JPH02149023A - 受信装置 - Google Patents
受信装置Info
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- JPH02149023A JPH02149023A JP63302682A JP30268288A JPH02149023A JP H02149023 A JPH02149023 A JP H02149023A JP 63302682 A JP63302682 A JP 63302682A JP 30268288 A JP30268288 A JP 30268288A JP H02149023 A JPH02149023 A JP H02149023A
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- Radio Transmission System (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
[発明の目的]
(産業上の利用分野)
この発明はマルチパス・フェージング等の複雑な伝送路
特性を持つ伝送路を介してディジタルデータの送受信を
行う時に用いる受信装置に関する。
特性を持つ伝送路を介してディジタルデータの送受信を
行う時に用いる受信装置に関する。
(従来の技術)
近年のディジタル移動通信に対する社会的要求は拡大の
一途をたどっており、より効果的で、なおかつ高性能な
ディジタル移動通信システムの実現が待ち望まれている
。そこで用いられる変復調伝送方式として極めて効率の
良い伝送方式が必要とされている。変調方式としては、
定包絡線で周波数利用効率の良い変調方式としてGMS
K等の方式が検討されている。一方、受信方式としては
、対SN特性の良好な最尤復号方式が近年検討され始め
た。
一途をたどっており、より効果的で、なおかつ高性能な
ディジタル移動通信システムの実現が待ち望まれている
。そこで用いられる変復調伝送方式として極めて効率の
良い伝送方式が必要とされている。変調方式としては、
定包絡線で周波数利用効率の良い変調方式としてGMS
K等の方式が検討されている。一方、受信方式としては
、対SN特性の良好な最尤復号方式が近年検討され始め
た。
ところで、移動通信川伝送路ではマルチパス・フェージ
ングに起因する伝送路歪みが生じ、そのままでは良好な
通信品質は得られない。すなわち、マルチパスの影響で
、振幅歪みがレイリー分布に従ってランダムに変動する
ようなフェージング(レイリーフェージング)を生じた
り、また、周波数特性に大きな歪み(周波数選択性フェ
ージング)を生じたりするために送信信号に大きな歪み
や乱れを生じ、誤り率の大幅な劣化となって現れる。一
般にレイリーフェージング伝送路での良好な通信品質の
確保にはダイバーシチ技術や周波数ホッピングとインタ
ーリーブと誤り訂正符号の組合わせが有効とされ、また
周波数選択性フェージングに対する対抗措置としては、
マルチパス等化技術が有効とされている。特に近年の通
信並びにディジタル信号処理技術の進歩の結果として、
ヴィタビアルゴリズムを用いた最尤復号・等化方式(通
称ヴイタビイコライザ)の適用が有効とされている。
ングに起因する伝送路歪みが生じ、そのままでは良好な
通信品質は得られない。すなわち、マルチパスの影響で
、振幅歪みがレイリー分布に従ってランダムに変動する
ようなフェージング(レイリーフェージング)を生じた
り、また、周波数特性に大きな歪み(周波数選択性フェ
ージング)を生じたりするために送信信号に大きな歪み
や乱れを生じ、誤り率の大幅な劣化となって現れる。一
般にレイリーフェージング伝送路での良好な通信品質の
確保にはダイバーシチ技術や周波数ホッピングとインタ
ーリーブと誤り訂正符号の組合わせが有効とされ、また
周波数選択性フェージングに対する対抗措置としては、
マルチパス等化技術が有効とされている。特に近年の通
信並びにディジタル信号処理技術の進歩の結果として、
ヴィタビアルゴリズムを用いた最尤復号・等化方式(通
称ヴイタビイコライザ)の適用が有効とされている。
ところで、以上のように実際の伝送路をレイリーフェー
ジング伝送路あるいは周波数選択性フェージング伝送路
というようにfll−のモデルで表した場合には、上記
した各施策を行うことが有効であるが、実際の移動通信
用伝送路はより複雑に変動するものであり、上記の施策
を単独で用いたのでは充分ではなく、それ笠を複合して
用いることが要求されている。
ジング伝送路あるいは周波数選択性フェージング伝送路
というようにfll−のモデルで表した場合には、上記
した各施策を行うことが有効であるが、実際の移動通信
用伝送路はより複雑に変動するものであり、上記の施策
を単独で用いたのでは充分ではなく、それ笠を複合して
用いることが要求されている。
実際の移動通信用伝送路ではレイリーフェージングと周
波数選択性フェージングが混合したものとなっている。
波数選択性フェージングが混合したものとなっている。
そこでは、(1)マルチパス等化とダイバーシチの組合
わせ、(2)マルチパス等化と周波数ホッピングとイン
ターリーブと誤り訂正符号の組合わせ、等が検討されて
いる。
わせ、(2)マルチパス等化と周波数ホッピングとイン
ターリーブと誤り訂正符号の組合わせ、等が検討されて
いる。
ところが、上記した(1)、(2)のような技術には以
下のような欠点があった。すなわち、(2)において用
いる周波数ホッピングとインターリーブの組合わせでは
フェージングによって電界強度が低下した時に生ずる伝
送誤りを軽減する手段はなく、ただ単に誤りをランダマ
イズしているだけで、根本的なフェージングによる誤り
の低減のための施策にはなっていない。したがって、こ
の方式と、その根本的な誤りを低減させる作用の有るダ
イバーシチ技術と比較するとダイバーシチ技術が勝って
いることになる。さらに、その誤りを軽減するためには
誤り訂正符号の付加が必要不可欠であるが、一般に、誤
り訂正符号は周波数帯域を拡大するために、電波通信の
ような帯域制限型の伝送路での適用はあまり望ましくな
い。さらに、周波数ホッピングは充分に広い周波数帯域
にわたって成されなくはならないために、この方式を用
いる移動通信システムはかなり大規模なものに限られて
しまう。
下のような欠点があった。すなわち、(2)において用
いる周波数ホッピングとインターリーブの組合わせでは
フェージングによって電界強度が低下した時に生ずる伝
送誤りを軽減する手段はなく、ただ単に誤りをランダマ
イズしているだけで、根本的なフェージングによる誤り
の低減のための施策にはなっていない。したがって、こ
の方式と、その根本的な誤りを低減させる作用の有るダ
イバーシチ技術と比較するとダイバーシチ技術が勝って
いることになる。さらに、その誤りを軽減するためには
誤り訂正符号の付加が必要不可欠であるが、一般に、誤
り訂正符号は周波数帯域を拡大するために、電波通信の
ような帯域制限型の伝送路での適用はあまり望ましくな
い。さらに、周波数ホッピングは充分に広い周波数帯域
にわたって成されなくはならないために、この方式を用
いる移動通信システムはかなり大規模なものに限られて
しまう。
一方、(1)の技術はレイリーフェージングに対しても
、また周波数選択性フェージングに対しても極めて有効
に作用する。
、また周波数選択性フェージングに対しても極めて有効
に作用する。
第6図は、ダイバーシチとマルチパス等化を組合わせた
送受信システムを示すものである。
送受信システムを示すものである。
送信部1はアンテナ3を有しており、ダイバーシチ装置
5、等化装置7、アンテナ11.13がら受信装置9が
構成される。
5、等化装置7、アンテナ11.13がら受信装置9が
構成される。
ダイバーシチ装置5として第7図に示すような最大比合
成方式を用いることもできる。
成方式を用いることもできる。
このダイバーシチ装置5は複素乗算部15.17および
加算合成部19からなる。
加算合成部19からなる。
複索乗算部15.17はアンテナ11.13によって受
信された受信信号にそれぞれの信号電力強度で決まる複
素数(直を乗算する。加算合成部19は、複素乗算部1
5.17の出力信号を合成する。
信された受信信号にそれぞれの信号電力強度で決まる複
素数(直を乗算する。加算合成部19は、複素乗算部1
5.17の出力信号を合成する。
最大比合成方式では、複数の伝送路を通ってきた(複数
のアンテナで受信された)信号を最適に合成するため、
全ての信号成分が有効に用いられる。したがって、一般
に最大比合成方式(自乗合成法)がSN比を最大にする
ため(奥村&進士監修、移動通信の基礎、電子通信情報
学会、桑原監修、ディジタルマイクロ波通信、(株)企
画センター参照)少なくともマルチパス遅延のくない単
純なレイリーフェージング伝送路では、最も優れた特性
を示すダイバーシチ方式であると言われている。
のアンテナで受信された)信号を最適に合成するため、
全ての信号成分が有効に用いられる。したがって、一般
に最大比合成方式(自乗合成法)がSN比を最大にする
ため(奥村&進士監修、移動通信の基礎、電子通信情報
学会、桑原監修、ディジタルマイクロ波通信、(株)企
画センター参照)少なくともマルチパス遅延のくない単
純なレイリーフェージング伝送路では、最も優れた特性
を示すダイバーシチ方式であると言われている。
また、等化装置として第8図に示されるようなヴイタビ
イコライザを用いることもある。
イコライザを用いることもある。
ヴイタビイコライザは、マルチパス検出部21、参照信
号発生部23、畳込み積分部25、ブランチメトリック
算出部27、ヴィタビアルゴリズム演算部29からなる
。
号発生部23、畳込み積分部25、ブランチメトリック
算出部27、ヴィタビアルゴリズム演算部29からなる
。
ヴイタビイコライザにおいては、直接波ばかりでなく、
反射波や遅延波等のあらゆる信号成分を全て有効に利用
するためには線形等化部やデシジョンフィードバックイ
コライザ等に比べ最も有効な方式であると言われている
( 1PEE、Proc、000M87.21.7
PERPORMANCE OF A CELLU
LAI? SYSTEM lN5EVERE TI
ME DISPFR8ION参照)すなワチ、一般にデ
シジョンフィードバックイコライザが受信信号から、遅
延波をキャンセルしようとする考え方に基づいた等化方
式であるのに対し、最尤復号・等化方式は遅延波を伴う
受信波を、あたかも符号量干渉を伴った信号か畳込み符
号化された信号であるかの如く取扱い、その遅延波を含
め尤度最大となるような受信を行おうとするもので、受
信波に含まれる遅延波・干渉波を全て最適合成したよう
な効果を持つ。したがって、特に2波レイリーモデルで
記述されるような伝送路では遅延波の存在は受信性能を
上げる方向で働く。
反射波や遅延波等のあらゆる信号成分を全て有効に利用
するためには線形等化部やデシジョンフィードバックイ
コライザ等に比べ最も有効な方式であると言われている
( 1PEE、Proc、000M87.21.7
PERPORMANCE OF A CELLU
LAI? SYSTEM lN5EVERE TI
ME DISPFR8ION参照)すなワチ、一般にデ
シジョンフィードバックイコライザが受信信号から、遅
延波をキャンセルしようとする考え方に基づいた等化方
式であるのに対し、最尤復号・等化方式は遅延波を伴う
受信波を、あたかも符号量干渉を伴った信号か畳込み符
号化された信号であるかの如く取扱い、その遅延波を含
め尤度最大となるような受信を行おうとするもので、受
信波に含まれる遅延波・干渉波を全て最適合成したよう
な効果を持つ。したがって、特に2波レイリーモデルで
記述されるような伝送路では遅延波の存在は受信性能を
上げる方向で働く。
第9図は、ダイバーシチ装置として最大比合成方式を用
い、等価装置に最尤復号・等化部8を用いた送受信シス
テムを示す。ところが、第9図に示すような、各々最適
とおもわれるダイバーシチと等化技術を組み合せた受信
器が実は、最適なものとは゛ならない。以下それを説明
する。
い、等価装置に最尤復号・等化部8を用いた送受信シス
テムを示す。ところが、第9図に示すような、各々最適
とおもわれるダイバーシチと等化技術を組み合せた受信
器が実は、最適なものとは゛ならない。以下それを説明
する。
今、このような受信装置で、大きな遅延を伴った遅延波
(反射波)が入力信号に混ざっていた場合を考える。
(反射波)が入力信号に混ざっていた場合を考える。
この時、複数の受信信号各々の遅延波と直接波の合成ヴ
エクトルそれぞれが同相になり、なおかつ最大比で合成
されるが、直接波と遅延波の位相関係が複数の受信信号
各々独立に決まっているため、直接波に閃しても、また
遅延波に関しても最適合成されていない。(第10図、
第11図参照)特にスペースダイバーシチで、複数のア
ンテナが極端に離れていない場合(マイクロスコビック
ダイバーシチ)、複数の伝送路の遅延プロファイルの絶
対値の平均は大体同じである。特にこのような場合、た
とえ直接波どうしが同相で最大比合成されたとしても、
直接波とそれぞれ全く独立な位相で直接波に重畳されて
入力する遅延波どうしはそれぞれ全く独立な位相で合成
されるため、遅延波に関しては合成されることによる利
得は全く得られない。
エクトルそれぞれが同相になり、なおかつ最大比で合成
されるが、直接波と遅延波の位相関係が複数の受信信号
各々独立に決まっているため、直接波に閃しても、また
遅延波に関しても最適合成されていない。(第10図、
第11図参照)特にスペースダイバーシチで、複数のア
ンテナが極端に離れていない場合(マイクロスコビック
ダイバーシチ)、複数の伝送路の遅延プロファイルの絶
対値の平均は大体同じである。特にこのような場合、た
とえ直接波どうしが同相で最大比合成されたとしても、
直接波とそれぞれ全く独立な位相で直接波に重畳されて
入力する遅延波どうしはそれぞれ全く独立な位相で合成
されるため、遅延波に関しては合成されることによる利
得は全く得られない。
すなわち、第9図に示すような最大比合成した後に最尤
復号・等化を行う従来の受信装置では、本来有効に活用
されるべき遅延波成分が場合によってはダイバーシナ合
成時に互いに打消しあってしまい全く活用されない。複
数の受信信号各々の各々の遅延を伴った成分がそれぞれ
最適でなく合成されたのち最尤復号・等化を行っても、
最適な受信方式となり得ない。
復号・等化を行う従来の受信装置では、本来有効に活用
されるべき遅延波成分が場合によってはダイバーシナ合
成時に互いに打消しあってしまい全く活用されない。複
数の受信信号各々の各々の遅延を伴った成分がそれぞれ
最適でなく合成されたのち最尤復号・等化を行っても、
最適な受信方式となり得ない。
(発明が解決しようとする課題)
このように従来の受信装置では、受信された信号を有効
に活用していないため、良好な伝送品質が得られなかっ
たという問題があった。
に活用していないため、良好な伝送品質が得られなかっ
たという問題があった。
本発明はこのような問題に鑑みてなされたもので、その
目的とするところは、伝送品質の良好な受信装置を提供
することにある。
目的とするところは、伝送品質の良好な受信装置を提供
することにある。
[発明の構成〕
(課題を解決するための手段)
前記目的を達成するために本発明の受信装置は、相互に
その特性が異なる伝送路を介して同一の送信データが伝
送されることで得られる複数の受信信号をもとに送信デ
ータを推定する受信装置において、複数の受信信号につ
いてそれぞれ独立にすべての状態間遷移に対応したブラ
ンチメトリックを算出するブランチメトリック算出手段
と、前記ブランチメトリック算出手段により同じ状態間
遷移に対応する異なった受信信号に基づいて算出された
複数のブランチメトリックを合成する合成手段と、ヴィ
タビアルゴリズムに基づいて前記合成ブランチメトリッ
クから最尤系列推定を行うヴィタビアルゴリズム演算手
段と、を具備することを特徴とする。
その特性が異なる伝送路を介して同一の送信データが伝
送されることで得られる複数の受信信号をもとに送信デ
ータを推定する受信装置において、複数の受信信号につ
いてそれぞれ独立にすべての状態間遷移に対応したブラ
ンチメトリックを算出するブランチメトリック算出手段
と、前記ブランチメトリック算出手段により同じ状態間
遷移に対応する異なった受信信号に基づいて算出された
複数のブランチメトリックを合成する合成手段と、ヴィ
タビアルゴリズムに基づいて前記合成ブランチメトリッ
クから最尤系列推定を行うヴィタビアルゴリズム演算手
段と、を具備することを特徴とする。
(作用)
ブランチメトリックはある短いタイムスロット内で、そ
のブランチメトリックに対応する信号状態間の遷移が生
ずる確率である。すなわち、ブランチメトリック演算は
物理量である入力信号の確率を表す非負のスカラーの抽
象的な値に変換するeL算である。この確率量は個々の
受信信号に含まれる直接波ばかりでなく、大きな遅延時
間を伴った遅延波の影響をも含めて個々の受信信号の個
々のとり得る状態間の遷移に対して得られたものである
。ここでいう確率量とは送信側で送信したデータに対応
する遷移の確率を示す量であって、伝送路にかかわらず
、送信データに直接かかわる量である。さらに、複数の
受信信号は同じ送信信号に基づいて作られたものであり
、したがって、一つの受信信号のある時刻の特定の遷移
と他の受信信号の同一の遷移とは同じものであり、合成
手段によりその確率を合成することができる。
のブランチメトリックに対応する信号状態間の遷移が生
ずる確率である。すなわち、ブランチメトリック演算は
物理量である入力信号の確率を表す非負のスカラーの抽
象的な値に変換するeL算である。この確率量は個々の
受信信号に含まれる直接波ばかりでなく、大きな遅延時
間を伴った遅延波の影響をも含めて個々の受信信号の個
々のとり得る状態間の遷移に対して得られたものである
。ここでいう確率量とは送信側で送信したデータに対応
する遷移の確率を示す量であって、伝送路にかかわらず
、送信データに直接かかわる量である。さらに、複数の
受信信号は同じ送信信号に基づいて作られたものであり
、したがって、一つの受信信号のある時刻の特定の遷移
と他の受信信号の同一の遷移とは同じものであり、合成
手段によりその確率を合成することができる。
ブランチメトリック算出手段により、ブランチメトリッ
クを独立に計算することで、受信された各々の信号につ
いての、直接波、遅延波を有効に利用した上でのメトリ
ックが算出される。ブランチメトリックをそれぞれの受
信信号で独立に計算した後、合成手段により、それぞれ
の受信波に対する合成ブランチメトリックを計算し、そ
れ等をヴィタビアルゴリズムへC8演算によって、パス
メトリックという形に合成し、最大(信号間ユークリッ
ド距離の自乗をブランチメトリックとした場合は最少)
のものを選べば複数の受信信号全てを考慮した上での最
尤判定が成される。したかって本発明では、ブランチメ
トリックは入力信号の確率を示す非負のスカラー量であ
るので、合成手段によりブランチメトリックが合成され
ても、それらが互いに打ち消しあうということはない。
クを独立に計算することで、受信された各々の信号につ
いての、直接波、遅延波を有効に利用した上でのメトリ
ックが算出される。ブランチメトリックをそれぞれの受
信信号で独立に計算した後、合成手段により、それぞれ
の受信波に対する合成ブランチメトリックを計算し、そ
れ等をヴィタビアルゴリズムへC8演算によって、パス
メトリックという形に合成し、最大(信号間ユークリッ
ド距離の自乗をブランチメトリックとした場合は最少)
のものを選べば複数の受信信号全てを考慮した上での最
尤判定が成される。したかって本発明では、ブランチメ
トリックは入力信号の確率を示す非負のスカラー量であ
るので、合成手段によりブランチメトリックが合成され
ても、それらが互いに打ち消しあうということはない。
なお、合成手段による確率の合成にあたり、各々の受信
信号の受信パワーに基づくブランチメトリックの合成は
単純なる加算でもよい。すなわち、一般に信号間ユーク
リッド距離の自乗をブランチメトリックとした場合、加
法的白色ガウス雑音のもとで、ブランチメトリックは確
率そのものの対数値の定数倍であり、加算によって同時
生起確率が表わせ、さらに、複数の伝送路および雑音は
それぞれ独立であるためである。さらに、ブランチメト
リックには受信信号のSN比をも含めた確率量であるた
め、上記した条件下であれば、それぞれのブランチメト
リックの単純な加算によってその合成は最適になされつ
る。
信号の受信パワーに基づくブランチメトリックの合成は
単純なる加算でもよい。すなわち、一般に信号間ユーク
リッド距離の自乗をブランチメトリックとした場合、加
法的白色ガウス雑音のもとで、ブランチメトリックは確
率そのものの対数値の定数倍であり、加算によって同時
生起確率が表わせ、さらに、複数の伝送路および雑音は
それぞれ独立であるためである。さらに、ブランチメト
リックには受信信号のSN比をも含めた確率量であるた
め、上記した条件下であれば、それぞれのブランチメト
リックの単純な加算によってその合成は最適になされつ
る。
(実施例)
以下、図面に基づいて本発明の実施例を詳細に説明する
。
。
第1図は、本発明の第一の実施例に係る受信装置の構成
を示すブロック図である。
を示すブロック図である。
この受信装置は、アンテナ51.53、直交検波部55
.57、参照信号発生部5つ、ブランチメトリック算出
部61.63、加算部65 a s 65b、65c・
・・・・・ ヴィタビアルゴリズム演算部67からなる
。
.57、参照信号発生部5つ、ブランチメトリック算出
部61.63、加算部65 a s 65b、65c・
・・・・・ ヴィタビアルゴリズム演算部67からなる
。
本実施例は、マルチパスが既知であるか、もしくは遅延
波の遅延時間が1シンボルの長さに比へてかなり小さい
場合に用いられる。
波の遅延時間が1シンボルの長さに比へてかなり小さい
場合に用いられる。
直交検波部55.57はアンテナ51.53で受信され
た受信信号を直交検波する。参照信号発生部59はブラ
ンチメトリック算出に必要な参照信号を発生する。ブラ
ンチメトリック算出手段としてのブランチメトリック算
出部61は直交検波部55で得られた検波信号を参照信
号発生部59から発生される参照信号に基づいてブラン
チメトリックを算出する。同様にブランチメトリック算
出部53は直交検波部57で得られる検波信号からブラ
ンチメトリックを算出する。
た受信信号を直交検波する。参照信号発生部59はブラ
ンチメトリック算出に必要な参照信号を発生する。ブラ
ンチメトリック算出手段としてのブランチメトリック算
出部61は直交検波部55で得られた検波信号を参照信
号発生部59から発生される参照信号に基づいてブラン
チメトリックを算出する。同様にブランチメトリック算
出部53は直交検波部57で得られる検波信号からブラ
ンチメトリックを算出する。
合成手段としての加算部65 a、 65 b、 65
C・・・・・・は、それぞれブランチメトリック算出部
61.63から出力される対応するブランチメトリック
の加算を行う。ヴィタビアルゴリズム演算手段としての
ヴィタビアルゴリズム演算部67は加算部65a、65
b、65cの出力信号からヴィタビアルゴリズムの演算
を行う。
C・・・・・・は、それぞれブランチメトリック算出部
61.63から出力される対応するブランチメトリック
の加算を行う。ヴィタビアルゴリズム演算手段としての
ヴィタビアルゴリズム演算部67は加算部65a、65
b、65cの出力信号からヴィタビアルゴリズムの演算
を行う。
したがって、本実施例においては、ブランチメトリック
算出部61.63によって受信信号の確率を示す非負の
ブランチメトリックが算出されたのち、加算部65a、
65b、65cで加算されるので、従来のように遅延波
どうしが打ち消し合うということがなく、伝送品質を良
好なものとすることができる。
算出部61.63によって受信信号の確率を示す非負の
ブランチメトリックが算出されたのち、加算部65a、
65b、65cで加算されるので、従来のように遅延波
どうしが打ち消し合うということがなく、伝送品質を良
好なものとすることができる。
第2図は、本発明の第二の実施例を示すもので、時間ダ
イバーシチ方式に本発明を適用したものである。以下の
実施例において第1図に示す実施例と同一の機能を果た
す要素には同一の番号を付する。
イバーシチ方式に本発明を適用したものである。以下の
実施例において第1図に示す実施例と同一の機能を果た
す要素には同一の番号を付する。
本実施例にはアンテナ51にメモリ69を接続させ、こ
のメモリ69に直交検波部57を接続させる。メモリ6
9はアンテナ51で受信された受信信号を一定時間記憶
する。
のメモリ69に直交検波部57を接続させる。メモリ6
9はアンテナ51で受信された受信信号を一定時間記憶
する。
本実施例では入力信号は2回繰返されて受信されること
になる。すなわち、先に受信された入力信号は一旦メモ
リ69に蓄えられ、直交検波部57に送られる。後で受
信された受信信号はそのまま直交検波部55に送られる
。以下は第一の実施例と同様の処理が行われる。すなわ
ち、先に入力された信号と後に入力された信号に対して
ブランチメトリックが計算された後、合成される。
になる。すなわち、先に受信された入力信号は一旦メモ
リ69に蓄えられ、直交検波部57に送られる。後で受
信された受信信号はそのまま直交検波部55に送られる
。以下は第一の実施例と同様の処理が行われる。すなわ
ち、先に入力された信号と後に入力された信号に対して
ブランチメトリックが計算された後、合成される。
本実施例においては、マルチパス検出部、畳込み積分部
、ブランチメトリック算出部等を時分割多重計算するこ
とにより省略でき、回路規模を大幅に削減することがで
きる。
、ブランチメトリック算出部等を時分割多重計算するこ
とにより省略でき、回路規模を大幅に削減することがで
きる。
第3図は、本発明の第三の実施例を示すもので、周波数
ダイバーシチ方式に本発明を適用したものである。本実
施例ではフィルタ71.73をアンテナ51に接続させ
、フィルタ71.73の出力をそれぞれ直交検波部55
.57に出力するようにしたものである。
ダイバーシチ方式に本発明を適用したものである。本実
施例ではフィルタ71.73をアンテナ51に接続させ
、フィルタ71.73の出力をそれぞれ直交検波部55
.57に出力するようにしたものである。
フィルタ71.73は同一の信号が送られたそれぞれの
帯域の信号を取出す。以下、取出された信号に対してブ
ランチメトリックが算出された後、合成される。
帯域の信号を取出す。以下、取出された信号に対してブ
ランチメトリックが算出された後、合成される。
第4図は、本発明の第四の実施例を示すもので、本実施
例においては、スペースダイバーシチ受信された信号に
ついて各々独立にマルチパス検出し、その検出したマル
チパスを用いて各々独立にブランチメトリックを算出し
、そのブランチメトリックのレベルでダイバーシチ合成
を行い合成されたブランチメトリックをもとにヴィタビ
アルゴリズムを用いて最尤復号を行っている。
例においては、スペースダイバーシチ受信された信号に
ついて各々独立にマルチパス検出し、その検出したマル
チパスを用いて各々独立にブランチメトリックを算出し
、そのブランチメトリックのレベルでダイバーシチ合成
を行い合成されたブランチメトリックをもとにヴィタビ
アルゴリズムを用いて最尤復号を行っている。
すなわち、本実施例においては、マルチパス検出部75
.77、畳込み積分部79.81が設けられる。すなわ
ち、直交検波部55にマルチパス検出部75が接続され
、畳込み積分部79にマルチパス検出部75および参照
信号発生部59の出力信号が入力される。
.77、畳込み積分部79.81が設けられる。すなわ
ち、直交検波部55にマルチパス検出部75が接続され
、畳込み積分部79にマルチパス検出部75および参照
信号発生部59の出力信号が入力される。
同様に、マルチパス検出部77は、直交検波部57に接
続され、畏込み積分部81にマルチパス検出部77およ
び参照信号発生部59の出力信号が人力される。
続され、畏込み積分部81にマルチパス検出部77およ
び参照信号発生部59の出力信号が人力される。
なお、合成手段として、合成ダイバーシチ算出部83a
、83b、83c・・・・・・が用いられるが、これら
は各信号を所定の演算(たとえば加算、乗算、加算して
その平方根をとる等)により、合成するものである。
、83b、83c・・・・・・が用いられるが、これら
は各信号を所定の演算(たとえば加算、乗算、加算して
その平方根をとる等)により、合成するものである。
第5図は、第4図が示した実施例の合成ダイバーシチ算
田部として加算部65a、65b、65C・・・・・・
を設けたものである。
田部として加算部65a、65b、65C・・・・・・
を設けたものである。
[発明の効果]
以上詳細に説明したように本発明によれば、受信した信
号からブランチメトリックを算出し、それらを合成する
ようにしたので、各信号が打ち消されるということがな
く、第12図に示した理想的合成ダイバーシチとほぼ同
等な伝送品質の良好な受信装置を提供することができる
。
号からブランチメトリックを算出し、それらを合成する
ようにしたので、各信号が打ち消されるということがな
く、第12図に示した理想的合成ダイバーシチとほぼ同
等な伝送品質の良好な受信装置を提供することができる
。
第1図から第5図はそれぞれ本発明の第一実施例から第
5実施例に係る受信装置の構成を示すブロック図、第6
図は従来の送受信システムの概略構成図、第7図はダイ
バーシチ装置の一例の構成を示すブロック図、第8図は
ヴイタビイコライザの構成を示すブロック図、第9図は
最大比合成方式と最尤復号・等化方式を用いた送受信シ
ステムの構成を示すブロック図、第10図は第9図に示
す送受信システムにおける遅延波成金の打消しを示す図
、第11図は従来の最適合成ダイバーシチの説明図、第
12図は理想的な合成ダイバーシチの説明図である。 51.53・・・アンテナ 55.57・・・直交検波部 59・・・・・・・・・・・・参照信号発生部61.6
3・・・ブランチメトリック算出部65a、65b、6
5cm・・加算部 67・・・・・・・・・・・・ヴィタビアルゴリズム演
算部69・・・・・・・・・・・・メモリ 71.73・・・フィルタ 75.77・・・マルチパス検出部 79.81・・・畳込み積分部 第1 受イ島宮号1 受信信号2 第7 図 支這丁−夕 第9図 第8図 第11図 ↑逢延武2 ↑tゑ1 ψ【A引鉤ユ(トメ反/グイノく−シチ第12図
5実施例に係る受信装置の構成を示すブロック図、第6
図は従来の送受信システムの概略構成図、第7図はダイ
バーシチ装置の一例の構成を示すブロック図、第8図は
ヴイタビイコライザの構成を示すブロック図、第9図は
最大比合成方式と最尤復号・等化方式を用いた送受信シ
ステムの構成を示すブロック図、第10図は第9図に示
す送受信システムにおける遅延波成金の打消しを示す図
、第11図は従来の最適合成ダイバーシチの説明図、第
12図は理想的な合成ダイバーシチの説明図である。 51.53・・・アンテナ 55.57・・・直交検波部 59・・・・・・・・・・・・参照信号発生部61.6
3・・・ブランチメトリック算出部65a、65b、6
5cm・・加算部 67・・・・・・・・・・・・ヴィタビアルゴリズム演
算部69・・・・・・・・・・・・メモリ 71.73・・・フィルタ 75.77・・・マルチパス検出部 79.81・・・畳込み積分部 第1 受イ島宮号1 受信信号2 第7 図 支這丁−夕 第9図 第8図 第11図 ↑逢延武2 ↑tゑ1 ψ【A引鉤ユ(トメ反/グイノく−シチ第12図
Claims (3)
- (1)相互にその特性が異なる伝送路を介して同一の送
信データが伝送されることで得られる複数の受信信号を
もとに送信データを推定する受信装置において、 複数の受信信号についてそれぞれ独立に全ての状態間遷
移に対応したブランチメトリックを算出するブランチメ
トリック算出手段と、 前記ブランチメトリック算出手段により同じ状態間遷移
に対応する異なった受信信号に基づいて算出された複数
のブランチメトリックを合成する合成手段と、 ヴィタビアルゴリズムに基づいて前記合成ブランチメト
リックから最尤系列推定を行うヴィタビアルゴリズム演
算手段と、 を具備することを特徴とする受信装置。 - (2)前記送信データはマルチパス検査符号を有してお
り、 複数の受信信号それぞれの前記マルチパス検査符号を用
いて各々の受信信号に対応する伝送路特性を測定するマ
ルチパス検出手段と、 前記マルチパス検出手段の出力信号と参照信号の畳込み
積分を行う畳込み積分手段と、 前記ブランチメトリック算出手段は前記畳込み積分手段
の出力信号と受信信号からブランチメトリックを算出す
るものである請求項第1項記載の受信装置。 - (3)前記合成手段は加算を行うものである請求項第1
項または第2項記載の受信装置。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP63302682A JP2778711B2 (ja) | 1988-11-30 | 1988-11-30 | 受信装置 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP63302682A JP2778711B2 (ja) | 1988-11-30 | 1988-11-30 | 受信装置 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH02149023A true JPH02149023A (ja) | 1990-06-07 |
JP2778711B2 JP2778711B2 (ja) | 1998-07-23 |
Family
ID=17911917
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP63302682A Expired - Fee Related JP2778711B2 (ja) | 1988-11-30 | 1988-11-30 | 受信装置 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP2778711B2 (ja) |
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US6956916B1 (en) | 1999-10-06 | 2005-10-18 | Nec Corporation | Delayed decision feedback sequence estimation diversity receiver |
-
1988
- 1988-11-30 JP JP63302682A patent/JP2778711B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US6956916B1 (en) | 1999-10-06 | 2005-10-18 | Nec Corporation | Delayed decision feedback sequence estimation diversity receiver |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JP2778711B2 (ja) | 1998-07-23 |
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Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |