JPH02179263A - 直流電源回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ この発明は、直流電源回路に関し、アナログ増幅器等に
必要な直流電圧を発生する直流電源回路に関する。

［従来の技術］ 従来、入力電圧と異なる電圧や極性の出力を有する直流
電源を構成する方法として、シリーズ・レギュレータ回
路やスイッチング・レギュレータ回路が知られている。

機器に組み込まれる用途のものでは、電力変換効率を高
（シ、占有容積を小さ（するためにフィードバック回路
が省略されており、シリーズ・レギュレータ回路では定
電圧ダイオードにより出力直流電圧を規定し、スイッチ
ング・レギュレータ回路では高周波トランスとスイｌチ
／グ周波数とにより出力面′ｆＬ電圧を規定している。

［発明が解決しようとする課題］ 機器に組み込まれる用途の７リーズ・レギュレー夕回路
は、構成が簡単な長所があるが、不要な電力を熱として
捨て去る回路方式ゆえに効率に劣る問題点がある。

これに対してスイフチング・レギュレータ回路は、効率
は高いが、機器に組み込まれる用途のものでも構成が複
雑であり、特に高周波トランスを必要とするために小型
化、薄型化しに（＜、高価となる問題点がある。

従って、この発明の目的は、効率が高（、且つ、小型化
、ｒｌ型化が容易であり、且つ、安価で、機器に好適に
組み込むことが出来る直流電源回路を提供することにあ
る。

［課題を解決するための手段］ この発明の直流電源回路は、コンプリメンタリ型のＭＯ
Ｓ・ＩＣを用いて発振回路とスイッチ回路とを構成する
と共に第１の電源端子と第２の電源端子と出力端子とを
有する切替回路を備え、前記第１の電源端子を入力直流
電源の一端に接続し、前記出力端子を第１のコンデンサ
と第１のダイオードの直列回路を介して第２のコンデン
サの一端に接続し、前記第２の電源端子を第２のダイオ
ードを介して前記第１のコンデンサと第１のダイオード
の間に接続すると共に第２のコンデンサの他端に接続し
、前記第２のコンデンサの一端または他端を前記入力直
流電源の他端に接続し、前記第２のコンデンサの両端か
ら出力直流電源を取り出すことを特徴とするものである
。

また、上記切替回路を、入力直流電源の電圧と出力直流
電源の電圧の差電圧で動作するように構成したことを特
徴とするものである。

上記構成においてコンプリメンタリ型のＭＯＳ・ＩＣと
しては、例えば７４ＨＣＯＯ，７４ＨＣＯ２７４ＨＣＯ
４等を用いることが出来る。

また、上記構成において、第２のコンデンサの一端を入
力直流電源の他端に接続するか、第２のコンデンサの他
端を入力直流電源の他端に接続するかは、所望の出力直
流電源の極性に応じて選択することが出来る。

なお、整流回路を前置して入力直流電源を得るようにす
れば、交流的な人力電源であっても差し支えない。

［作用］ 発振回路が発振してスイッチ回路がスイッチング動作を
行うと、これらの回路はコンプリメンタリ型のＭＯＳ・
ＩＣで構成されているから、切替回路の出力端子は第１
の電源端子と第２の電＃ｉ端子に交互に前記発振周期と
同期して切り替え接続される。

出力端子が第１の電源端子側に切り替わった時、充電電
流が流れ、第１のコンデンサが充電される。

また、第２のコンデンサの一端を人力直流電源の他端に
接続したときには第２のコンデンサも充電される。

次に出力端子が第２の電源端子側に切り替わった時、第
１のコンデンサに充電されていた電力が第２のコンデン
サに加わる。そして、その第２のコンデンサの両端電圧
が出力直流電源電圧として負荷に出力される。また、第
２のコンデンサの一端を入力直流電源の他端に接続した
ときには第２のコンデンサに充電されていた電力も負荷
に供給される。

［実施例］ 以下、図に示す実施例によりこの発明を更に詳説する。

なお、これによりこの発明が限定されるものではない。

第１図に示すこの発明の一実施例の直流電源回路ｌは、
第２図に示す如き内部回路をもつコンプリメンタリ型の
ＭＯＳ・ＩＣによる切替回路２を備え、切替回路２の第
１の電源端子Ｖｔを入力直流電源ＤＣｉの一端に接続し
、切替回路２の出力端子００丁を第１のコンデンサＣ１
と第１のダイオードＤ１の直列回路を介して第２のコン
デンサＣ２の一端に接続し、切替回路２の第２の電源端
子ｖ２を第２のダイオードＤ２を介して前記第１のコン
デンサＣ１と第１のダイオードＤ１の間に接続すると共
に第２のコンデンサＣ２の他端に接続し、前記第２のコ
ンデンサＣ２の一端を前記入力直流電源ＤＣ＋の他端に
接続し、前記第２のコンデ／すＣ２の両端から出力直流
電源ＤＣｏを取り出す構成になっている。

切替回路２は、入力直流電源ＤＣＩの電圧と出力直流電
源ＤＣｏの電圧の差電圧で動作する。

第１のダイオードＤ１と第２のダイオードＤ２の向きは
、入力直流電源ＤＣＩの極性によって決まる。

この直流電源回路ｌでは、入力直流電源ＤＣｉの電圧の
１／２の電圧で同極性の出力直流電源ＤＣｏが得られる
。

具体的には第３図あるいは第４図に示すようになる。

すなわち、第３図に示す直流電源回路１ａにおいて、抵
抗Ｒａ、　Ｒｈ、　）　７デンサＣａとＣＭＯＳインバ
ータＩＣ７４８ＣＯ４の接続回路は、一般に良（知られ
ているフリーランニング発振回路である。この発振回路
が発振すると、３個のインバータを並列にしたスイッチ
ングがスイッチング動作し、出力端子２３は、発振周期
と同期して、ＶＤＤ端子２１側とｖＳＳ端子２２側に交
互に切り替わり、第１図に示した切替回路２となる。

出力端子２３がＶＤＤ端子２１側に切り替わった時、Ｖ
ＤＤ端子２１から出力端子２３〜第１のコンデンサＣ１
〜第２のダイオードＤ２〜第２のコンデンサＣ２へと、
電流が流れ、コンデンサＣＩ、Ｃ２を充電する。コンデ
ンサＣＩ、Ｃ２は直列充電されるため、損失がなければ
、両者とも入力電圧Ｅの１／２の電圧に充電される。

次に出力端子２３がｖＳＳ端子２２側に切り替わった時
、第１のコンデンサＣ１に充電された電力が、第１のコ
ンデンサＣＩから出力端子２３〜ｖＳＳ端子２２および
第１のダイオードＤ１を通じて負荷ＲＬに供給される。

また、同時に、第２のコンデンサＣ２に充電されていた
電力は直接に負荷ＲＬに供給される。コンデンサＣＩ、
Ｃ２は負荷ＲＬに対して並列接続になるため、負荷ＲＬ
には入力電圧Ｅの１／２の電圧Ｅ／２が出力される。

なお、ｖＤＤ端子２１とは、コンプリメンタリ型のＭＯ
Ｓ−ＩＣ３への電源電流の流れ込み端子側をいい、ｖ　
ｓｓ！！ｉ子２２とは、コンプリメンタリ型のＭＯＳ−
ＩＣ３からの電源電流の流れ出し端子側をいうものとす
る。

次に、第４図に示す直流電源回路１ｂは、極性が負にな
った場合の具体的実施例であり、その作動原理は上記直
流電源回路１ａと基本的に同じであるから、詳細な説明
は省略する。

次に、第５図はこの発明の他の一実施例の直流電源回路
１ｃを示す回路図である。

この直流電源回路１ｃは、例えばモデム等の周辺装置内
に組み込まれ、Ｒ８−２３２ＣのＲ８信号ラインとＥＲ
信号ラインの正電圧から周辺装置用正電源電圧Ｖｐを取
り出すものである。

その構成は、第１図に示すように、Ｒ５−２３２ＣのＳ
Ｇラインに第２のコンデンサＣ２の一端が接続され、そ
の第２のコンデンサＣ２の他端は、例えば４０４９７７
）如きＣＭＯＳインバー１１Ｃ３のＶＳＳ端子２２およ
び第２のダイオードＤ２のカソードに接続されている。

その第２のダイオードＤ２の７ノードは、第１のコンデ
ンサＣＩの一端および第１のダイオードＤ１のカソード
に接続されている。

第１のコンデンサＣ１の他端は前記インバータＩＣ３に
内蔵されている３個のインバータの出力端子２３に接続
されている。これら３個のインバータは、後述するよう
に、スイッチ回路として機能する。

前記第１のダイオードＤ１のアノードは、前記ＳＧライ
ンに接続されている。

前記インバータＩＣ３のＶＤＤ端子２１は、整流用ダイ
オードＤａ、Ｄｂのカソードに接続され、その整流用ダ
イオードＤａのアノードは前記ＲＳ信号ラインに接続さ
れ、整流用ダイオードＤｂのアノードは前記ＥＲ信号ラ
インに接続されている。

Ｒ３信号ラインおよびＥＲ信号ラインは、通信準備〜通
信中は常に＋１２Ｙとなる。

これらダイオードＤａ、Ｄｂで、ＲＳ信号とＥＲ倍信号
オアをとり、ど、ちらかが＋１２Ｖの時、あるいはどち
らもが＋１２Ｖの時に前記インバータＩＣ２が作動する
構成にしている。オアをとるのは電流容量を増やすため
である。

前記インバータＩＣ３に内蔵されている前記以外の３個
のインバータは、抵抗Ｒａ、ＲｈおよびコンデンサＣａ
とともにパブファ付き発振回路を構成しており、そのバ
フ７１出力は前記３個のインバータの入力になっている
。

また、第２のコンデンサＣ２の一端が周辺装置のＧＮＤ
端子に接続され、第２のコンデンサＣ２の他端が周辺装
置の正電源端子Ｖｐに接続されている。

次に、上記直流電源回路１ｃの作動を説明する。

いま例えばパソコン通信を行おうとすると、Ｒ５−２３
２ＣのＥＲ信号ラインおよび／またはＲＳ信号ラインが
、連続的または一時的に例えば＋１２Ｖζごなる。

すると、インバータＩＣ３のＶＤＯ端子２１から電源電
流が流れ込み、インバータＩＣ３のｖｓｓ端子２２がら
第２のコンデンサＣ２を介して電源電流が流れ出し、こ
れによりインバータｌｃ３が駆動されるため、内蔵する
３個のインバータで構成されるバ・ツファ付き発振＠路
が発振を開始する。そして、他の３個のインバータの出
力端子２３がＶｒＪＤ電圧とｖｓｓ電圧に交互に切り替
わる。

つまり、直流電源回路１ｃは、第６図に示すように、Ｓ
ＧラインとインバータＩＣ３のＶＤＤ端子の間に＋１２
Ｖの直流電源が接続され、また、第１のコンデンサＣＩ
の他端がｖＤＤ端子とｖｓｓ端子に交互にスイッチされ
る＠路と等価である。なお、Ｉ？Ｌは負荷である周辺装
置を表している。

そこで第６図の等価回路を参照して説明すると、仮に第
１のコンデンサＣ１の他端がＶＤＤ端子側にスイッチさ
れていた場合、第１のコンデンサＣ１→第２のダイオー
ドＤ２−第２のコンデンサ０２→ＳＧラインと電流が流
れ、第１のコンデンサＣＩと第２のコンデンサＣ２七が
充電される。ダイオードＤ２の電圧降下を無視できるも
のとすれば、両コンデンサＣＩ、Ｃ２の端子電圧はそれ
ぞれ６ｖとなる。

次に第１のコンデンサＣ１の他端がｖＳＳ端子側にスイ
ッチされると、第１のコンデンサＣ１と箪２のコンデン
サＣ２とが負荷ＲＬに対して並列となり、その電圧Ｖｐ
は、ＧＮＤＩこ対して＋６ｖとなる。

イン／ｆ−ｆＴｃ３は、＋１２Ｖと＋６ｖの差電圧の６
■で駆動されることになる。

か（して、この直流ｉｉｓ回路１ｃによれば、Ｒ５２３
２Ｃの信号ラインから自分自身および周辺装置の電源が
得られるので特別な電源が不要となる。

また、スイッチング方式であるので高効率となる。

また、高周波トランスを用いず汎用ロジックＩＣと汎用
部品で構成できるので、小型　薄型、安価となり、表面
実装化も容易となる。さらに、ＳＧラインとＧＮＤライ
ンとが共通となる回路的利点もある。

なお、インバータＩＣ３に通常のＣＭＯ３を用いた場合
、発振周波数を上げると効率が低下する。これは、周波
数を上げるとＶＤＤ−ＶＳ２間の短絡電流が増えて消費
電流が大きくなるためである。そこで、ＶＤＤ−ＶＳ２
間に短絡電流が流れないような回！８Ｗ成とすれば、周
波数を上げることができ、コンデンサＣＩ、Ｃ２の容量
を小さくできるので、より小型、薄型安価となり、好ま
しい。

また、上記短絡電流の影響とスイッチング方式であるこ
とに起因してヒゲ状のノイズを生じるが、インダクタン
スしによってこのノイズも低減する回路例を第７図に示
す。

また、ダイオードＤＩ、Ｄ２として、電圧降下の小さな
もの例えばシｍ７トキーバリアダイオードを用いると、
より効率を高めることができて好ましい。

さらに、上記実施例では３個のインバータを並列にして
スイッチ回路を構成したが、負荷容量の大小に応じて適
宜１個以上を用いればよい。また、インバータＩＣに限
らず、他のゲートＩＣを用いることもできる。

次に、第８図は、上記実施例の直流電源回路１ｃに、負
電圧Ｖｎを得る直流電源回路１１を付加した直流電源回
路１００を示している。そこで、この付加した直流電源
回路１１について説明する。

第２のインバータ１ｃ１３と抵抗Ｒｅ、Ｒｄ、　コンデ
／すｃｂによって上記と同様のバ・ｙ）１付き発振回路
およびスイッチ回路が構成され、その第２のインバータ
ｒｃ１３には前記ＧＮＤ−Ｖｐが１！源として加えられ
ている。

ＧＮＤラインは第４のコンデンサＣＩ２の他端および第
４のダイオード０１２のカソードに接続され、その第４
のダイオードＤ１２のアノードは第３のコンデンサＣＩ
＋の一端および第３のダイオードＤｌｌのカソードに接
続され、第３のコンデンサＣ１ｌの他端は前記インバー
タＩＣｌ３によるスイッチ回路の出方端子２３に接続さ
れている。

さらに、前記第３のダイオードＤ１１のアノードと前記
第４のコンデンサＣ１２の一端とが接続されて、そこか
ら負可圧Ｖｎが取り出されるようになってぃ作動につい
て説明すると、まず前記インバータ・直Ｃ１３によるス
イッチ回路が■口り側にスイッチされていると、第４の
ダイオード０１２を通じて第３のコンデンサＣ１ｌが充
電される。次に前記インバータ■ＣＩ３によるスイッチ
回路がｖ　ｓｓｍにスイッチされると、第３のダイオー
ドＤｌｌを通じて第３のコンデンサＣ１ｌの両端の電圧
が第４のコンデンサＣ１２に加わると共に、その第４の
コンデンサＣＩ２の両端の電圧がＧＮＤ−Ｖｎに出力さ
れる。この電圧Ｖｎは前記電圧Ｖｐと逆極性であり、Ｖ
ｐが例えば＋６ｖならば、Ｖｎは一６ｖとなる（１！Ａ
失が無いとした場合）。

従って、この直流電源回路１００によれば、正負の電圧
を要する周辺機器にも好適に対応できることとなる。

［発明の効果］ この発明の直流電源回路によれば、スイッチフグ方式で
あるから高効率となる。さらに、高周波トランスを用い
ず汎用口′）ｙりＩＣと汎用部品とで構成できるので、
小型、薄型、安価となり、表面実装化も容易となる。ま
た、他の増幅回路、論理回路と一体化して、ＬＳＩ化も
可能な特徴を有する。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明の一実施例の直流電源回路の原理を示
す回路図、第２図はコンプリメンタリ型のＭＯＳ・ＩＣ
の要部回路図、第３図のこの発明の一実施例の直流電源
回路の具体例を示す回路図、第４図のこの発明の一実施
例の直流電源回路の他の具体例を示す回路図、第５図は
この発明の他の実施例の回路図、第６図は第５図の直流
電源回路の作動説明のための等価回路図、第７図は他の
実施例の第６図相当図、第８図はさらに他の実施例の回
路図である。 （符号の説明） １、Ｉａ、ｌｂ、ｌｃ、１１，１０（１・・直流電源回
路２・・・切替回路　　　３・・・ＣＭＯＳインバータ
ＩＣＣｌ、Ｃ２，Ｃ１１，Ｃ１２・・・コンデンサＤＩ
、０２．０＋１．Ｄ１２・・・ダイオード。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、コンプリメンタリ型のＭＯＳ・ＩＣを用いて発振回
   路とスイッチ回路とを構成すると共に第１の電源端子と
   第２の電源端子と出力端子とを有する切替回路を備え、
   前記第１の電源端子を入力直流電源の一端に接続し、前
   記出力端子を第１のコンデンサと第１のダイオードの直
   列回路を介して第２のコンデンサの一端に接続し、前記
   第２の電源端子を第２のダイオードを介して前記第１の
   コンデンサと第１のダイオードの間に接続すると共に第
   ２のコンデンサの他端に接続し、前記第２のコンデンサ
   の一端または他端を前記入力直流電源の他端に接続し、
   前記第２のコンデンサの両端から出力直流電源を取り出
   すことを特徴とする直流電源回路。 ２、切替回路を、入力直流電源の電圧と出力直流電源の
   電圧の差電圧で動作するように構成したことを特徴とす
   る請求項１の直流電源回路。