JPH02171015A

JPH02171015A - ０またはπ位相シフトのマイクロ波位相シフタ

Info

Publication number: JPH02171015A
Application number: JP1280022A
Authority: JP
Inventors: Michel-Claude Baril; ミッシェル―クロード　バリ; Dominique Rimbert; ドミニク　ランベール
Original assignee: Thomson CSF SA
Current assignee: Thales SA
Priority date: 1988-10-28
Filing date: 1989-10-30
Publication date: 1990-07-02
Also published as: FR2638586B1; US5006823A; DE68911860T2; DE68911860D1; EP0367657A1; EP0367657B1; FR2638586A1

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】（産業上の利用分野）本発明は、制御信号に対応したほぼ零またはほぼπの位
相シフトを発生することができるマイクロ波位相シフタ
に関する。

（従来の技術）０／π位相シフタは例えば０／π位相の符号化による変
調装置または電子走査方式レーダアンテナの各モジュー
ルに使用されている定量化電子位相シフタに使用されて
いることが知られている。

走査方式のアンテナに対する位相変調器として、または
電子位相シフタのエレメンタリピット（ｅｌｅｍａｎｔ
ａｒｙ　ｂｉｔ）としてＯ／　π位相シフタを作ること
ができる装置のいくつかの種類には資料が出されている
。これらには次のものがある。

−通常はオープン（ｏｐｅｎ’）の伝送線路の先端に置
かれたビンダイオード（ＰＩＮ　ｄｉｏｄｅ）を使用し
た位相シフタ。ピンダイオードには位相シフト変化がπ
に等しくなるようにこの伝送線路を短絡する役目がある
。この位相シフタには先端にサーキュレータを、どちら
かというと大きなサーキュレータを使用する必要がある
。更に、このタイプの位相シフタには、特にバンド幅に
悪い影響を与えるダイオードの漂遊キャパシタンスによ
る限界動作特性がある。

−３ｄＢハイブリツド結合器の出力アーム（ａｒｍ）の
端にある２つのピンダイオードを使用した位相シフタ。

このハイブリッド結合器自体も、また大きすぎるのでこ
の装置には前述と同じ欠点がある。

一伝送線路を負荷とするビンダイオードの組み合わせを
用い位相シフトの少ないセル（ｃｅｌｌ）を縦続に取り
付けた干渉性位相シフタ。これらはダイオードの状態を
変えることにより高域フィルタのタイプから低域フィル
タのタイプに交互に切り替える装置である。このタイプ
の位相シフタは広帯域モードで動作することが必要なら
非常に大型となるが、これはそのバンド幅がセルの数の
増加のみに関連し増加するためである。

−Ｔ接続器の中に置かれた２組のビンダイオードが電波
をシステムの一方のチャネルに入るようにしてあり、ヂ
ャネル内の長さの違いが動作周波数において半波長に等
しい線路切り替え位相シフタ。このタイプのシフタは大
型となりバンド幅が制限される欠点もある。

一文献ＦＲ−Ａ−２．３７９．１９６に記載されている
、例えばマイクロストリップ（ｍ　１ｃｒｏｓ　ｔｒ　
ｉ　ｐ）タイプの伝送線路が動作と反対の状態である２
つのピンダイオードによりスロットライン（ｓｌｏｔ　
１ｉｎｅ）に結合されている反転型位相シフタ。ダイオ
ードの状態により、差がπに本質的に等しい位相のスロ
ットラインが励起される。この装置はバンド幅の値にし
て搬送周波数の約３０％が制限される欠点がある。

しかし、それは集積回路で作ることは実際上できないし
、かなり大型になる。

（発明の要約）本発明はこれらの欠点を解決しようとするものである。

この意味により、本発明は入力マイクロ波がゲートに加
えられ、出力マイクロ波が電界効果トランジスタのドレ
ーンまたはソースで取り出される電界効果トランジスタ
を少なくとも１つ含む０／π位相シフタに関する。この
位相ジッタを応用するためソースとドレーンの間に低周
波切り替え器が備え付けられ、必要な位相シフト（零か
πのいずれか）の値に対応した極性の異なるある定まっ
た値の直流バイアス電圧が加わる。

都合のよいことに、電界効果トランジスタのソースとド
レーンは、電界効果トランジスタと同じ直流電圧で動作
できる低周波切り替えトランジスタを通してそれぞれ供
給される。

（実施例）第１図で、参照記号１はガリウム砒素電界効果トランジ
スタ（すなわちＦＥＴ）を示す。このＦＥＴは電子の移
動度が正孔の移動度より大きいＮタイプのものを選ぶほ
うがよい。更に、それは実際には対称になるように選ぶ
ほうが有利である。

このようなＦ　Ｅ　’Ｉ”　ｌ〜ランジスタはソースと
ドレーンの間が示す対称性により、これら２つの電極に
加えられた電圧が反対になったとき、初めドレーンであ
る電極２がソースとなり、初めソースである電極３がド
レーンとなり構造か反転する性質を有している。更に、
Ｉ”　Ｅ　Ｔ　１がマイクロ波の増幅器として取り付け
られているなら、電極の１つ、この場合は電極２に設置
されたマイクロ波出力端子５の信号は、前記バイアスの
開極性を変える。

これは入力マイクロ波信号が６でＦ’　Ｅ　Ｔ　１のゲ
ート４に加えられることにより５で出力信号の位相シフ
トがπに等しくなる。

第１図の基本的な回路において、グリッド４の貝の直流
バイアスは、チョーク８と減結合コンデンサ９からなる
マイクロ波フィルタを通して端子７に加えられる。電極
２はチョーク１１と減結合コンデンサ６２からなる他の
マイクロ波フィルタを通して端子１０でバイアスを受け
る。電極３は、それ自体がコンデンサ１４により減結合
される直流バイアス抵抗１３を通して端子１２でバイア
スを受ける。

前述の場合と同じく、このバイアスはバイアスコンデン
サ１５とチョーク１６からなるフィルタを通して加えら
れる。更に、負荷回路の負荷インピーダンスは１７に示
しである。

本発明により、両極性インバータ１８により略図的に示
される切り替え装置は、このインバータの位置により端
子１０に直流電圧＋Ｖを供給し、端子１２にアースを与
えることができ、またはその逆に、端子１０にアースを
与え、端子１２に直流電圧子Ｖを与えることができる。

Ｆ　Ｅ　Ｔは対称なの°Ｃ、ソースとドレーンの間のバ
イアスのこの反転によりこのトランジスタのチャネルを
形成する半導体内の電流方向が反対になるが、これは前
述のように、出力５において取り出されるマイクロ波信
号の位相がπだけシフトされるからである。その結果、
この回路はマイクロ波切り替え装置を使用しなくても、
低周波切り替え装置である簡単な直流電圧切り替え装置
を用いて０／πの位相シフトを与える。

第１図の基本回路を達成するより実際的な方法を例とし
て、第２図に示しである。

この図は電極３、ゲート４、他の電極２を有するＦＥＴ
を示している。

ゲート４は前述の端子７から直流バイアスな供給されて
おり、それはチョークおよび減結合コンデンサにより構
成される標準的なゲートバイアス回路１９を通る（図示
していない）。

マイクロ波信号は前述の入力端子７と入力整合回路２０
を通り、ゲート４に供給されるが、この入力整合回路は
結合コンデンサ２１、バイアス回路１９の出力２３とア
ースの間に接続された並列の誘導性素子２２、直流電流
に対する阻止用コンデンサ５、ポイント２３と４の間に
接続された直列の誘導性素子２４から構成される。

更に、並列の振幅補償回路２６をゲート４に取り付ける
ことができる利点がある。この回路２６は減結合コンデ
ンサ２８に直列な抵抗２７から構成される。その目的は
、お互いに接近した状態にある双方の位相シフタに利得
または損失を与え、位相シフタの入力定在波比（ＳＷＲ
）を改善することである。

コンデンサ３０と直列の抵抗３１から構成される直列愈
帰還回路２９は電ＦＭ２とゲート４の間に挿入される。

その日０勺は、コンデンサを１ピコフアラドのオーダー
にすることにより、ＦＥＴを安定にさせ、２つの状態の
間の位相差を少なくともＳバンドの１オクターブの周波
数帯において一定にすることにある。この直列負帰還に
より、更に位相シフタの利得または損失を両方の状態が
近くなるようにすることができ、入力定在波比を改善で
きる。

更に、位相補償回路３２には電極３とアースの間に並列
に接続されるコンデンサ３３、出力整合回路３６と同様
に減結合コンデンサ３５があり、電極２に対し並列なチ
ョーク３４から構成される。この回路３６には、直列に
接続された２つのチ二１−り３７゜３８、コンデンサ４
０によりアースに対し減結合されている結合点９があり
、それは接続用のコンデンサ４１を含み、出力マイクロ
波信号は前記端子５で取り出される。

前記切り替え装置はドレーン２に対しては＋Ｖボルトの
バイアスであり、ソース３に対しては０ボルトのバイア
スをｊｊえるか、または反対にソース３に対してはこの
同じ電圧＋Ｖボルトのパイアスであり、ドレーン２に対
しては０ポル１−のバイアスを与えることかできるが、
この装置は４つが同じで比較的低周波の切り替え用ＮＰ
Ｎトランジスタ４２．４３．４４．４５から構成され、
このトランジスタはチョークとそれぞれ４６．４７．４
８．４９のマイクロ波減結合用コンデンサによりそれぞ
れ電極２．３にバイアスされる。

２つのトランジスタ４３．４２にはそれぞれコレクタが
あり、これらのコレクタは例えば５〜６ボルトのオーダ
ーであり、その結果ＦＥＴ１用の４５にり替え用トラン
ジスタ４２を供給できる直流供給電圧＋Ｖに接続される
。それらのエミッタは、前記マイクロ波フィルタ４６．
４７．４８．４９により電極２．３にそれぞれ接続され
ている。

ベース電３５０．５１のそれぞれに対し図示していない
が（例えば、２つに分割する装置として働く無安定回路
の２つの出力から構成される）、標準的な論理切り替え
装置により、それぞれのベース５０、５１に反対に、す
な、わちＯボルトが電極５１に加えられた時は＋Ｖ雷電
圧同時に電極５０に加えられ、およびその逆になるよう
にＯボルトまたは＋Ｖボルトの制御直流電圧が加えられ
る。

トランジスタ４４にはアースに接続されるエミッタがあ
り、一方そのコレクタはトランジスタ４３のエミッタに
接続されている。そのベースには、トランジスタ４２の
ベース５１と同じ０ボルトまたはＶボルトの制御電圧が
供給されている。同様にトランジスタ４５にはアースに
接続されたエミッタがあり、一方、そのコレクタはトラ
ンジスタ４２のエミッタに接続されており、そのベース
はトランジスタ４３のベース５０と同じく制御電圧＋Ｖ
ボルトまたは０ボルトが５３に供給される。

この回路は次のように動作する。

第１に、一方では端子５１．５２に、他方では端子５０
、５３に加えられる直流制御電圧が第２図に示すように
、それぞれ＋Ｖボルトと０ボルトに等しいと仮定する。

それにより、トランジスタ４３．５０がオフ（ＯＦＦ）
の間、トランジスタ４２と４４が飽和する。ＦＥＴＩの
電極２には、ソース３が実際にアースに接続されている
間、電圧＋Ｖボルトが加えられる。６に加えられるマイ
クロ波信号は通常は１に等しいトランジスタ１の利得に
より５で通常の大きさで受は取られる。もし、制御電圧
が反転するなら、一方では端子５１．５２で、他方では
、５０、５３での電圧は、それぞれ０ボルトと＋Ｖボル
トにそれぞれ等しい。その後、トランジスタ４２と４５
がオフの間、トランジスタ４３と４５が飽和する。

このとき、電極２が実際にアースに接続されている間、
直流電源電圧に加えられるのは電′ｊＩ！８３である。

前に説明したとおり、５に現れる出力マイクロ波信号は
前の出力信号に対し、位相がπだけシフトされるのでＦ
　Ｅ　’ｒ　１は反転される。

第２図の回路で得られた前述の位相シフトが純粋に理論
的であることはもちろんである。なぜならば、使用して
いるＦＥＴは完全に対称であり、素子の漂遊効果は完全
に補償され、それは使用数に常に依存するとは限らない
と仮定されるからである。

できるだけ対称に選んだＦＥＴのみを用いると、２つの
状態の間の位相の違いは比較的低い周波数に対しく１ギ
ガヘルツより低い）１８０度に非常に近くなるが（挿入
位相は位相シフト０の状態に対しては０度に近く、位相
シフトπの状態に対しては１８０度に近い）、この違い
は周波数が高くなるにつれて小さくなり、ＦＥＴのユニ
ットゲート（ｕｎｉｔ　ｇａｔｅ）の領域が大きくなる
につれてより早くなることが試験により示されている。

これはＦＥＴの漂遊効果が周波数およびユニットゲート
の領域と共に増大するからである。

位相補償回路３２は漂遊効果を減らすのに有効である。

第２図の回路はＦＥＴと、４５に対する切り替えトラン
ジスタ４３が一つの同じ供給電源を用いており、マイク
ロ波切り替え素子を含まない場合の簡単な装置である。

それにより、Ｓバンドの周波数帯の約３０％について、
１８０度±２度の差の位相を得ることができる。

既知の位相シフタ、および新しいタイプの回路では発生
しないように、損失は両方の状態に対し零になるように
抽出されることが適当である。これは、実際には増幅回
路であるこの回路が丁度１に等しいような利得を得るよ
うにＦＥＴが選ばれるならば、位相シフタの損失はＯま
たはπの２つの状態のいずれに対しても零となるからで
ある。

本発明は今まで述べられている典型的な実施態様に制限
されないことはいうまでもない。他の補償回路は第２図
の装置がすでに取り付けられているものに付加できる。

例えば、並列に動作する数個のＦＥＴから構成される回
路が使用される。ＦＦ、　Ｔは完全に対称にはできない
のでそれに応じた回路が採用される。Ｆ　１？、Ｔの電
ｔｉｐ　２で取り出すかわり、マイクロ波出力は電極３
で取り出すこともできる。単一陽極の端子とアースの間
に加えられる供給電源（＋Ｖ、Ｏ）の代わりに、第１項
が正の端子で第２項が負の端子からなる供給電源（＋Ｖ
、−Ｖ）が使われる。電界効果トランジスタを作ってい
る物質は、ガリウム砒素以外とすることができ、そのド
ーピング（ｄｏｐｉｎｇ）はＮタイプの代わりにＰタイ
プ等とすることができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は０／πマイクロ波位相シフタの概略図であり、第２図は同じマイクロ波位相シフタのより詳細な電子回
路である。１・・・ガリウム砒素電界効果トランジスタ、２．３・
・・電極、　　　　４・・・ゲート、５・・・マイクロ
波出力端子、７・・・端子、　　　　　　８・・・チョーク、９・・
・減結合コンデンサ、１０・・・端子、　　　　　　　１１・・・チョーク、
１２・・・端子、　　　　　　１４・・・コンデンサ、
１５・・・バイアスコンデンサ、１Ｇ・・・チョーク、１７・・・負荷インピーダンス、１８・・・両極性インバータ、２０・・・入力整合回路
、２１・・・結合コンデンサ、　２２・・・並列銹導性
索子、２３・・・バイアス回路の出力、２４・・・誘導性素子、２５・・・直流阻止用コンデンサ、２６・・・並列振幅補償回路、２７・・・抵抗、２８・
・・減結合コンデンサ、２９・・・直列負帰還回路、３
０・・・コンデンサ、　　　３１・・・抵抗、３２・・
・位相補償回路、　　３３・・・コンデンサ、３４・・
・チョーク、　　　　３５・・・減結合コンデンサ、３
６・・・出力整゛合回路、　　３７．３８・・・チョー
ク、：）９・・・結合点、　　　　　４１・・・接続用
コンデンサ、４２．４３，４４．４５・・・切り替え用
ＮＰＮトランジスタ、４６・・・チョーク、　　　　　
４７・・・コンデンサ、４８・・・チョーク、　　　　
　４９・・・コンデンサ、５０、５１・・・ベース電極
、　５２．５３・・・端子、６２・・・減結合コンデン
サ。

Claims

【特許請求の範囲】

（１）制御信号に対応して、ほぼ零の位相シフトまたは
ほぼπに等しい位相シフトを発生し、入力マイクロ波が
加えられるゲートに対し、少なくとも１つの電界効果ト
ランジスタと、このトランジスタのドレーンまたはソー
スで取り出される出力マイクロ波と、それを使用するた
め２つの電極、すなわち必要とする位相シフト（零かπ
のいずれか）の値に対して極性が異なるだけで予め定め
られた値の直流バイアスのこのトランジスタのソース電
極とドレーン電極の間にある低周波切り替え装置を有す
るマイクロ波位相シフタ。
（２）電解効果トランジスタと同じ直流電圧で動作する
ことができる低周波切り替えトランジスタを備えた電子
スイッチにより電界効果トランジスタのソースとドレー
ンがそれぞれ供給される請求項１記載のマイクロ波位相
シフタ。
（３）電界効果トランジスタが対称のタイプになるよう
に選ばれた請求項１記載のマイクロ波位相シフタ。
（４）電界効果トランジスタがカリウム砒素トランジス
タである請求項１記載のマイクロ波位相シフタ。
（５）電界効果トランジスタがＮタイプのものである請
求項１記載のマイクロ波位相シフタ。
（６）電界効果トランジスタの出力電極に対し直列に配
置されたチョークとこの電極とアース間に接続されたコ
ンデンサの回路と、この電界効果トランジスタの他の電
極に減結合コンデンサを有した位相補償回路を有する請
求項１記載のマイクロ波位相シフタ。
（７）電界効果トランジスタの出力電極とそのゲートの
間に負帰還回路を含む請求項１記載のマイクロ波位相シ
フタ。
（８）電界効果トランジスタのゲートに並列に配置され
た振幅補償回路を有する請求項１記載のマイクロ波位相
シフタ。