JPH0159839B2 - - Google Patents

Info

Publication number
JPH0159839B2
JPH0159839B2 JP57094904A JP9490482A JPH0159839B2 JP H0159839 B2 JPH0159839 B2 JP H0159839B2 JP 57094904 A JP57094904 A JP 57094904A JP 9490482 A JP9490482 A JP 9490482A JP H0159839 B2 JPH0159839 B2 JP H0159839B2
Authority
JP
Japan
Prior art keywords
circuit
inverter
reference voltage
brushless motor
rectifier
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Expired
Application number
JP57094904A
Other languages
Japanese (ja)
Other versions
JPS58212384A (en
Inventor
Hideki Nihei
Tsunehiro Endo
Shigeki Morinaga
Kunio Myashita
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Hitachi Ltd
Original Assignee
Hitachi Ltd
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Hitachi Ltd filed Critical Hitachi Ltd
Priority to JP57094904A priority Critical patent/JPS58212384A/en
Publication of JPS58212384A publication Critical patent/JPS58212384A/en
Publication of JPH0159839B2 publication Critical patent/JPH0159839B2/ja
Granted legal-status Critical Current

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P27/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage
    • H02P27/04—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage
    • H02P27/06—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters
    • H02P27/08—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters with pulse width modulation
    • H02P27/10—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters with pulse width modulation using bang-bang controllers
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P6/00—Arrangements for controlling synchronous motors or other dynamo-electric motors using electronic commutation dependent on the rotor position; Electronic commutators therefor
    • H02P6/10—Arrangements for controlling torque ripple, e.g. providing reduced torque ripple
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P6/00—Arrangements for controlling synchronous motors or other dynamo-electric motors using electronic commutation dependent on the rotor position; Electronic commutators therefor
    • H02P6/28—Arrangements for controlling current

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Control Of Motors That Do Not Use Commutators (AREA)

Description

【発明の詳細な説明】 本発明はブラシレスモータの運転装置に係り、
特に巻線電流が断続するブラシレスモータに好適
な運転装置に関する。[Detailed Description of the Invention] The present invention relates to a brushless motor driving device,
In particular, the present invention relates to an operating device suitable for brushless motors in which winding current is intermittent.

第１図は従来のブラシレスモータに、インバー
タ回路の小形化、ひいてはシリコンワンチツプ化
を図るためにコンデンサレスタイプのインバータ
を接続した回路図であり、第２図はこのブラシレ
スモータの動作時の直流電圧波形、巻線電流波形
及び誘起電圧波形を示したものである。交流電源
ACはダイオードＤ１〜Ｄ４で構成された全波整
流回路１の入力側に接続され、この全波整流回路
１の出力側は次段のインバータ回路２の入力側に
接続されている。インバータ回路２はPNPトラ
ンジスタＴ１〜Ｔ３及びNPNトランジスタＴ４
〜Ｔ５を三相ブリツジ回路に組み、各トランジス
タのコレクタとエミツタ側にはフライホイールダ
イオードＤ５〜Ｄ１０が接続されている。このイ
ンバータ回路２の入力側は前述したように整流回
路１の出力側に接続され、このインバータ回路２
の出力側はモータ（ブラシレスモータ）Ｍの固定
子巻線に接続されている。モータＭには回転位置
を検出する位置検出素子Ｓが設置されており、こ
の位置検出素子Ｓの検出信号は位置検出回路３に
入力されている。この位置検出回路３は分配回路
４に接続されており、この分配回路４は前記位置
検出回路３の出力からドライブ信号を作り出し、
ドライブ回路５にその信号を出力する。ドライブ
回路５の出力側は前述したインバータ回路２の各
トランジスタのベースに接続されて、インバータ
回路２をドライブする。 Figure 1 is a circuit diagram in which a capacitorless type inverter is connected to a conventional brushless motor in order to miniaturize the inverter circuit and eventually to make it into a single silicon chip. Figure 2 shows the DC current during operation of this brushless motor. It shows a voltage waveform, a winding current waveform, and an induced voltage waveform. AC source
AC is connected to the input side of a full-wave rectifier circuit 1 composed of diodes D1 to D4, and the output side of this full-wave rectifier circuit 1 is connected to the input side of an inverter circuit 2 at the next stage. Inverter circuit 2 includes PNP transistors T1 to T3 and NPN transistor T4
-T5 are assembled into a three-phase bridge circuit, and flywheel diodes D5-D10 are connected to the collector and emitter sides of each transistor. The input side of this inverter circuit 2 is connected to the output side of the rectifier circuit 1 as described above, and the inverter circuit 2
The output side of is connected to the stator winding of a motor (brushless motor) M. A position detection element S for detecting the rotational position is installed on the motor M, and a detection signal from this position detection element S is input to the position detection circuit 3. This position detection circuit 3 is connected to a distribution circuit 4, which generates a drive signal from the output of the position detection circuit 3, and
The signal is output to the drive circuit 5. The output side of the drive circuit 5 is connected to the base of each transistor of the inverter circuit 2 described above, and drives the inverter circuit 2.

上記のような構成のインバータ回路２は整流回
路１の直流出力側に平滑用コンデンサを有してい
ないため小形且つ軽量となり、また、ダイオード
やトランジスタを１つの集積回路で実現できる利
点を有している。しかし、前記インバータ回路２
の動作時には上記の如くコンデンサによる平滑が
なされていないため、整流回路１の出力である直
流電圧の脈動が大きく、このためモータＭの巻線
電流の脈動も大きくなつて巻線電流が遮断される
期間が長くなる。この結果、インバータ回路２及
びモータＭの効率が低くなるという欠点がある。 The inverter circuit 2 configured as described above does not have a smoothing capacitor on the DC output side of the rectifier circuit 1, so it is small and lightweight, and has the advantage that diodes and transistors can be implemented in one integrated circuit. There is. However, the inverter circuit 2
During operation, since smoothing is not performed by the capacitor as described above, the pulsation of the DC voltage that is the output of the rectifier circuit 1 is large, and therefore the pulsation of the winding current of the motor M also becomes large, and the winding current is interrupted. The period becomes longer. As a result, there is a drawback that the efficiency of the inverter circuit 2 and the motor M becomes low.

上記の様子を第２図に従つて説明すると、全波
整流電圧波形Vdがインバータ回路２を介してモ
ータＭに印加される。すると、このモータＭの巻
線には負荷に見合つた巻線電流Iaが流れ、誘起電
圧E0で一定速度で回転する。しかし、誘起電圧
E0が全波整流電圧波形Vdより高い期間は巻線電
流Iaは流れず、巻線電流Iaの変動は極めて大きく
なりモータＭの効率が低下する。 The above situation will be explained with reference to FIG. 2. A full-wave rectified voltage waveform V d is applied to the motor M via the inverter circuit 2. Then, a winding current I a commensurate with the load flows through the windings of this motor M, and the motor M rotates at a constant speed with an induced voltage E 0 . However, the induced voltage
During the period in which E 0 is higher than the full-wave rectified voltage waveform V d , the winding current I a does not flow, and fluctuations in the winding current I a become extremely large, reducing the efficiency of the motor M.

本発明の目的は、上記の欠点を解消し、コンデ
ンサレスタイプのインバータを使用した場合にも
高効率を維持することができるブラシレスモータ
の運転装置を提供するにある。 SUMMARY OF THE INVENTION An object of the present invention is to provide a brushless motor operating device that eliminates the above drawbacks and maintains high efficiency even when a capacitorless type inverter is used.

本発明は、先ず、モータの持つ誘起電圧定数を
小さく選定して誘起電圧を低くすることにより、
巻線電流の遮断される期間を短くすると共に、更
に、巻線電流を検出すして巻線電流のピーク値を
一定値で抑えるようにインバータをチヨツピング
することにより、巻線電流のピーク値を平坦に
し、巻線電流の脈動を小さくして上記目的を達成
する。 The present invention firstly reduces the induced voltage by selecting a small induced voltage constant of the motor.
In addition to shortening the period during which the winding current is interrupted, the peak value of the winding current can be flattened by detecting the winding current and chopping the inverter to suppress the peak value of the winding current to a constant value. The above objective is achieved by reducing the pulsation of the winding current.

以下本発明の実施例を従来例と同部品は同符号
を用いて第３図乃至第６図に従つて説明する。 Embodiments of the present invention will be described below with reference to FIGS. 3 to 6, using the same reference numerals for the same parts as those of the conventional example.

第３図は本発明のブラシレスモータの運転装置
の一実施例を適応したインバータの構成例を示し
た回路図である。電源ACはダイオードＤ１〜Ｄ
４より構成された整流回路１の入力側に接続さ
れ、この整流回路１の出力側はインバータ回路２
の入力側に接続されている。インバータ回路２は
ダイオードＴ１〜Ｔ３とダイオードＴ４〜Ｔ６と
から成り、ダイオードＴ１〜Ｔ３のコレクタエミ
ツタ間にはフライホイールダイオードＤ５〜Ｄ７
が接続されており、トランジスタＴ４〜Ｔ６のコ
レクタ側と前記整流回路１の負極との間にフライ
ホイールダイオードＤ８〜Ｄ１０が接続されてい
る。なお整流回路１とインバータ回路２との接続
部において、負極側にはシヤント抵抗Ｒが介挿さ
れており、前記フライホイールダイオードＤ８〜
Ｄ１０のアノード側が前記シヤント抵抗Ｒの整流
回路１側に接続されている。前記シヤント抵抗Ｒ
の両端子は電流検出回路６に接続され、この電流
検出回路６の出力は比較回路７に入力されてい
る。この比較回路７には基準電圧VRが入力され
ており、その出力はドライブ回路５に入力されて
いる。このドライブ回路５の出力は図示されてい
ないがトランジスタＴ１〜Ｔ６のベースに入力さ
れている。前記電流検出回路６はシヤント抵抗Ｒ
の両端間の電圧を検出して巻線電流を検出するも
のである。比較回路７は電流検出回路の出力電圧
と基準電圧VRとを比較し、ドライブ回路５はこ
の比較回路７の出力に基づいてインバータを構成
するトランジスタへ印加するベース信号を出力す
る。 FIG. 3 is a circuit diagram showing an example of the configuration of an inverter to which an embodiment of the brushless motor operating device of the present invention is applied. Power supply AC is diode D1~D
4, and the output side of this rectifier circuit 1 is connected to the inverter circuit 2.
connected to the input side of the The inverter circuit 2 consists of diodes T1 to T3 and diodes T4 to T6, and flywheel diodes D5 to D7 are connected between the collector and emitter of the diodes T1 to T3.
are connected, and flywheel diodes D8 to D10 are connected between the collector sides of the transistors T4 to T6 and the negative electrode of the rectifier circuit 1. Note that at the connection between the rectifier circuit 1 and the inverter circuit 2, a shunt resistor R is inserted on the negative electrode side, and the flywheel diodes D8 to D8 are connected to each other.
The anode side of D10 is connected to the rectifier circuit 1 side of the shunt resistor R. The shunt resistance R
Both terminals are connected to a current detection circuit 6, and the output of this current detection circuit 6 is input to a comparison circuit 7. A reference voltage V R is input to this comparison circuit 7, and its output is input to the drive circuit 5. Although not shown, the output of this drive circuit 5 is input to the bases of transistors T1 to T6. The current detection circuit 6 includes a shunt resistor R.
The winding current is detected by detecting the voltage between both ends of the coil. The comparison circuit 7 compares the output voltage of the current detection circuit with the reference voltage VR , and the drive circuit 5 outputs a base signal to be applied to the transistors forming the inverter based on the output of the comparison circuit 7.

第４図は第３図に示した電流検出回路６、比較
回路７及びドライブ回路５の部分をより詳細に説
明する回路であり、第５図はこの回路による動作
波形を示す図である。電流検出回路６は、シヤン
ト抵抗Ｒの電圧降下を、内蔵しているオペアンプ
Ａ１で増幅し、巻線電流Iaに比例した巻線電流検
出電Vaを出力する。比較回路７は巻線電流検出
電圧Vaと基準電圧VRとを比較するヒステリシス
付のコンパレータＡ２で構成されている。この比
較回路７の出力電圧Vcは第５図Ｂに示すように、
巻線電流検出電圧Vaが前記基準電圧VRよりも高
い基準電圧VRH及び低い基準電圧VRLに等しくな
る時点において、それぞれ、ローレベル、ハイレ
ベルとなる信号電圧である。ドライブ回路５に
は、モータＭの回転子角位置に応じた分配回路４
の出力が入力される。更に、前記ドライブ回路５
の正アーム側のダイオードＴ１〜Ｔ３に対する信
号は、ベース信号停止回路８を構成するアンド素
子によつて前記比較回路７の出力とアンドがとら
れ、前記比較回路７の出力Vcがローレベルの時
には、正アームのトランジスタＴ１〜Ｔ３がドラ
イブされない構成となつている。 FIG. 4 is a circuit for explaining in more detail the current detection circuit 6, comparison circuit 7, and drive circuit 5 shown in FIG. 3, and FIG. 5 is a diagram showing operating waveforms of this circuit. The current detection circuit 6 amplifies the voltage drop across the shunt resistor R using a built-in operational amplifier A1, and outputs a winding current detection voltage V a proportional to the winding current I a . The comparison circuit 7 includes a comparator A2 with hysteresis that compares the winding current detection voltage V a and the reference voltage VR . The output voltage V c of this comparator circuit 7 is as shown in FIG. 5B.
These are signal voltages that become low level and high level, respectively, when the winding current detection voltage V a becomes equal to a reference voltage V RH higher than the reference voltage VR and a reference voltage V RL lower than the reference voltage VR. The drive circuit 5 includes a distribution circuit 4 according to the rotor angular position of the motor M.
The output of is input. Furthermore, the drive circuit 5
The signals to the diodes T1 to T3 on the positive arm side of are ANDed with the output of the comparator circuit 7 by the AND element constituting the base signal stop circuit 8, and when the output Vc of the comparator circuit 7 is at a low level, , the transistors T1 to T3 of the positive arm are not driven.

次に本実施例の動作について第５図を主に用い
て説明する。本実施例で使用されているモータＭ
の誘起電圧E0は従来例に比べて小さくなるよう
に設定されている。このため、速い位相で整流回
路１の全波整流電圧VdがE0より高くなり、巻線
電流Iaは速く流れ始め、この巻線電流Iaの流れな
い期間taは極めて短くなつている。また、この巻
線電流Iaの立上りは前記誘起電圧E0が小さいため
に急峻であり、巻線電流検出電圧Vaは基準電圧
VRに短時間で達する。しかし、比較回路７には
ヒステリシスがあるため、前記巻線電流検出電圧
Vaが高基準電圧VRHに達するまでは、前記比較回
路７の出力Vcはハイレベルを維持し、巻線電流Ia
は上昇し続ける。 Next, the operation of this embodiment will be explained with reference mainly to FIG. Motor M used in this example
The induced voltage E 0 is set to be smaller than that of the conventional example. Therefore, the full-wave rectified voltage V d of the rectifier circuit 1 becomes higher than E 0 in the fast phase, the winding current I a starts to flow quickly, and the period t a during which the winding current I a does not flow becomes extremely short. There is. Moreover, the rise of this winding current I a is steep because the induced voltage E 0 is small, and the winding current detection voltage V a is the reference voltage
VR is reached in a short time. However, since the comparator circuit 7 has hysteresis, the winding current detection voltage
Until V a reaches the high reference voltage V RH , the output V c of the comparator circuit 7 maintains a high level, and the winding current I a
continues to rise.

前記巻線電流検出電圧Vaが高基準電圧VRHに達
すると、前記比較回路７の出力Vcはローレベル
に移行する。このためベース信号停止回路８の出
力は分配回路４の出力にかかわらずローレベルと
なり、ドライブ回路５のアームトランジスタＴ１
〜Ｔ３のドライブ信号は零となり、正アーム側の
トランジスタはオフし、この結果、巻線電流Iaは
減少し始める。この巻線電流Iaの減少に伴い、巻
線電流検出電圧Vaは減少するが、比較回路８の
ヒステリシスにより、低基準電圧VRLに達するま
で前記比較回路７の出力はハイレベルに復帰しな
い。比較回路７の出力がハイレベルになると、再
び正アーム側のトランジスタＴ１〜Ｔ３はオン
し、巻線電流Iaは増加し始める。このように、巻
線電流検出電圧Vaによつて正アーム側のダイオ
ードＴ１〜Ｔ３をチヨツピングすることにより、
巻線電流Iaは基準電圧VRに応じて略一定となる。 When the winding current detection voltage V a reaches the high reference voltage V RH , the output V c of the comparison circuit 7 shifts to a low level. Therefore, the output of the base signal stop circuit 8 becomes low level regardless of the output of the distribution circuit 4, and the arm transistor T1 of the drive circuit 5
The drive signal at ~T3 becomes zero, the transistor on the positive arm side is turned off, and as a result, the winding current I a begins to decrease. As the winding current I a decreases, the winding current detection voltage V a decreases, but due to the hysteresis of the comparator circuit 8, the output of the comparator circuit 7 does not return to high level until it reaches the low reference voltage V RL . . When the output of the comparison circuit 7 becomes high level, the transistors T1 to T3 on the positive arm side are turned on again, and the winding current I a starts to increase. In this way, by chopping the diodes T1 to T3 on the positive arm side using the winding current detection voltage V a ,
The winding current I a remains approximately constant depending on the reference voltage V R .

本実施例によれば、誘起電圧E0の小さいモー
タＭを用い、且つ、巻線電流Iaに対応した巻線電
流検出電圧Vaが所定の基準電圧VRに略等しくな
るように、インバータ回路２の正アーム側トラン
ジスタＴ１〜Ｔ３をチヨツピングすることによ
り、前記巻線電流Iaの遮断される期間が短く、且
つ、この巻線電流Iaのピークが平坦となるため、
巻線電流Iaの脈動が小さくなり、インバータ回路
２の効率（ひいてはモータＭの効率）が向上する
という効果がある。このため、効率を落とすこと
なくブラシレスモータを駆動するインバータから
平滑コンデンサをなくして、これを小形軽量化し
得る効果があり、また、インバータを構成するダ
イオードやトランジスタを１つの集積回路とし得
る効果がある。 According to this embodiment, the motor M with a small induced voltage E 0 is used, and the inverter is connected so that the winding current detection voltage V a corresponding to the winding current I a is approximately equal to the predetermined reference voltage VR . By chopping the positive arm side transistors T1 to T3 of the circuit 2, the period during which the winding current I a is cut off is shortened, and the peak of this winding current I a becomes flat.
This has the effect of reducing the pulsation of the winding current I a and improving the efficiency of the inverter circuit 2 (and thus the efficiency of the motor M). This has the effect of eliminating the smoothing capacitor from the inverter that drives the brushless motor, making it smaller and lighter without reducing efficiency, and also allowing the diodes and transistors that make up the inverter to be integrated into one integrated circuit. .

第６図は本発明の他の実施例の要部を示したも
のである。位置検出回路３の出力は分配回路４を
介して基準電圧発生回路９に入力される。この基
準電圧発生回路９はEOR（Exclusive OR）素子９
１及びワンシヨツトマルチバイブレータ９２から
主に構成され、位置検出回路の出力はこの基準電
圧発生回路９のEOR素子９１を経てワンシヨツ
トマルチバイブレータ９２に入り、このワンシヨ
ツトマルチバイブレータ９２は回転数信号VFを
出力する。回転数検出回路９の出力である前記回
転数信号VFは第２の比較回路１０に入力される。
この第２の比較回路１０はオペアンプ１０１で主
に構成され、前記回転数信号VFと別に入力され
る回転数指令信号VRFとを比較して基準電圧VRを
比較回路７に出力する。なお、前記回転数検出回
路９及び第２の比較回路１０により基準電圧発生
回路１１が構成されている。他の構成は実施例と
同様であるため図示及び説明は省略する。 FIG. 6 shows the main part of another embodiment of the present invention. The output of the position detection circuit 3 is input to the reference voltage generation circuit 9 via the distribution circuit 4. This reference voltage generation circuit 9 is an EOR (Exclusive OR ) element 9.
The output of the position detection circuit passes through the EOR element 91 of this reference voltage generation circuit 9 and enters the one-shot multivibrator 92, and this one-shot multivibrator 92 receives the rotation speed signal V. Output F. The rotation speed signal V F , which is the output of the rotation speed detection circuit 9, is input to a second comparison circuit 10.
This second comparator circuit 10 is mainly composed of an operational amplifier 101, and compares the rotation speed signal V F with a separately input rotation speed command signal V RF and outputs a reference voltage VR to the comparison circuit 7 . Note that the rotation speed detection circuit 9 and the second comparison circuit 10 constitute a reference voltage generation circuit 11. The other configurations are the same as those in the embodiment, so illustration and description will be omitted.

本実施例では、位置検出回路３の出力を回転数
信号VFに変換し、この回転数信号VFを考慮して
基準電圧VRを発生するため、モータの回転数に
応じて基準電圧VRを変化させるという回転数フ
イードバツクが行なわれており、回転数指令信号
VRFに応じて図示されないモータの巻線電流を前
実施例のそれよりも一層安定に制御し得る効果が
ある。このため、巻線電流の脈動が前実施例より
一層小さくなり、インバータ及びモータの効率を
一層向上させる効果がある。 In this embodiment, the output of the position detection circuit 3 is converted into the rotational speed signal V F , and the reference voltage V R is generated by taking this rotational speed signal V F into account, so the reference voltage V Rotation speed feedback is performed by changing R , and the rotation speed command signal
This has the effect that the winding current of the motor (not shown) can be controlled more stably in accordance with V RF than in the previous embodiment. Therefore, the pulsation of the winding current becomes even smaller than in the previous embodiment, which has the effect of further improving the efficiency of the inverter and motor.

以上説明したように本発明のブラシレスモータ
の運転装置は、単相交流を全波整流して脈動電圧
に変換する整流器と、この整流器に直接接続さ
れ、かつこの整流器の出力である前記脈動電圧を
任意の周波数の交流に変換するインバータと、こ
のインバータの出力を固定子巻線に通流して回転
子を回転させるブラシレスモータとを備え、前記
固定子巻線に流れる巻線電流が前記ブラシレスモ
ータの線間誘起電圧より前記脈動電圧が低い期間
断つようにしたブラシレスモータの運転装置であ
つて、前記インバータに流れる電流を検出する電
流検出回路と、所定の基準電圧を発生する基準電
圧発生回路と、前記電流検出回路の出力信号と、
前記基準電圧発生回路から与えられた前記基準電
圧とを比較する比較回路とを設け、この比較回路
の出力信号に基づいて前記整流器からインバータ
へ流れる前記脈動電圧をオン、オフするように構
成したので、ブラシレスモータの運転装置として
コンデンサレスタイプのインバータを使用した場
合であつても効率を損うことなく、高効率のブラ
シレスモータを提供でき、更に、コンデンサレス
化したため回路を集積回路化することができると
いう効果を奏するものである。 As explained above, the brushless motor operating device of the present invention includes a rectifier that full-wave rectifies single-phase alternating current and converts it into a pulsating voltage, and a rectifier that is directly connected to the rectifier and that converts the pulsating voltage that is the output of the rectifier. The brushless motor is equipped with an inverter that converts the alternating current to an arbitrary frequency, and a brushless motor that passes the output of the inverter through a stator winding to rotate a rotor. A brushless motor operating device configured to cut off the pulsating voltage during a period when the pulsating voltage is lower than the line induced voltage, comprising: a current detection circuit that detects a current flowing through the inverter; and a reference voltage generation circuit that generates a predetermined reference voltage. an output signal of the current detection circuit;
A comparison circuit for comparing the reference voltage given from the reference voltage generation circuit is provided, and the pulsating voltage flowing from the rectifier to the inverter is turned on and off based on the output signal of the comparison circuit. Even when a capacitorless type inverter is used as a brushless motor driving device, a highly efficient brushless motor can be provided without loss of efficiency.Furthermore, since it is capacitorless, the circuit can be integrated into an integrated circuit. This has the effect of making it possible.

【図面の簡単な説明】[Brief explanation of drawings]

第１図はブラシレスモータを駆動する従来のイ
ンバータの構成を示した回路図、第２図は第１図
で示した回路の動作波形線図、第３図は本発明の
ブラシレスモータの運転装置の一実施例を適用し
たインバータの構成例を示した回路図、第４図は
第３図に示した電流検出回路及び比較回路部の詳
細例を示した回路図、第５図は第４図で示した回
路によるモータ運転時の各部の動作波形線図、第
６図は本発明のブラシレスモータの運転装置の一
実施例を適用したインバータ回路の他の構成例の
要部を示した回路図である。 １…整流回路、２…インバータ回路、３…位置
検出回路、４…分配回路、５…ドライブ回路、６
…電流検出回路、７…比較回路、１１…基準電圧
発生回路、Ｍ…モータ。 Fig. 1 is a circuit diagram showing the configuration of a conventional inverter that drives a brushless motor, Fig. 2 is an operating waveform diagram of the circuit shown in Fig. 1, and Fig. 3 is a diagram of a brushless motor driving device of the present invention. FIG. 4 is a circuit diagram showing a detailed example of the current detection circuit and comparison circuit section shown in FIG. 3, and FIG. FIG. 6 is a circuit diagram showing the main parts of another configuration example of an inverter circuit to which an embodiment of the brushless motor driving device of the present invention is applied. be. 1... Rectifier circuit, 2... Inverter circuit, 3... Position detection circuit, 4... Distribution circuit, 5... Drive circuit, 6
...Current detection circuit, 7...Comparison circuit, 11...Reference voltage generation circuit, M...Motor.

Claims (1)

【特許請求の範囲】 １ 単相交流を全波整流して脈動電圧に変換する
整流器と、この整流器に直接接続され、かつこの
整流器の出力である前記脈動電圧を任意の周波数
の交流に変換するインバータと、このインバータ
の出力を固定子巻線に通流して回転子を回転させ
るブラシレスモータとを備え、前記固定子巻線に
流れる巻線電流が前記ブラシレスモータの線間誘
起電圧より前記脈動電圧が低い期間断つようにし
たブラシレスモータの運転装置であつて、前記イ
ンバータに流れる電流を検出する電流検出回路
と、所定の基準電圧を発生する基準電圧発生回路
と、前記電流検出回路の出力信号と、前記基準電
圧発生回路から与えられた前記基準電圧とを比較
する比較回路とを設け、この比較回路の出力信号
に基づいて前記整流器からインバータへ流れる前
記脈動電圧をオン、オフすることを特徴とするブ
ラシレスモータの運転装置。 ２ 前記基準電圧発生回路は、前記ブラシレスモ
ータの回転数を検出する回転数検出回路と、この
回転数検出回路の出力信号と所定の回転数指令信
号とを比較する比較回路とを有し、ブラシレスモ
ータの回転数に応じた基準電圧を発生することを
特徴とする特許請求の範囲第１項記載のブラシレ
スモータの運転装置。[Scope of Claims] 1. A rectifier that full-wave rectifies single-phase alternating current and converts it into pulsating voltage, and a rectifier that is directly connected to this rectifier and that converts the pulsating voltage that is the output of this rectifier into alternating current of any frequency. The brushless motor includes an inverter and a brushless motor that rotates a rotor by passing the output of the inverter through a stator winding, and the winding current flowing through the stator winding is lower than the line-to-line induced voltage of the brushless motor. The brushless motor operating device is configured to cut off the current flowing through the inverter for a period when the current is low, the current detection circuit detecting the current flowing through the inverter, the reference voltage generation circuit generating a predetermined reference voltage, and the output signal of the current detection circuit. , further comprising a comparison circuit for comparing the reference voltage given from the reference voltage generation circuit, and turning on and off the pulsating voltage flowing from the rectifier to the inverter based on the output signal of the comparison circuit. Brushless motor driving device. 2. The reference voltage generation circuit includes a rotation speed detection circuit that detects the rotation speed of the brushless motor, and a comparison circuit that compares an output signal of the rotation speed detection circuit with a predetermined rotation speed command signal. 2. The brushless motor operating device according to claim 1, wherein the reference voltage is generated in accordance with the rotational speed of the motor.
JP57094904A 1982-06-04 1982-06-04 Operating method for brushless motor Granted JPS58212384A (en)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP57094904A JPS58212384A (en) 1982-06-04 1982-06-04 Operating method for brushless motor

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP57094904A JPS58212384A (en) 1982-06-04 1982-06-04 Operating method for brushless motor

Publications (2)

Publication Number Publication Date
JPS58212384A JPS58212384A (en) 1983-12-10
JPH0159839B2 true JPH0159839B2 (en) 1989-12-19

Family

ID=14123003

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
JP57094904A Granted JPS58212384A (en) 1982-06-04 1982-06-04 Operating method for brushless motor

Country Status (1)

Country Link
JP (1) JPS58212384A (en)

Families Citing this family (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS6192194A (en) * 1984-10-11 1986-05-10 Hitachi Ltd Operation controlling method of air conditioner
JPH067755B2 (en) * 1985-07-16 1994-01-26 松下電器産業株式会社 Motor control device
JPH0279792A (en) * 1988-09-12 1990-03-20 Secoh Giken Inc Three-phase high speed dc motor
DE4124240C2 (en) * 1990-08-21 1994-08-04 Heidelberger Druckmasch Ag Process for controlling the motor current of a brushless DC motor
JP4608741B2 (en) * 2000-07-05 2011-01-12 パナソニック株式会社 Inverter device and electric washing machine or vacuum cleaner using the inverter device

Also Published As

Publication number Publication date
JPS58212384A (en) 1983-12-10

Similar Documents

Publication Publication Date Title
JP3400432B2 (en) Current limiting circuit of inverter refrigerator and control method thereof
JPS61224894A (en) Brushless dc motor
US6664767B2 (en) Voltage regulator of vehicle AC generator having variable bypass circuit resistance
JPH0159839B2 (en)
JPH0140291Y2 (en)
JPH08237998A (en) Voltage controller for ac generator
JP3173677B2 (en) Inverter controlled generator
JPH0832196B2 (en) Driving circuit for stepping motor
JP7185538B2 (en) Inverter device for washing machine
JPS6198183A (en) Operating method of brushless motor
JP2666408B2 (en) Induction heating device
JPS59149783A (en) Drive device for motor
JP2540305B2 (en) Engine generator
JPH066718Y2 (en) Brushless motor drive
JPS5918872Y2 (en) Motor drive circuit protection device
JPS626826Y2 (en)
JP2589726B2 (en) Transistor inverter
JPH07274575A (en) Motor driving controller
JPH09135589A (en) Speed controller for induction motor
JPH036157Y2 (en)
JPH0767337A (en) Controller of ventilation fan
JP2548415Y2 (en) Self-excited alternator voltage regulator
JP2710020B2 (en) AC generator voltage controller
JPS6292789A (en) Drive circuit for brushless motor
JPH0638717B2 (en) Induction motor drive