JPH02113792A - ディジタル色復調回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 （技術分野〕 本発明は、カラーテレビジョン方式等のコンポジット信
号において９色搬送波のバース１−期間中の色復調出力
の比から、送像側の色搬送波と受像側で発生した局部搬
送波の位相差を算出し１局部弁送波の位相を補正するデ
ィジタル色復調回路に関するものである。

〔従来技術〕

カラーテレビジョン信号の色復調は、従来、主にアナロ
グ処理により行われてきたが、無調整化が可能で経年劣
化が殆ど無いことから、ディジタル処理が適用されつつ
ある。また、１ＳＤＨなどの通信網のディジタル化や、
ディジクルＶＴＲの開発、ディジタルＬＳＩ技術の進展
などから、この動きはまずまず加速して行くと考えられ
る。

Ｎ　′ＦＳ　Ｃ方式のカラーテレビジョン信号をディジ
タル化する場合１色復調処理の簡易性から、サンプリン
グクロックを色搬送波周波数 ３．５７９５４５ＭＨｚの４倍である １、　４．３１８１８ＭＨｚとするのが一般的である。

しかし　スタジオ用ディジタルテレビの符号化パラメー
タとして国際規格化されたＣＣＩＲＲｅｃ、６０１では
、サンプリングクロックは１３．５Ｍｔ（ｚと定められ
ている。

このようにサンプリングクロックが色搬送波周波数の４
倍でない場合の従来のディジタル色復調回路の構成図を
、第２図に示す、同図においてａはアナログコンポジッ
ト信号の入力端子、１はサンプリングクリック発生回路
５２はＡ　／　Ｉ）変換器、３は輝度信号（Ｙ）と色信
号（Ｃ）変調搬送波とに分離するためのＹ／Ｃ分離回路
、ｂは輝度信号（Ｙ）の出力端子、４と５とは夫々乗算
回路６と７とは夫々ディジタルＩコーバスフィルタ、Ｃ
とｄとは夫々色信号Ｃ］、Ｃ２の色復調出力端子８と９
と１１とは夫々累算回路、１０は位相補正量算出回路、
１２は位相補正回路、１３は局部搬送波発生回路である
。

サンプリングクロック発生回路１において入力端子ａか
ら入力された信号の同期信号期間中の色搬送波バースト
信号に位相ロングしたサンプリングクロックを発生し、
Ａ／Ｄ変換器２において入力端子ａから入力されたアナ
ログコンポジット信号を、サンプリングクロック発生回
路１から出力されたサンプリングクロックで標本化し、
ディジタルコンポジット信号に変換する。

Ｙ／Ｃ分離回路３において、Ａ／Ｄ変換器２から出力さ
れたディジタルコンポジット信号を２色信号変調搬送波
の帯域を通過させるバントパスフィルタやくし形フィル
タにより、輝度信号（Ｙ）と色信号（Ｃ）変調搬送波と
に分離し、輝度信号（Ｙ）を出力端子すから出力し１色
信号（Ｃ）変調搬送波を後述の色復調回路へ出力する。

これ以降の記述が色復調回路の動作説明であり。

乗算回路４と５とにおいてＹ／Ｃ分離回路３から入力さ
れる色信号（Ｃ）変調搬送波と後述する局部搬送波発生
回路１３から入力される第一及び第一局部搬送波とをそ
れぞれ乗算し、ディジタルロバスフイルタロと７とにお
いて乗算回路４と５との出力から所要の色信号帯域のみ
を取り出し出力端子Ｃとｄとに色信号ＣＩ、Ｃ２の色復
調出力として出力する。

累算回路８と９とにおいてバースト信号期間だけ乗算回
路４と５との出力をそれぞれ累算し１位相補正量算出回
路１０においてライン毎に累算回路８と９との出力から
色搬送波バースト信号と第一或は第二局部搬送波との位
相差を求め、定められた位相差との差分を位相補正量と
して算出し累算回路１１において位相補正量算出回路ｌ
Ｏから入力される位相補正量をライン毎に累算する。

位相補正回路１２において累算回路１１から入力される
位相補正量分だけ第一及び第二局部搬送波の位相を進め
たり遅らせたりし１局部搬送波発生回路１３において位
相補正回路１２によって補正された位相に基づいて色搬
送波バースト信号に対して同一周波数で定められた位相
差を持った第一及び第二局部搬送波を発生する。

この場合２色復調の位相差を少な（するためには１色搬
送波のバースト信号と局部搬送波とが定められた位相差
を高精度に保持する必要がある。

第２図において１色搬送波バースト信号と第一局部搬送
波との位相差が１８０度で、第二局部搬送波との位相差
が９０度となるように制御するためには、バースｉ・信
号期間中の第一累算回路８の出力の絶対値が最大になり
、第二累算回路９の出力が零になるように、第一及び第
二局部搬送波の位相を補正すれば良い。

ところで、サンプリングクロックが１３．５Ｍ　Ｈｚ　
、色搬送波の周波数が３．５７９５４５Ｍ　Ｈｚの場合
、その周波数比は１３２：３５であるから、連続した１
３２個のサンプル点の間には。

色搬送波が３　ｋｌ＋　”ナイクル入るごとになる。

また１乗算回路４及び５の出力には、後述する色復調の
原理から４色搬送波の２倍の周波数成分が含まれている
。従って、バースト信号と第二局部搬送波との位相差が
９０度の場合、バースト信号期間にサンプル点が６６ま
たはその整数倍（バスト信号のサイクル数が１７．５ま
たはその整数倍）存在するなら、そのサンプル数の間だ
け第累算回路を動作させれば、Ｗ算出力をちょうど零に
することができる。しかし、実際のＮ　Ｔ　Ｓ　Ｃ信υ
−では、ライン毎のバースト信号は８ないし１２サイク
ルしかないため、バースト信号と第二局部搬送波との位
相差が９０度で１位相同期が完全に取れ°ζいたとして
も、第二累算回路の累算出力は必ずしも零になるとは限
らないので、正確な位相補正ができない問題がある。

この問題を緩和する一方法として、バースト信号の位相
がライン毎に反転することを利用してバースト信号を２
ラインずつ累算する方法がある。

しかし、ＶＴＲ等の再生信号におい°Ｃは、水平同期信
号の位置を起点にサンプリングを行った場合水平走査時
間の変動（ジッタ）が大きいので１　ライン毎の同−Ｎ
ｏ、のサンプル点が１　バースト信号に対してライン毎
に位相反転している保証は無い。

従って、このような場合には効果がない問題がある。

このように、１或は２ライン毎に算出した精度の低い位
相補正量をそのままライン毎に位相補正を行ったのでは
、逆にライン毎に色相が変動しすぎる問題も発生するこ
とから、１或は２ライン毎の位相補正量を第三累算回路
１１で累算することにより１位相補正量の急激な変動を
抑え９時間平均的に精度を保とうとしている。

従って１回路の起動直後、或はアナログコンボジン）信
号の入力直後や切り替え直後の位相補正量は、ライン毎
に減衰振動的に集束していくが振動幅が一定値以下にな
るだけであり、短時間で高精度に位相補正量を零に集束
できない。

このように従来のディジタル色復調回路の構成では　バ
ースト信号と局部色搬送波との位相差を定められた位相
差に、短時間で集束させることが出来ず、定められた位
相差を安定かつ高精度に保持できない欠点があった。ま
た、累算回路８，９１１が必要であるから２回路規模が
大きくなる欠点があった。

（発明の目的） 本発明の目的は、このような欠点を除去するために　ラ
イン毎にバースト信号期間中の色信号Ｃ１及びＣ２の色
復調出力から位相補正量を算出し。

その位相補正をライン毎に行うことにより、バースト信
号と局部搬送波との位相差を定められた位相差に、短時
間で集束し、定められた位相差を安定かつ高精度に保持
するとともに１回路規模の少ないディジクル色復調回路
を提供することにある。

（発明の構成〕 実施例 第１図は本発明の一実施例によるディジタル色復調回路
の構成図であり、１ないし７，１０゜１２ないし１３及
びａないしｄは第２図と名称。

回路機能ともに同一であり説明を省略する。

第１図と第２図との構成上の相違点は１位相補正量算出
回路１０への２つの入力をディジタルロバスフイルタロ
と７との出力、即ち色信号Ｃ１及びＣ２の色復調出力端
子Ｃとｄとから取り、算出した位相補正量を位相補正回
路１２へ直接出力する点にある。

このような構成としたことにより１色搬送波バースト信
号と第一局部搬送波との位相差が１８０度、第二局部搬
送波との位相差が９０度で、サンプリングクロックが１
３．５　Ｍ　Ｈｚ　、色搬送波の周波数が３．５７９５
４５ＭＨｚの場合、バースト信号が最小の８サイクル、
即ちサンプル数が最少の３０個でも、ディジタルローパ
スフィルタ６と７との次数（タップ数）をサンプル数の
３０以下とすれば、バースト信号期間中にはディジタル
ローパスフィルタ６と７との出力、　Ｉ！ＩＩち色信号
ＣｌＣ２の色復調出力が確定する。

この上うにディジタルＩ７−バスフィルタ６ヨ７とを用
いれば、従来の累算回路８と９より少ないり゛ンブル数
で、乗算回路４と５との出力を積分平滑でき、ライン毎
のハースｌ−信号Ｘｔ１間中にノ＼スト信号の確定した
色復調出力を得るごとができる。

ごの場合の色復調出力の精度は、ディジクル［ｌ−バス
フィルタ６と７等の色信号をディジタル的に処理する回
路の演算精度にもよるが、バースト信１３レヘルがバー
スト信号期間中にほぼ一定であることから、ローパスフ
ィルタの通過帯域を狭くするほど、即ちカントオフ周波
数を低くするほど高精度にできる。

ディジタルローパスフィルタ６と７との出力から得られ
るハースＩ・信号の高精度な色復調出力Ｃ１及びＣ２か
ら１局部搬送波に対する位相補正量ψを求める方法は種
々考えられるが、その−例を次に述べる。

先ず、第一局部搬送波の波形へが１次式で表されるもの
とする。

Ａ　ニー５ｉｎ（ωｊ）　　ただし　ω＝２πＸＦｓｃ
（Ｆｓｃは色搬送波の周波数） 次に、第二局部搬送波の波形Ｂは、第一局部搬送波と位
相差が９０度であることから１次ｉ（で表されるものと
する。

Ｂ＝ｃｏｓ（ω〇 一方、入力されたバースト信号の波形Ｃは、その振幅が
Ｍで、第一局部搬送波に対して。

θ（→−９０度≧θ≧−９０度）だけ位相がずれていた
とすると Ｃ＝Ｍ　・５ｉｎ（ωｔ＋ψ） で表される。この場合、第一及び第二乗算回路４及び５
の出力Ｃ１°及びＣ２’　は ＣＩ’＝ＡＸＣ＝Ｍ−ｓｉｎ（ωｔ）　・５ｉｎ（ωＬ
十〇）＝（ｃｏｓ（θ）・（１−ｃｏｓ（２ω１））１
−　ｓ　ｉ　ｎ　（θ）　　−５ｉｎ（２ωｔｌｌ）　
　Ｍ／　２Ｃ２−ＢｘＣ＝Ｍ−ｃｏｓ（ｒａｔ）　・５
ｉｎ（ωｔ＋θ）−（ｃｏｓ（θ）　　・　５ｉｎ（２
ωｔ）七５ｉｎ（θ）　　　（１−ｃｏｓ（２ωｔ））
）Ｍ／　２となる。これを第一・及び第二ディジタルロ
ーパスフィルタ６及び７を通ずことにより、　ｃｏｓ　
（２ωｔ）と５ｉｎ（２ωｔ）の項が零〇こなるので１
色復調出力Ｃ１及びＣ２は ＣＩ　−ｃｏｓ　（θ）−Ｍ／２≧０ ０２−３ｉｎ（θ）・Ｍ／２ となる。ここで１色復調出力ＣＩと０２の比を求めると Ｃ２／　ＣＩ　＝ｓｉｎ（θ）　／ｃｏｓ（θ）　＝ｊ
ａｎ（θ）で表されるの゛１逆に位相差θは θ−ｔａｎ−’　（ｃ　２／Ｃｌ　）　　　　　　　　
（１）で表される。

バースト信号と第一局部搬送波との定められた位相差カ
月８０度の場合、第一局部搬送波に対する位相補正量ψ
は９次式で表される。

ψ−θ−π　　　　　　　　　　　　−−（２）なお、
＋１８０度≧θ〉＋９０度、−９０度〉θ≧−１８０度
、即ちｃｉ＜ｏの場合。

＋２ ψ−θ　　　　　　　　　　　　　　　　　　　−−（
３）となる。

従って１位相補正量算出回路１０で（１）ないしく３）
式の演算を行えば２位相補正量ψが求められるので、こ
れを位相補正回路１２に与えることにより第一及び第二
局部搬送波の位相をψだけ補正すれば、その時点から色
搬送波と局部搬送波の位相同期が確立し、高精度な色復
調が可能となる。

このようにバースト信号の色復調出力Ｃ１及びＣ２を、
それぞれ分母１分子とした三角関数における正接値から
１逆正接値としてのパース（・信号と局部搬送波との位
相差が求められ、この位相差と定められた位相差との差
分により５局部搬送波に対する位相補正量を算出するこ
とができる。従って、この位相補正量を直接７位相補正
回路１２に入力しても、必要以上に急激な色相変動を生
じることなく、ライン毎に高精度な位相補正を行うこと
が出来る。

また、ＶＴＲ等の再生信号においても、水平走査時間が
ジッタにより変動したとしても１色搬送波自体にはン２
、・夕を含１゛ない構成にな−、ているの−・′、′〉
イ゛　″　積度 、−の場合１回路ＣＩ）起動的移、或ｉＪ：　ｙ”ナロ
ク゛二２ンボソ・［・信号の２入力直後や切り替え直後
の最初のハースＩ・信号期間中またはバースト信月期間
直後には１位相補正全完了できろ。従って１色搬送波の
周波数変動（二゛ソ・り）がなければ、それ以降の＼−
スト（５号間間１４号こ算出する位相補正量は零となり
１色搬送波と局部搬送波きの位相差を定めらね、た位相
差に高精度に保持できる。

な１色１般送波の周波数変動（ジンク）が有った場合で
も、バースト信号期間中の周波数変動はディジタルロー
パスフィルタにより平滑されるので、平均的な位相補正
量を求めることができ１色搬送波点局部搬送波との位相
差を定められた位相差から１周波数変動分以上に悪化さ
せることはない。

［発明の効果〕 以−１−説明したように１本発明によれば、ライン毎に
バースト信号１す１間中のディジタルｌクーバスフィル
タ６と７との出力１■１１ら色復訊（出力ＣＩ及びＣ２
から位相補正量を算出シ１．その位相補正をウノ・イン
毎に行うようにしたごと乙こより、バースト信号と局部
搬送波との位相差を定められた位（η差に短時間で集束
でき、定められた位相差を安定かつ高精度に保持できる
とともに、従来の回路構成乙こ必要であった累算回路８
と９及び１１が不要となり回路規模を少なくできる利点
がある。

また、従来、ＶＴＲの再生信号をディジタル回路で色復
調することは、水平走査１１ｉ’ｊ間が変動するため困
難であったが１本発明によりライン毎に位相補正が可能
になったごとにより１色搬送波ハスｌ−信月が安定であ
れば、水平走査時間の変動（ジンク）が太き（でも、高
精度な色復調が可能になる利点がある。

なお１乗算回路４と５とが１サンプリングクロ７りの２
倍の周波数で動作可能な場合は、１つの回路を交互に切
り替え使用できることから、２つずつある必要が無くな
ることは明らかであるがこれによって本発明の特徴が失
われるものではない。

また、説明の便宜−１−２アナログコンポジシト信号と
してＮ　”「Ｓ　Ｃ信号の場合を例に　４Ｊンブリング
ク１−Ｉ：・りを１．３．５　Ｍ　Ｈｚ　、色搬送波の
周波数を３、５７９５４５　Ｍ　Ｈｚとしたが、他のカ
ラーテレヒジョン方弐にも適用できることは明らかであ
り変調方式が同様であれば、カラーＦ　Ａ　Ｘ等今後出
現するかも知れない他の映像信号等の復調にも適用でき
る。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例によるディジタル色復調回路
の構成図、第２図は従来のディジタル色復調回路の構成
図を示す。 ■・・・サンプリングクロック発生回路２・・Ａ／Ｄ変
換器 ３・・・Ｙ／Ｃ分離回路 ４５・・乗算回路 ６７・・ディジタルローパスフィルタ ８．９・・・累算回路 １０・・・位相補正量算出回路 １］・・・累算回路 １２・・・位相補正回路。 １３・・・局部搬送波発生回路 ａ・・・アナログコンポジット信号の入力端子。 ｂ・・・ディジタル輝度信号（Ｙ）の出力端子ｃ、ｄ・
・・色信号Ｃ１，Ｃ２のディジタル色復調出力端子。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 直角二相変調された色信号と色搬送波のバースト信号と
   から、色信号をディジタル処理により復調するディジタ
   ル色復調回路において、 前記バースト信号と同一周波数で、かつ任意の位相差と
   なるように位相補正が可能で、互いに９０度の位相差を
   有する第一及び第二局部搬送波を発生する局部搬送波発
   生回路と、 前記第一及び第二局部搬送波と前記バースト信号とをそ
   れぞれ入力とする第一及び第二乗算回路と、 前記第一及び第二乗算回路の出力をそれぞれ入力とし、
   前記バースト信号期間のサンプル数以下の次数（タップ
   数）を有する第一及び第二ディジタルローパスフィルタ
   と、 前記第一及び第二ディジタルローパスフィルタの出力か
   ら、前記バースト信号と前記第一或は第二局部搬送波と
   の位相差を求め、位相補正量を算出する位相補正量算出
   回路と、 前記位相補正量算出回路の出力する位相補正量に基づい
   て前記第一及び第二局部搬送波の位相を補正する位相補
   正回路と から構成される ことを特徴とするディジタル色復調回路。