は、電流検知抵抗１１４に
おける電圧を検知し、ＭＯ８ｒ’ＥＴパワースイッチ素
子１２０中の電流を表して、電圧がエラーアンプ１４１
のエラー信号出力に応じて設定されたしきい値を超えた
場合ＭＯ８ＦＥＴパワースイッチ素子１２０にバイアス
をかけ非導通状態にする。エラー信号は、電圧検知電圧
分割器によって分割される出力キャパシタ１１７のＤＣ
およびＡＣ？１１を圧の結合値と、アンプ１９０のＡＣ
およびＤＣ基準電圧出力結合値との偏差を表わす。電圧
検知電圧分割器からのフィードバック電圧はエラーアン
プ１４１の負極入力点に印加されるため、第一切換イン
バーター回路１０１は、電圧検知電圧分割器によって検
知される出力電圧がアンプ１９０のＵ準電圧を下回る場
合に作動する。ＭＯ８ＰＥＴパワースイッチ素子の導通
期間は、出力キャパシタ１１７における電圧を増加させ
るように制御される。巻線１０９および１１１の極性は
、ＭＯ８ＰＥＴパワースイッチ素子１２０が導通する場
合は電力を変圧器１１０のコアに蓄積し、）ＩＯ８ＰＥ
Ｔパワースイッチ索子１２０が非導通の場合はロードに
印加するよう変化し、ダイオード１３４は順バイアスを
かけられる。
び１０４へ印加される入力パワーを出力キャパシタ１１
７に対し処理する。ＤＣ電圧は端子１０３および１０４
へ印加され、ＭＯ８ＦＥＴパワースイッチ素子１２０の
導通期間中、変圧器１１０の一次巻線１０９へ周期的に
印加される。ＭＯ８Ｆ’ＥＴパワースイッチ素子１２０
の導通性は切換コントローラー１４０により制御される
。切換コントローラー１４０は、電流検知抵抗１１４に
おける電圧を検知し、ＭＯ８ｒ’ＥＴパワースイッチ素
子１２０中の電流を表して、電圧がエラーアンプ１４１
のエラー信号出力に応じて設定されたしきい値を超えた
場合ＭＯ８ＦＥＴパワースイッチ素子１２０にバイアス
をかけ非導通状態にする。エラー信号は、電圧検知電圧
分割器によって分割される出力キャパシタ１１７のＤＣ
およびＡＣ？１１を圧の結合値と、アンプ１９０のＡＣ
およびＤＣ基準電圧出力結合値との偏差を表わす。電圧
検知電圧分割器からのフィードバック電圧はエラーアン
プ１４１の負極入力点に印加されるため、第一切換イン
バーター回路１０１は、電圧検知電圧分割器によって検
知される出力電圧がアンプ１９０のＵ準電圧を下回る場
合に作動する。ＭＯ８ＰＥＴパワースイッチ素子の導通
期間は、出力キャパシタ１１７における電圧を増加させ
るように制御される。巻線１０９および１１１の極性は
、ＭＯ８ＰＥＴパワースイッチ素子１２０が導通する場
合は電力を変圧器１１０のコアに蓄積し、）ＩＯ８ＰＥ
Ｔパワースイッチ索子１２０が非導通の場合はロードに
印加するよう変化し、ダイオード１３４は順バイアスを
かけられる。
切換インバーター回路１０２は、出力キャパシタ１１７
から入力端子１０３および１０４に至る電力を処理する
。抵抗１２６および１２７からなる電圧検知回路によっ
て検知される電圧は、導線１５２を経由してエラーアン
プ１５１の正極入力点へ印加する。また、アンプ１９０
のＡＣおよびＤＣ基準電圧結合出力はエラーアンプ１５
１の負極入力点へ印加される。
から入力端子１０３および１０４に至る電力を処理する
。抵抗１２６および１２７からなる電圧検知回路によっ
て検知される電圧は、導線１５２を経由してエラーアン
プ１５１の正極入力点へ印加する。また、アンプ１９０
のＡＣおよびＤＣ基準電圧結合出力はエラーアンプ１５
１の負極入力点へ印加される。
ＭＯ９ＦＥＴパワースイッチ素子１３０は、出力電圧が
基準電圧以上の場合作動し、ＭＯ８ＦＥＴパワースイッ
チ素子１２０が非導通状態の場合導通する。ＭＯ３ＦＥ
Ｔパワースイッチ素子１３０の導通期間は、電流検知抵
抗１１４における電圧がエラーアンプ１５１の出力によ
って設定されるしきい値を超えた時に終了する。
基準電圧以上の場合作動し、ＭＯ８ＦＥＴパワースイッ
チ素子１２０が非導通状態の場合導通する。ＭＯ３ＦＥ
Ｔパワースイッチ素子１３０の導通期間は、電流検知抵
抗１１４における電圧がエラーアンプ１５１の出力によ
って設定されるしきい値を超えた時に終了する。
電力は、ＭＯ３ＦＥＴパワースイッチ素子１３０が非導
通のときに変圧器１１０中に蓄積されるエネルギーを導
通するダイオード１２４を経由して、入力端子１０３お
よび１０４へ印加される。小型オフセット電圧ソース１
９９は、切換インバーター回路１０１および１０２が同
時に作動して逆方向に電力を処理しないよう導線１４８
に直列接続される。つまり切換インバーター回路１０１
は、電力が入力端子１０３および１０４から出力端子１
０５および１０Ｂへ処理される場合のみ電力処理を行い
、切換インバーター回路１０２は、電力が出力端子１０
５および１０６から入力端子１０３および１０４へ処理
された場合のみ電力処理を行う。
通のときに変圧器１１０中に蓄積されるエネルギーを導
通するダイオード１２４を経由して、入力端子１０３お
よび１０４へ印加される。小型オフセット電圧ソース１
９９は、切換インバーター回路１０１および１０２が同
時に作動して逆方向に電力を処理しないよう導線１４８
に直列接続される。つまり切換インバーター回路１０１
は、電力が入力端子１０３および１０４から出力端子１
０５および１０Ｂへ処理される場合のみ電力処理を行い
、切換インバーター回路１０２は、電力が出力端子１０
５および１０６から入力端子１０３および１０４へ処理
された場合のみ電力処理を行う。
エラーアンプ１４１および１５１に適用する基準値とし
てＤＣ電圧基準ソースと共に呼び出しオシレータ２，０
のＡＣ信号を利用することにより、同様に重なり合った
ＡＣおよびＤＣ信号が出力キャパシタ１１７上に発生す
る。この信号は、キャパシタ１１７上のＤＣバイアス電
圧をブロックし、ロード１０７へ真のＡＣ呼び出し電圧
信号を供給するＤＣブロッキングキャパシタ１２５を経
由して呼び出しロード１０７へ印加される。
てＤＣ電圧基準ソースと共に呼び出しオシレータ２，０
のＡＣ信号を利用することにより、同様に重なり合った
ＡＣおよびＤＣ信号が出力キャパシタ１１７上に発生す
る。この信号は、キャパシタ１１７上のＤＣバイアス電
圧をブロックし、ロード１０７へ真のＡＣ呼び出し電圧
信号を供給するＤＣブロッキングキャパシタ１２５を経
由して呼び出しロード１０７へ印加される。
呼び出し信号生成器の出力は１．同装置の性格上ＤＣ成
分を有する。電話装置（図示せず）のスイッチ２０１（
第２図参照）が瞬間的に閉じた場合（つまりフックが離
れた場合）、抵抗２０２は接地され、スイッチ２０１の
反復閉鎖に伴い出力ブロックキャパシタ２２５上でＤＣ
充電が行われ、出力ブロッキングキャパシタ２２５は結
果としてロードへ実質的なりＣ電圧を提０（する。これ
を防止するため、電流吸込み回路にはロード上に分路が
作られている。電流吸込み回路はＦＥＴスイッチ素子２
３４を有し、このＦＥＴスイッチ素子２３４は、エラー
アンプ２３６に応じてバイアスをかけられ導通する。エ
ラーアンプ２３６は、分圧器および分圧器によってバイ
アスをかけられたトランジスター２３９を具備する電圧
検知回路によって検知されたキャパシタ２２５上の電圧
を基準電圧２３７と比較する。
分を有する。電話装置（図示せず）のスイッチ２０１（
第２図参照）が瞬間的に閉じた場合（つまりフックが離
れた場合）、抵抗２０２は接地され、スイッチ２０１の
反復閉鎖に伴い出力ブロックキャパシタ２２５上でＤＣ
充電が行われ、出力ブロッキングキャパシタ２２５は結
果としてロードへ実質的なりＣ電圧を提０（する。これ
を防止するため、電流吸込み回路にはロード上に分路が
作られている。電流吸込み回路はＦＥＴスイッチ素子２
３４を有し、このＦＥＴスイッチ素子２３４は、エラー
アンプ２３６に応じてバイアスをかけられ導通する。エ
ラーアンプ２３６は、分圧器および分圧器によってバイ
アスをかけられたトランジスター２３９を具備する電圧
検知回路によって検知されたキャパシタ２２５上の電圧
を基準電圧２３７と比較する。
ＦＥＴスイッチ素子２３４は、ブロッキングキャパシタ
２２５中にスイッチ２０１の閉鎖により注入されたのと
同量の電力を同ブロッキングキャパシタ２２５から放出
するためバイアスがかけられ導通する。
２２５中にスイッチ２０１の閉鎖により注入されたのと
同量の電力を同ブロッキングキャパシタ２２５から放出
するためバイアスがかけられ導通する。
出力電圧中にＡＣ電圧成分が多いため、出力端子１０５
および１０６におけるＤＣ７Ｍ圧レベルし典型的な変動
は測定しに＜＜、またこうした測定に応じ直接制御によ
り削除することも難しい。キャパシタ２２５上のＡＣ電
圧成分は、ＤＣ電圧レベルに比べてかなり小さい。従っ
て、キャパシタ２２５上のＤＣ電圧レベルは、調整時に
素早く反応するよう調整される。実質的に真のＡＣ電圧
波型がロードに提供されため、キャパシタ２２５上のＤ
Ｃ電圧はキャパシタ１１７ （第１図参照）上のＤＣ
電圧に等しくなるよう調整され、ＤＣ？Ｊ圧は相殺され
る。
および１０６におけるＤＣ７Ｍ圧レベルし典型的な変動
は測定しに＜＜、またこうした測定に応じ直接制御によ
り削除することも難しい。キャパシタ２２５上のＡＣ電
圧成分は、ＤＣ電圧レベルに比べてかなり小さい。従っ
て、キャパシタ２２５上のＤＣ電圧レベルは、調整時に
素早く反応するよう調整される。実質的に真のＡＣ電圧
波型がロードに提供されため、キャパシタ２２５上のＤ
Ｃ電圧はキャパシタ１１７ （第１図参照）上のＤＣ
電圧に等しくなるよう調整され、ＤＣ？Ｊ圧は相殺され
る。
一方、基準ソース１７０ （第１図参照）の電圧と基
準電圧２３７は等しく、単一の基準ソースが利用される
こととなる。
準電圧２３７は等しく、単一の基準ソースが利用される
こととなる。
以上本発明を例証する目的で具体的な構成例を挙げてき
たが、本発明にもとることなく、その他の構成例も実施
可能なことは当業者に自明である。
たが、本発明にもとることなく、その他の構成例も実施
可能なことは当業者に自明である。
基準波形源は増幅信号でもよいし、また、この信号は周
期的、非周期的でもよい。
期的、非周期的でもよい。
第１図は、本発明は発明を具体化する電子呼び出し信号
生成器の概略図、 第２図は、第１図の回路に追加される回路構成の概略図
、 第３図は、第１図の電子呼び出し信号生成器中のパワー
切換を制御する制御回路の概略図である。
生成器の概略図、 第２図は、第１図の回路に追加される回路構成の概略図
、 第３図は、第１図の電子呼び出し信号生成器中のパワー
切換を制御する制御回路の概略図である。
出 願 人：アメリカン・テレフォン・アンド・ＦＩＧ
、 １ ＦＩＧ、 ３
、 １ ＦＩＧ、 ３
Claims (5)
- （１）ＤＣ電源を受け取るための入力点； 呼び出し信号ロードへ接続する出力点； 入力点に接続される第１切換回路； 出力点に接続される第２切換回路； この第１および第２切換回路に接続される双方向電力結
合回路； ＡＣ基準信号を受け取るための基準信号入力点；出力点
におけるＡＣ電圧がＡＣ基準信号未満の場合、入力点を
双方向電力結合回路へ接続させるため第１切換回路を制
御することによって入力点から出力点への電流を調整す
る第１制御回路；出力点におけるＡＣ電圧がＡＣ基準信
号を超える場合、出力点を双方向電力結合回路へ接続さ
せるため第２切換回路を制御することによって出力点か
ら入力点への電流を調整する第２制御回路；からなるこ
とを特徴とする電子呼び出し信号生成装置。 - （２）第１制御回路が非反転入力点および反転入力点を
有する第１エラーアンプを有し、 ＡＣ基準信号はこの非反転入力点に接続され、出力点に
おけるＡＣ電圧を表す信号は反転入力点に接続され、 第２制御回路が非反転入力点および反転入力点を有する
第２エラーアンプを有し、 ＡＣ基準信号はこの反転入力点に接続され、出力点にお
けるＡＣ電圧を表す信号は非反転入力点に接続される ことを特徴とする請求項１記載の装置。 - （３）双方向電力結合回路は、一次および二次巻線を有
する変圧器を具備し、 第１切換回路は一次巻線に、第２切換回路は二次巻線に
接続されることを特徴とする請求項２記載の装置。 - （４）ＤＣブロッキングキャパシタ上のＤＣ電圧の蓄積
を防ぐために出力回路および放電回路と直列接続される
ＤＣブロッキングキャパシタを有するることを特徴とす
る請求項３記載の装置。 - （５）出力点およびＤＣブロッキングキャパシタにかか
る電圧を検知する電圧検知回路と直列接続されるＤＣブ
ロッキングキャパシタ、 上記電圧を基準電圧と比較する比較回路、 比較回路に応答するスイッチを有する放電回路を更に有
することを特徴とする請求項３記載の装置。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US07/288,328 US4866587A (en) | 1988-12-22 | 1988-12-22 | Electronic ringing signal generator |
| US288328 | 1988-12-22 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH02190068A true JPH02190068A (ja) | 1990-07-26 |
Family
ID=23106636
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1297796A Pending JPH02190068A (ja) | 1988-12-22 | 1989-11-17 | 電子呼び出し信号生成装置 |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4866587A (ja) |
| EP (1) | EP0375250B1 (ja) |
| JP (1) | JPH02190068A (ja) |
| DE (1) | DE68922079T2 (ja) |
Families Citing this family (37)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5091934A (en) * | 1989-04-10 | 1992-02-25 | Sharp Kabushiki Kaisha | Tone modification system for telephone system with clock |
| DE69221644T2 (de) * | 1991-01-08 | 1998-02-12 | Canon Kk | Elektrische Stromversorgung |
| US5109326A (en) * | 1991-01-10 | 1992-04-28 | Unisys Corporation | High efficiency power converting cell, and versatile system of same |
| DE4104809A1 (de) * | 1991-02-16 | 1992-08-20 | Kommunikations Elektronik | Schaltungsanordnung zur erzeugung einer wechselspannung |
| FR2674385A1 (fr) * | 1991-03-22 | 1992-09-25 | Alsthom Gec | Dispositif d'isolement galvanique pour signaux electriques continus ou susceptibles de comporter une composante continue. |
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| CA2101842A1 (en) * | 1991-12-02 | 1993-06-03 | Richard W. Faith | Telephone ringing signal generator |
| US5307407A (en) * | 1991-12-19 | 1994-04-26 | Nec America, Inc. | 20 Hz ring generator using high frequency PWM control |
| US5457621A (en) | 1992-02-21 | 1995-10-10 | Abb Power T&D Company Inc. | Switching power supply having voltage blocking clamp |
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| JPH08107683A (ja) * | 1994-10-03 | 1996-04-23 | Mitsubishi Electric Corp | 電動機の運転制御装置及び絶縁型双方向直流電圧変換回路 |
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| FR2729515B1 (fr) * | 1995-01-13 | 1997-04-18 | Sextant Avionique | Convertisseurs de tension bidirectionnels de type continu-continu et capteur de courant |
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| US7030596B1 (en) | 2003-12-03 | 2006-04-18 | Linear Technology Corporation | Methods and circuits for programmable automatic burst mode control using average output current |
| US7227350B2 (en) | 2004-03-18 | 2007-06-05 | Elster Electricity, Llc | Bias technique for electric utility meter |
| US7315162B2 (en) | 2004-03-18 | 2008-01-01 | Elster Electricity, Llc | Reducing power consumption of electrical meters |
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| US7355867B2 (en) | 2004-08-17 | 2008-04-08 | Elster Electricity, Llc | Power supply for an electric meter having a high-voltage regulator that limits the voltage applied to certain components below the normal operating input voltage |
| US7786709B2 (en) * | 2006-08-25 | 2010-08-31 | Lawson Labs, Inc. | Bi-polar bi-directional energy balancing power-conversion engine |
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| US4056693A (en) * | 1975-12-05 | 1977-11-01 | Bell Telephone Laboratories, Incorporated | Voltage and current controlled converter for telephone ringing |
| US4015091A (en) * | 1975-12-05 | 1977-03-29 | Bell Telephone Laboratories, Incorporated | Telephone ringing generators |
| US4189764A (en) * | 1978-09-26 | 1980-02-19 | Snyder Donald W | Current controlled inverter |
| CA1114536A (en) * | 1978-12-11 | 1981-12-15 | William B. Kiss | Ringing generator |
| EP0013332A1 (de) * | 1979-01-16 | 1980-07-23 | Siemens-Albis Aktiengesellschaft | Zerhackerschaltung |
| US4257087A (en) * | 1979-04-02 | 1981-03-17 | California Institute Of Technology | DC-to-DC switching converter with zero input and output current ripple and integrated magnetics circuits |
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-
1988
- 1988-12-22 US US07/288,328 patent/US4866587A/en not_active Expired - Lifetime
-
1989
- 1989-11-17 JP JP1297796A patent/JPH02190068A/ja active Pending
- 1989-12-12 EP EP89312975A patent/EP0375250B1/en not_active Expired - Lifetime
- 1989-12-12 DE DE68922079T patent/DE68922079T2/de not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| DE68922079T2 (de) | 1995-10-26 |
| DE68922079D1 (de) | 1995-05-11 |
| EP0375250A2 (en) | 1990-06-27 |
| EP0375250A3 (en) | 1991-01-09 |
| US4866587A (en) | 1989-09-12 |
| EP0375250B1 (en) | 1995-04-05 |
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