JPH02124146A - 超音波診断装置 - Google Patents
超音波診断装置Info
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- JPH02124146A JPH02124146A JP63277256A JP27725688A JPH02124146A JP H02124146 A JPH02124146 A JP H02124146A JP 63277256 A JP63277256 A JP 63277256A JP 27725688 A JP27725688 A JP 27725688A JP H02124146 A JPH02124146 A JP H02124146A
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- 238000002604 ultrasonography Methods 0.000 claims description 7
- 230000003111 delayed effect Effects 0.000 claims description 5
- 238000007792 addition Methods 0.000 claims 2
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 9
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 7
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- 241000282376 Panthera tigris Species 0.000 description 1
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
［産業上の利用分野］
本発明は電子走査型超音波診断装置における超音波受波
整相回路に関する。
整相回路に関する。
［従来の技術］
従来の受波整相回路は、例えば、特開昭５９−１９８５
４４号に記載されている如く、サンプリングによる遅延
手段で長遅延化する場合、サンプリング素子と加算器を
交互に直列接続していた。
４４号に記載されている如く、サンプリングによる遅延
手段で長遅延化する場合、サンプリング素子と加算器を
交互に直列接続していた。
［発明が解決しようとする課題］
上記従来技術は、遅延量が長くなった場合に、サンプリ
ング素子と加算器の直列加算段数が増し、周波数特性の
劣化やＳ／Ｎの劣化が問題となった。
ング素子と加算器の直列加算段数が増し、周波数特性の
劣化やＳ／Ｎの劣化が問題となった。
本発明は、長遅延における加算段数を減らし、周波数特
性やＳ／Ｎの良い受波整相回路を提供することを特徴と
する。
性やＳ／Ｎの良い受波整相回路を提供することを特徴と
する。
［課題を解決するための手段］
上記目的を達成するために、本発明においてはサンプリ
ングによる長遅延部を多並列サンプリングとし、サンプ
リング素子の直列加算段数を減少したものである。
ングによる長遅延部を多並列サンプリングとし、サンプ
リング素子の直列加算段数を減少したものである。
［作用］
第１−の遅延手段は、名受信素子を隣接した０個のづつ
のブロックに分けた各ブロック内の整相遅延を行なう遅
延手段であり、そのブロック間の整相遅延はサンプリン
グによる第２遅延手段によ−）で行なわれる。
のブロックに分けた各ブロック内の整相遅延を行なう遅
延手段であり、そのブロック間の整相遅延はサンプリン
グによる第２遅延手段によ−）で行なわれる。
上記第２遅延手段は上記各ブロックの出力を多並列サン
プリングし、各ブロックに対する超音波ビームの偏向用
遅延に対応した時間だけ信号をホールドし、各ブロック
に対する第２遅延手段の出力が整相加算される。
プリングし、各ブロックに対する超音波ビームの偏向用
遅延に対応した時間だけ信号をホールドし、各ブロック
に対する第２遅延手段の出力が整相加算される。
従って、第２遅延手段で多並列サンプリング番−より長
遅延化（すなわち、信号ホールド時間を長くする）ので
、遅延素子の直列加算段数を少なくすることができる。
遅延化（すなわち、信号ホールド時間を長くする）ので
、遅延素子の直列加算段数を少なくすることができる。
［実施例コ
以下、本発明の一実施例を第１−図によ１１説明する。
１．２．〜□Ｎｎは受信素子からの増巾器出力端Ｆ、５
Ｌ−１−５Ｌ−Ｎは第１遅延手段、ＳＣ−］−〜・５Ｃ
−ｐはサンプリングによる第２遅延手段。
Ｌ−１−５Ｌ−Ｎは第１遅延手段、ＳＣ−］−〜・５Ｃ
−ｐはサンプリングによる第２遅延手段。
Ａ−１−一・Ａ−３は加算器、Ｗ１〜Ｗ、は切換器、Ｓ
Ｄ ｌ−８Ｄ Ｎは第１遅延手段の整相加算ブロッ
ク、ｉ） Ｄ−］〜ＰＤ−Ｎは第２遅延手段の並列化ブ
ロック、ＯＵＴは整相加算出力端子である。
Ｄ ｌ−８Ｄ Ｎは第１遅延手段の整相加算ブロッ
ク、ｉ） Ｄ−］〜ＰＤ−Ｎは第２遅延手段の並列化ブ
ロック、ＯＵＴは整相加算出力端子である。
各受信素子からの増＋ｉＪ器出力］−，２，〜Ｎｎは隣
接したｎ個づつのＮ個のブロックに分割され、第１−遅
延手段の整相加算ブロック５Ｄ−１〜５Ｄ−Ｎに入力さ
れる。−上記第１遅延手段では、各ブロック内の受信４
号に対する位相を合わせるために、比較的小さな遅延整
相が行なわれ、加算器Ａｌによって整相加算される。第
】遅延手段５Ｌ−１−・Ｓ Ｌ −ｎとしては、アナロ
グｒ、Ｃ遅延線やり゛ンプリング遅延手段、又はそれを
組合せた回路を用いることができる。
接したｎ個づつのＮ個のブロックに分割され、第１−遅
延手段の整相加算ブロック５Ｄ−１〜５Ｄ−Ｎに入力さ
れる。−上記第１遅延手段では、各ブロック内の受信４
号に対する位相を合わせるために、比較的小さな遅延整
相が行なわれ、加算器Ａｌによって整相加算される。第
】遅延手段５Ｌ−１−・Ｓ Ｌ −ｎとしては、アナロ
グｒ、Ｃ遅延線やり゛ンプリング遅延手段、又はそれを
組合せた回路を用いることができる。
各遅延手段は図示しない制御回路からの制御信号によっ
て、ビーム方向、焦点に苅応した遅延時間が設定される
。
て、ビーム方向、焦点に苅応した遅延時間が設定される
。
上記第１遅好手段ブロックの各出力は、サンプリングに
よる第２遅延手段５Ｃ−１〜ＳＣｐによってそれぞれ並
列サンプリングされる。
よる第２遅延手段５Ｃ−１〜ＳＣｐによってそれぞれ並
列サンプリングされる。
Ｓ Ｃ−、Ｌ ” Ｓ Ｃ−ｐとしては、第２図（，１
）。
）。
（ｂ）に示したようなスイッチドキャパシタ（ＳＣ）回
路を用いることができる。第２図において、Ｘ、〜Ｘつ
は書き込みスイッチ、Ｙ、〜Ｙ、は読み出しスイッチ、
Ｘ−ｏはリセットスイッチ、Ｍｌ−Ｍ。
路を用いることができる。第２図において、Ｘ、〜Ｘつ
は書き込みスイッチ、Ｙ、〜Ｙ、は読み出しスイッチ、
Ｘ−ｏはリセットスイッチ、Ｍｌ−Ｍ。
はキャパシタ、ＯＰは読み出しアンプである。
ＳＣ回路の詳細動作に関しては、特開昭６０−１０３８
０３号に記載されているとおりである。
０３号に記載されているとおりである。
第３図は、第２図で示したＳＣ回路の各スイッチの動作
タイミングを示す図である。説明のｌ Ｉｌｊ化のため
に、ＳＣ回路のキャパシタ数３（ｍ＝３）、並列数２
（ｐ＝２）とするが、ｍ、ｐの数は任意に設定できる。
タイミングを示す図である。説明のｌ Ｉｌｊ化のため
に、ＳＣ回路のキャパシタ数３（ｍ＝３）、並列数２
（ｐ＝２）とするが、ｍ、ｐの数は任意に設定できる。
φＳは受信４号のザンブリング周期Ｔを示ずタロツク、
ＸＩＪはキャパシタＭ ｔ Ｊへの書き込みクロツタ、
ｙｌＪは読み出しクロｙり、’ＩＶＩ、Ｗ２は並直列ス
イッチＷ １ ｐ Ｗ ２に対するタロツクである。１
つのキャパシタＭ Ｉ Ｊに対する書き込みクロックＸ
ＩＪど読み出しタロツクｙｌＪとの位相差τが遅延量ど
なる。
ＸＩＪはキャパシタＭ ｔ Ｊへの書き込みクロツタ、
ｙｌＪは読み出しクロｙり、’ＩＶＩ、Ｗ２は並直列ス
イッチＷ １ ｐ Ｗ ２に対するタロツクである。１
つのキャパシタＭ Ｉ Ｊに対する書き込みクロックＸ
ＩＪど読み出しタロツクｙｌＪとの位相差τが遅延量ど
なる。
遅延の可変単位は、２並列（ｐ＝２）の場合、２′Ｆで
あり、ＸＨ，＋とｙｌｌの位相差を２Ｔ−１，位でｕＪ
変に設定できる。第３図の場合、書き込みタロツクｘｉ
ｉを固定し、読み出しタロツクｙ、ｊを破線のように可
変制御する場合であるが、ＸＩＪを可変としｙＩＪを固
定とじても同様の可変遅延が実現できる。切換スイッチ
Ｗ、、 Ｗ、では、クロックｗ１゜Ｗ、のタイミングで
ＳＣＩ、５Ｃ−２の遅延出力を・交互に読み出して並直
列のサンプリングをおこなっ。
あり、ＸＨ，＋とｙｌｌの位相差を２Ｔ−１，位でｕＪ
変に設定できる。第３図の場合、書き込みタロツクｘｉ
ｉを固定し、読み出しタロツクｙ、ｊを破線のように可
変制御する場合であるが、ＸＩＪを可変としｙＩＪを固
定とじても同様の可変遅延が実現できる。切換スイッチ
Ｗ、、 Ｗ、では、クロックｗ１゜Ｗ、のタイミングで
ＳＣＩ、５Ｃ−２の遅延出力を・交互に読み出して並直
列のサンプリングをおこなっ。
−Ｆ−、記ザンブリング遅延動作において、第２１イ延
手段の最大遅延風τｍａＸは、第２遅延手段］−ブロッ
ク内のキャパシタ数ｍＸｐによって決まり、τ１、＝ｍ
Ｘ ｐ Ｘ Ｔ となる。読み出しアンプ○Ｐ１個当りのキャパシタ数ｍ
には動作速度からの限界がある。そこで。
手段の最大遅延風τｍａＸは、第２遅延手段］−ブロッ
ク内のキャパシタ数ｍＸｐによって決まり、τ１、＝ｍ
Ｘ ｐ Ｘ Ｔ となる。読み出しアンプ○Ｐ１個当りのキャパシタ数ｍ
には動作速度からの限界がある。そこで。
大きな遅延τｍ＆Ｘに対し、本発明の方式では、従来の
ようにＳＣ回路を直列接続しててｗ＋＆Ｘに大きくする
のではなく、並列数ｐを増せばよい。従って、読み出し
アンプの直列段数が増加することなしに大きな遅延を得
ることができるので、周波数特性やＳ／Ｎの良い受波整
相回路が提供できる。
ようにＳＣ回路を直列接続しててｗ＋＆Ｘに大きくする
のではなく、並列数ｐを増せばよい。従って、読み出し
アンプの直列段数が増加することなしに大きな遅延を得
ることができるので、周波数特性やＳ／Ｎの良い受波整
相回路が提供できる。
第４図は、本発明による第２の実施例を示す図である。
第１遅延手段に関しては、第１図と同様である。５Ｃ２
−１，５Ｃ２−２，５Ｃ４−１〜５Ｃ４−４はサンプリ
ングによる第２遅延手段で第２図に示したＳＣ回路であ
る。Ｗ２−１．Ｗ２−２．Ｗ４−１〜Ｗ４−４は並直列
切換器、Ａ−２、Ａ−３は加算器である。
−１，５Ｃ２−２，５Ｃ４−１〜５Ｃ４−４はサンプリ
ングによる第２遅延手段で第２図に示したＳＣ回路であ
る。Ｗ２−１．Ｗ２−２．Ｗ４−１〜Ｗ４−４は並直列
切換器、Ａ−２、Ａ−３は加算器である。
第５図（ａ）、（ｂ）は、第４図の実施例における各遅
延手段の遅延時間分担を示す図である。
延手段の遅延時間分担を示す図である。
第５図（ａ）は超音波ビーム偏向角が大きい（０し）場
合で、同図（ｂ）は偏向角が小さい（Ｏ３）場合である
。
合で、同図（ｂ）は偏向角が小さい（Ｏ３）場合である
。
斜線部は第１遅延手段ブロックによって遅延される焦点
用遅延とブロック内の偏向用遅延を示す。
用遅延とブロック内の偏向用遅延を示す。
τ（ＳＣ２）は第２遅延手段の内、５Ｃ２−１゜５Ｃ２
−２によって遅延される偏向用遅価であり、τ （ＳＣ
４）は、５Ｃ４−１〜５Ｃ４−４で遅延される偏向用遅
延である。
−２によって遅延される偏向用遅価であり、τ （ＳＣ
４）は、５Ｃ４−１〜５Ｃ４−４で遅延される偏向用遅
延である。
第５図から明らかなように、遅延Ｔ （ＳＣ２）はＳＣ
回路の１並列サンプリングでおこなわれ、その出力を複
数個加算した後、大きな遅延τ（ＳＣ４）はＳＣ回路の
４並列サンプリングでおこなわれる。偏向角の大小に対
応して遅延時間の分担を第５図（ａ）、（ｂ）のように
変えればよい。
回路の１並列サンプリングでおこなわれ、その出力を複
数個加算した後、大きな遅延τ（ＳＣ４）はＳＣ回路の
４並列サンプリングでおこなわれる。偏向角の大小に対
応して遅延時間の分担を第５図（ａ）、（ｂ）のように
変えればよい。
また、受波ダイナミックフォーカスは、第５図斜線部の
焦束用遅延を可変にすればよいので、第１遅延手段だけ
で実現できる。従って、第２遅延手段では偏向用遅延だ
けなので、偏向角が変わるごとに、すなわち、超音波の
送波ごとに遅延量を変えればよい。
焦束用遅延を可変にすればよいので、第１遅延手段だけ
で実現できる。従って、第２遅延手段では偏向用遅延だ
けなので、偏向角が変わるごとに、すなわち、超音波の
送波ごとに遅延量を変えればよい。
第４図で示したように、第２遅延手段として、多並列サ
ンプリング遅延手段をトーナメント的に加算し、トーナ
メント加算の上位段ほど並列数を多くすることにより、
直列加算段数をあまり増すことなしに、長遅延を構成す
るＳＣ回路の総数を減少することができる。従って、第
４図の実施例でも長遅延に対し周波数特性、及びＳ／Ｎ
の良い受波整相回路が提供できる。第４図の第２遅延手
段として、２並列＋４並列で説明したが、トーナメント
加算の上位ほど並列数が増加する（又は、等しい）構成
であれば、並列数、加算段数にかかわらず同様の効果が
得られることは明らかである。
ンプリング遅延手段をトーナメント的に加算し、トーナ
メント加算の上位段ほど並列数を多くすることにより、
直列加算段数をあまり増すことなしに、長遅延を構成す
るＳＣ回路の総数を減少することができる。従って、第
４図の実施例でも長遅延に対し周波数特性、及びＳ／Ｎ
の良い受波整相回路が提供できる。第４図の第２遅延手
段として、２並列＋４並列で説明したが、トーナメント
加算の上位ほど並列数が増加する（又は、等しい）構成
であれば、並列数、加算段数にかかわらず同様の効果が
得られることは明らかである。
また、本発明による受波整相回路を用いた超音波診断装
置の構成と第６図に示す。
置の構成と第６図に示す。
１０は超音波を送受信する配列素子、１１は送波手段、
１２は受信増巾器、１３は本発明の受波整相回路、１４
はビデオ信号処理回路、１５は画像メモリ（ＤＳＣ）、
１６はデイスプレィ、１７は１１，１３．１５を制御す
る制御手段である。
１２は受信増巾器、１３は本発明の受波整相回路、１４
はビデオ信号処理回路、１５は画像メモリ（ＤＳＣ）、
１６はデイスプレィ、１７は１１，１３．１５を制御す
る制御手段である。
本発明は、超音波診断装置に限りず、第６図と同様の構
成からなる超音波探傷装置、又は超音波レーダシステム
にも適用可能であることは明らかである。
成からなる超音波探傷装置、又は超音波レーダシステム
にも適用可能であることは明らかである。
［発明の効果コ
本発明によれば、長遅延部を多並列サンプリング遅延手
段によって、読み出しアンプ、及び加算器の直列段数を
減少することができるので、周波数特性とＳ／Ｎの良い
受波整相回路を提供できる。
段によって、読み出しアンプ、及び加算器の直列段数を
減少することができるので、周波数特性とＳ／Ｎの良い
受波整相回路を提供できる。
第１図は本発明の第１の実施例を示す回路ブロック図、
第２図はサンプリング遅延手段の回路図。 第３図は第１の実施例のサンプリング制御タイミング図
、第４図は本発明の第２の実施例を示す回路ブロック図
、第５図は第２実施例の遅延分担を示す説明図、第６図
は超音波診断装置の構成を示すブロック図である。 １〜Ｎｎは受信４号の増巾器出力端子、５Ｃ−１〜５Ｃ
−ｐ、５Ｃ２−１，５Ｃ２−２，５Ｃ４−１〜５Ｃ４−
４はサンプリング遅延手段、Ｗ１〜Ｗｐ、Ｗ２ １ 、
Ｗ２ ２ 、 Ｗ４ １〜Ｗ４−４は並直列切換器、
５Ｄ−１〜５Ｄ−Ｎは第１遅延手段、ＰＤ−１〜ＰＤ−
Ｎは第２遅延手段である。 第 圀 Ｃｂ） 第 固 片開 第 ４・ 閃 、７ｓＤ７ 第５図 （／Ｌ） 第４図 ７ρ：航り１春） ７７：ふ封状 ７２：受穂奪挙ノ
３：揖已孝す窒プ召回路 ／り：じ″プ゛〕′をトラ処
理回路７り：ｊし４ヒ、Ｊ毛ン ／４イ、ニデオ
二；ζ、ノ°レイ／７：刺塚１′斗形し
第２図はサンプリング遅延手段の回路図。 第３図は第１の実施例のサンプリング制御タイミング図
、第４図は本発明の第２の実施例を示す回路ブロック図
、第５図は第２実施例の遅延分担を示す説明図、第６図
は超音波診断装置の構成を示すブロック図である。 １〜Ｎｎは受信４号の増巾器出力端子、５Ｃ−１〜５Ｃ
−ｐ、５Ｃ２−１，５Ｃ２−２，５Ｃ４−１〜５Ｃ４−
４はサンプリング遅延手段、Ｗ１〜Ｗｐ、Ｗ２ １ 、
Ｗ２ ２ 、 Ｗ４ １〜Ｗ４−４は並直列切換器、
５Ｄ−１〜５Ｄ−Ｎは第１遅延手段、ＰＤ−１〜ＰＤ−
Ｎは第２遅延手段である。 第 圀 Ｃｂ） 第 固 片開 第 ４・ 閃 、７ｓＤ７ 第５図 （／Ｌ） 第４図 ７ρ：航り１春） ７７：ふ封状 ７２：受穂奪挙ノ
３：揖已孝す窒プ召回路 ／り：じ″プ゛〕′をトラ処
理回路７り：ｊし４ヒ、Ｊ毛ン ／４イ、ニデオ
二；ζ、ノ°レイ／７：刺塚１′斗形し
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １、配列振動子の各素子の送波または受波信号の振幅、
位相を制御することにより超音波ビームの偏向と集束を
行なって、画像を得る超音波診断装置において、受信素
子と隣接した複数個づつのブロックに分けて、上記各ブ
ロック内の素子の超音波ビームの偏向と集束をおこなう
第１の遅延手段と、各ブロック間の偏向をおこなうサン
プリングによる第２の遅延手段を具備し、上記第２遅延
手段が並列配置した複数の遅延素子と複数の切換器から
なり、多並列サンプリングにより長遅延化することを特
徴とした超音波診断装置。 ２、前記ブロック間の整相加算をトーナメント的に順次
加算していく加算手段と、上記加算手段によって遅延出
力信号を加算される多並列サンプリング遅延手段を具備
し、上記多並列サンプリング遅延手段の並列数がトーナ
メント加算の上位段ほど多いことを特徴とする請求項第
１項記載の超音波診断装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63277256A JPH02124146A (ja) | 1988-11-04 | 1988-11-04 | 超音波診断装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63277256A JPH02124146A (ja) | 1988-11-04 | 1988-11-04 | 超音波診断装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH02124146A true JPH02124146A (ja) | 1990-05-11 |
Family
ID=17580992
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP63277256A Pending JPH02124146A (ja) | 1988-11-04 | 1988-11-04 | 超音波診断装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH02124146A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2015501570A (ja) * | 2011-10-10 | 2015-01-15 | コミサリア ア レネルジィ アトミーク エ オ ゼネ ルジイ アルテアナティーフＣｏｍｍｉｓｓａｒｉａｔａ Ｌ’Ｅｎｅｒｇｉｅ Ａｔｏｍｉｑｕｅ Ｅｔ Ａｕｘ Ｅｎｅｒｇｉｅｓ Ａｌｔｅｒｎａｔｉｖｅｓ | 電流パルスを電圧パルスに変換するための装置 |
-
1988
- 1988-11-04 JP JP63277256A patent/JPH02124146A/ja active Pending
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2015501570A (ja) * | 2011-10-10 | 2015-01-15 | コミサリア ア レネルジィ アトミーク エ オ ゼネ ルジイ アルテアナティーフＣｏｍｍｉｓｓａｒｉａｔａ Ｌ’Ｅｎｅｒｇｉｅ Ａｔｏｍｉｑｕｅ Ｅｔ Ａｕｘ Ｅｎｅｒｇｉｅｓ Ａｌｔｅｒｎａｔｉｖｅｓ | 電流パルスを電圧パルスに変換するための装置 |
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