JPH01278300A - 軸駆動発電装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 「産業上の利用分野」 本発明は、船舶における主エンジンの軸出力の一部を利
用して発電電力を得る軸駆動発電装置に関するものであ
る。

「従来の技術」 従来、この種の発電装置としては、船舶のプロペラを駆
動する主エンジン軸より直接あるいは増速機等を介して
同期発電機（以後は軸発電機という）を駆動し、この軸
発電機の可変周波数交流出力をコンバータ、インバータ
等より成る静止形の周波数変換装置を通して一定周波数
の交流出力を得る方式のものが多く実用化されている。

さらに、この周波数変換装置について説明すると、イン
バータはサイリスタインバータとして構成され、その出
力側には同期調相機がつながれており、これによって出
力電圧の確保と無効電力分の供給を得て、インバータ運
転が行われるいわゆる他動式サイリスタインバータ方式
のものである。

ところで、従来、このサイリスタインバータの出力周波
数あるいは出力電力を制御する方式としては、コンバー
タをサイリスタコンバータとして構成し、これの位相制
御によりその直流出力電圧を調整して行なう方式と、コ
ンバータは単なる整流翼構成として、あるいはサイリス
タコンバータ構成とするも通常運転時にはそのｉ制御遅
れ角を０（ｄｅｇ）に固定しておき、軸発電機の界磁制
御によりその出力電圧つまりはコンバータの直流出力電
圧を調整して行なう方式が多く用いられている。第２図
に前者の、第３図に後者の方式の各ブロック図を示し、
これらにつき、もう少し詳しく説明する。

第２図において、同期発電機（軸発電機）２は船舶のプ
ロペラＰを駆動する主エンジン１の軸より直接あるいは
増速機を介して駆動され、また、その出力電圧は界磁巻
線２ａの回路に設けられた自動電圧調整器（以後はＡＶ
Ｒという）３によって自動調整される。この場合、出力
電圧値は、Ｆ／Ｖ検出器９を付加して主エンジン１の回
転数に応じ適当な大きさに変化するように制御されるこ
とが多い、そして軸発電機２の可変周波数交流電力はサ
イリスタコンバータ４Ａによって一旦、直流電力に変換
され、さらに平滑りアクドル５を通して平滑した後、サ
イリスタインバータ６Ａによって定周波数ｆｏの交流電
力に変換され、同期調和ｆｉｌＯから無効電力分の供給
をうけて、有効電力分を負荷に供給する。

そして、出力周波数ｆＯを一定に保つための制御は、サ
イリスタインバータ６Ａの出力回路よりＦ／Ｖ変換器１
１を通して周波数検出を行い、出力周波数ｆＯに相当す
る電圧信号ｅＯを得て、このｅｏと周波数設定信号ｅｔ
　　（設定周波数ｆ１の相当量）を周波数差検出器８に
入力し、その差信号Δｅ（＝ｅｏ−ｅ、）を作り、これ
をサイリスタコンバータ４Ａの位相制御を司どる位相制
御装置７Ａに加え、Δｅが零に近づくように、つまりｆ
ｏがｆｌに近づくようにサイリスタコンバータ４Ａの制
御遅れ角αＣを制御し、その直流出力電圧を自動調整す
ることで行う。

次に、第３図ついては、第２図と同一部分は同一符号を
付し、説明は省略し、異なる部分とその作用のみを説明
する。コンバータ４Ｂは第２図の４Ａと同様のサイリス
タコンバータとしてｍ成するも、その制御法は異なり、
発電装置を瞬時緊急停止させる場合等に行ういわゆるゲ
ートシフト制御時を除き、サイリスタコンバータ４Ｂの
制御遅れ角αＣは、略０（ｄｅｇ）に固定したままとす
る。そして、サイリスタインバータ６Ａの出力周波数ｆ
ｏを一定に保つための制御は、出力周波数ｆｏを検出し
、これと設定周波数ｆ、との差信号Δｅを作るところま
では第２図の場合と同様に行い、このΔｅを軸発電機２
の界磁巻線２ａの回路に設けられた界磁調整用サイリス
タコンバータ１３Ａの位相制御を司どる位相制御装置７
Ｂに加え、Δｅが零に近づくように、っまりｆｏがｆｌ
に近づくように界磁調整用サイリスタコンバータ１３Ａ
の制御遅れ角α、を制御し、軸発電機２の出力電圧つま
りはサイリスタインバータ４Ｂの直流出力電圧を自動調
整することで行う。

「発明が解決しようとする課題」 ところで、以上説明した従来例のうち、前者の方は、当
然のことながらサイリスタコンバータ４Ａの入力力率つ
まりは軸発電機２の力率を悪くするなめ、軸発電機２の
容量が大きくなり、その分コスト高を招く、また、後者
の方は、軸発電機の界磁巻線２ａの時定数が長く、出力
周波数ｆｏの過渡応答特性を悪化させるため、負荷や主
エンジン回転数の急変時における出力周波数ｆＯの過渡
変動を大きくし、整定時間も長くなる。

もつとも、このｆｏの過渡応答特性は前者の方式であれ
ば良好であり、逆に、後者の方式であれば前者方式の欠
点とする軸発電機の力率悪化はないので容量は小さくて
済むことになる。

本発明の目的は、これらの課題に鑑み周波数応答が良く
、しかも軸発電機容量の小さくて済む方式を提供するこ
とにある。なお、この目的を達成するための発明、考案
として既に第４図に示すような方式が提案されている。

即ちこの方式では、サイリスタコンバータ４Ｂは、構成
・作用共第３図の方式のそれと同一にして、軸発電機２
の力率の悪化を防ぐようにし、一方、出力周波数ｆｏを
一定に保つための制御は、応答速度の遅い軸発電機２の
界磁制御には依存させず、サイリスタインバータ６Ｂに
おいてちょうど第２図の方式のサイリスタコン・バーク
４Ａにおけると同様の位相制御。

但し制御遅れ角αｉを動かす方向は逆方向、つまりｆｏ
の低下時にはαｉを小さくする方向に動かす位相制御を
用いて過渡応答特性を良くしている。

しかしながら、この場合、αｉが小さくなるとサイリス
ターインバータ６Ｂの出力部の力率Ｐｆ。

を悪化させ、無効電力分の増大化、つまりは同期調相機
１０の容量の増大化を招くので、これを防ぐため、力率
検出を行いこの値Ｐｆｏが基準力率設定値Ｐ　ｆ　ｔに
戻るように軸発電機の界磁を強める働きを行わせるため
のＰｆ、／Ｖ変換器１４、力率差検出器１５、位相制御
装置７Ｄから成る力率調整装置を付加している。

しかし、このような方式では、負荷しゃ断時等に生じる
ｆｏの過渡上昇に対する応答特性を悪くしないために、
サイリスタインバータ６Ｂのル■御遅れ角αｉ、つまり
は基準力率設定値Ｐｆ、にある程度の余裕をもなせなく
てはならないので、その分、第２図や第３図の方式にお
ける力率より悪化させ、同期調和機容量の増大化を招く
といった課題があった０本発明の目的は、前述の課題は
もちろんのこと、この課題も合せ解決することにある。

「課題を解決するための手段」 本発明では、周波数変換装置の主回路用コンバータとイ
ンバータ並びに軸発電機の界磁制御用コンバータの王者
は、いづれもサイリスタ構成とし、それぞれに位相制御
（以後これら各々をコンバータαＣ制御、インバータ出
力部御、界磁α、副制御呼ぶことにする）を司どる位相
制御装置７Ｅ、７Ｆ、７Ｇを設けて位相制御可能として
おき、且つまた、三者の制御遅れ角αＣ１αｉ、α、に
は、それぞれ制御可能範囲αｃｔ（略Ｏｄｅｇ）〜αｃ
２、α１１〜α１２（転流余裕角を残し略１８００に近
い）、α、１〜αｆ２、つまりはこれらルＩ＠値を定め
ておき、ｆｏ＝ｆｌ　（Δｅ＝０）の成立する通常運転
時には、αＣはαｃｍ、αｉはα１２の制限値で、α、
はα１．〜α、２間でそれらの制限値に対して余裕のあ
る位相角になるようにする。そして、出力周波数ｆＯを
検出し周波数差検出器８より周波数差信号Δｅを得るこ
とは、従来例の場合と同様に行い、このΔｅを前記王者
の位相制御装置７Ｅ、７Ｆ、７Ｇのそれぞれに共通の入
力信号として加えるが、同時に７Ｅと７Ｆだけには、さ
らに適当な大きさの信号ｅ２とｅ、をΔｅ信号に加算さ
せ、出力周波数が見かけ上実際値ｆｏより７Ｅに対して
は（ｅｘ　／ｅｔ　）　Ｘ　１００　（％）分の減少、
逆に７Ｆに対しては（ｅ　、／　ｅ　１　）　Ｘ　１０
０（％）分増大したように見せかけるようにする。

以上のようにすれば、ｆｏ＝ｆｔ（Δｅ＝０）となる通
常運転時においては、コンバータαＣ制御とインバータ
α１ＩＩＩｆＩｌは、それぞれ、ａｃは。

ｃ（（略Ｏｄｅｇ）、αｉはα１２（Φ１８０’）の制
限値に固定されたままのリミット値制御が行われ、界磁
α、υＩｆ＃のみが中間値位相制御、つまりはｆｏを一
定に保つための位相制御が行なわれることになる。その
結果、軸発電機とインバータ出力部の力率は共に良好と
なる。一方、負荷急変等で生ずる出力周波数ｆｏの過渡
変動時における制御は、（ｅ２／ｅｔ　＞’ｘ１ｏｏ　
（％）分を越える上昇に対してはαＣがａｃ１よりαｃ
２方向に移行するようなコンバータαＣ制御が、逆に（
ｅ／　ｅ　ｔ　）　Ｘ　１００　（％）分を越える下降
に対してはαｉがα１２よりα１１方向に移行するよう
な°　インバータαｉ　ｉｉｉ制御が働くので、ｆＯの
上昇、下降のいづれに対しても応答速度の速い制御によ
って変動量の抑制が行われる。

「実施例」 本発明の実施例を第１図に示し、以下これについて説明
する。なお、既に説明した第１図〜第３図と同一部分は
同一符号を付し説明は省略する。

４Ｃはサイリスタコンバータ、６Ｃはサイリスタインバ
ータ、１３Ｃは界磁調整用サイリスタコンバータであり
、各７Ｅ、７Ｆ、７Ｇはそれら各々の位相制御（コンバ
ータαＣＩＩＩ御、インバータαｉ　１Ｉ７１＋御、界
磁α、副制御を司どる位相制御装置である。各７Ｅ、７
Ｆ、７Ｇには共通の入力信号として周波数差検出器８か
ら出力されるに信号Δｅ（＝ｅｏ−ｅ璽）が−律に加え
られるが、さらに７Ｇを除＜　７　Ｅと７Ｆには適当の
大きさの信号ｅ２　（但しＣ２＜Ｏ）とｅｉ　　（但し
ｅ、）Ｏ）が入力され各Δｅ倍信号加算されて、合成入
力信号としてはΔｅ＋ｅ２とΔｅ＋ｅ、とに成し、出力
周波数が見かけ上実際値ｆｏより７Ｅに対しては（Ｃ２
／　ｅ、）　Ｘ　１００　（％）分の減小、逆に７Ｆに
対しては（ｅｉ／ｅｔ　）Ｘ１００）（％）分増大した
ように見せかける。そしてこれら７Ｅ、７Ｆ、７Ｇから
の出力信号を各４Ｃ１６Ｃ１１３Ｃのゲートに加え、そ
れらの各制ｒｎ遅れ角αＣ１α、ｉ、α、を各入力信号
Δｅ＋ｅ２　、Δｅ＋ｅ３、Δｅが零に近づくような方
向に移行させる位相制御を行なわせる。一方、各αＣ１
αｉ、α、には制御可能範囲αｃｔ　　（略Ｏｄｅｇ）
〜αｃ２、αｉ、〜αｔ２　（転流余裕角を残し略１８
０°に近い）、ｄＨ〜αｆ２、つまりはこれら制限値を
定めておき、且つ、αＣ＝αｃ１、αｉ＝α１２で、ｆ
、＝ｆｔ（Δｅ＝０）とする運転時におけるα。

は、Ｃ２，〜αｃ２間でそれら制限値に対して適当に余
裕のある位相角になるにする。

以上のようにすれば、通常運転時は界磁α、副制御有効
に働き、ｆｏ＝ｆ、つまりΔＣ＝０の運転となり、一方
、コンバータαＣ制御の方は、７Ｅの入力信号Δｅ＋ｅ
ｚが一１ｅ２１だけ残って、出力周波数が見かけ上実際
値ｆＯより（Ｃ２／ｅ＝）Ｘ１００（％）分減少したこ
とになるなめαＣはαＣ１の制限値に、また、インバー
タαｉ制御の方は、７Ｆの入力信号Δｅ＋ｅ３がｅ、た
け残って出力周波数が見かけ上実際値ｆｏより（Ｃ３／
ｅｘ）Ｘ１００（％）分増大したことになるためαｉは
α１２の制限値に固定されたままの制御となる。その結
果、軸発電機２とサイリスタインバータ６Ｃの出力部の
力率は共に良好となる。

一方、負荷の急変等で出力周波数ｆＯ過渡変動を生じな
ときは、ｆＯがｆ、より（Ｃ２／ｅ＝）Ｘ１００（％）
分を越え上昇すると、７Ｅの入力信号Δｅ＋ｅ２が負よ
り正に転するのでコンバータαＣ制御Ｉ御はこれを零に
するための制御、つまりはαＣをαＣ３よりαＣ２の方
向え移行させコンバータ４Ｃの直流出力電圧を下げる制
御を行い、逆に、ｆ、より（ｅｉ／ｅｔ　）ｘｉｏｏ　
（％）分を越えて下降すると、７Ｆの入力信号Δｅ＋ｅ
。

が正より負に転するのでインバータα１ｌｌ１９１はこ
れを零にするための制御、つまりはαｉをα１２よりα
ｉ、の方向へ移行させインバータの電流を増大する制御
を行う、その結果、出力周波数ｆ。

に過度応答性のよくない界磁α、副制御は追従できない
過渡変動を生じ、ｆｏが設定周波数ｆ、に対してＣ２と
Ｃ３の選定により任意に設定できる変動中以上の変動と
なった時は、上昇に対してはコンバータαＣ制御、下降
に対してはインバータｄｉｉ８１ｆ）ＩＩのいづれも応
答速度の速い制御が働くようになり変動量を効果的に抑
制する。

なお、以上の説明ではサイリスタインバータ６Ｃの制御
遅れ角αｉの制限値αｉ２　（今１８０　）は一定とし
たが、主エンジン１の使用回転数範囲が大きく、低速領
域では回転速度の変化に伴って軸発電機２の出力電圧も
下げるような場合においては、α１２もそれに応じて小
さくするように変化させることは当然である。

「発明の効果」 以上、説明したように本発明の方式によれば、従来方式
で課題となることの多かった軸発電機やインバータ出力
部の力率の悪化、負荷急変時等に起る出力周波数の過渡
変動特性の悪化は、すべて解決され良好にすることがで
きるので、軸発電機や同期調相機は大きくしなくても済
むという経済的効果と、出力周波数の過度変動特性を良
好にするという特性的効果に役立つ。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明に係わる主軸駆動発電装置の概要を示す
ブロック図、第２図〜第４図はいづれも従来の主軸駆動
発電装置の概要を示すブロック図である。 １・・・主エンジン、２・・・軸発電機、４Ａ、４Ｂ。 ４Ｃ・・・サイリスタコンバータ、６Ａ、６Ｂ、６Ｃ・
・・サイリスタインバータ、７Ｅ、７Ｆ、７Ｇ−・・位
相制御装置、８・・・周波数差検出器、１０・・・同期
調相機、１１・・・Ｆ／Ｖ変換器、１２・・・負荷、１
３Ａ。 １３Ｂ、１３Ｃ・・・界磁調整用サイリスタコンバータ
。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 　回転変動のある主エンジンの一部を利用して軸発電機
   を駆動し、その出力交流電力をコンバータ４Ｃより一旦
   、直流電力に変換してからインバータ６Ｃにより、その
   出力側につながれた同期調相機から無効電力分の供給を
   得て、一定周波数の交流電力を出力する軸駆動発電装置
   において、前記軸発電機には界磁調整用コンバータ１３
   Ｃを設け、前記コンバータ４Ｃおよびインバータ６Ｃと
   、このコンバータ１３Ｃは三者共サイリスタ構成とし、
   それらの制御遅れ角範囲として、コンバータ４Ｃには略
   ０（ｄｅｇ）近くに最小制限値α＿Ｃ＿１を、インバー
   タ６Ｃには静定運転時において支障を来たさない範囲で
   できるだけ１８０°近くに最大制限値αｉ＿２を設定し
   ておき、前記の４Ｃ、６Ｃ、１３Ｃの位相制御を司どる
   各位相制御装置７Ｅ、７Ｆ、７Ｇの三者共に、インバー
   タ６Ｃの出力周波数ｆ＿０と設定周波数ｆ＿１との周波
   数差信号Δｅを共通の入力信号として加え、同時に７Ｅ
   と７Ｆには各適当量の別信号を入力し前記Δｅ信号に加
   算させ、出力周波数を見かけ上実際値ｆｏと異なるよう
   にすることにより、ｆｏがｆ＿１と一致する通常運転時
   には、コンバータ４Ｃとインバータ６Ｃの制御遅れ角は
   それぞれαｃ＿１とα＿１＿２の制限値に固定されたま
   まの運転となり、出力周波数ｆｏの過渡変動時には、上
   昇に対してはコンバータ４Ｃの、下降に対してはインバ
   ータ６Ｃの位相制御が働くようにすることを特徴とする
   軸駆動発電装置。