JPH01264563A - スイッチング電源装置 - Google Patents
スイッチング電源装置Info
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- JPH01264563A JPH01264563A JP8989088A JP8989088A JPH01264563A JP H01264563 A JPH01264563 A JP H01264563A JP 8989088 A JP8989088 A JP 8989088A JP 8989088 A JP8989088 A JP 8989088A JP H01264563 A JPH01264563 A JP H01264563A
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- 230000005284 excitation Effects 0.000 description 27
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明は入出力が絶縁トランスで絶縁されたインバータ
式他励型のプッシュプル方式スイッチング電源装置１％
に絶縁トランスの助出損失の少ない電源装置に関する。
式他励型のプッシュプル方式スイッチング電源装置１％
に絶縁トランスの助出損失の少ない電源装置に関する。
第４図は上述したインバータ式他励型の従来のプッシュ
プル方式スイッチング電源装置１の構成図で、第５図は
電源装置１におけろ要部の波形図である。次に、第４図
及び第５図を参照し″′Ｃ電源装置１の構成並びに動作
を説明する。
プル方式スイッチング電源装置１の構成図で、第５図は
電源装置１におけろ要部の波形図である。次に、第４図
及び第５図を参照し″′Ｃ電源装置１の構成並びに動作
を説明する。
すなわち、第４図及び第５図において、２＋丁。
Ｃ−ＭＣ）ＳインバータＱ１．Ｑ！とコンデンサＣ１と
抵抗Ｒ１とを図示のように接続することによって出力端
子２ａから図示のような方形波列の電圧信号３を出力す
るようにした、非安定マルチバイブレータとしての発振
回路で、この場合、発振回路２が出力する信号３の周波
数ＦＯは（Ｌ）式で表される。
抵抗Ｒ１とを図示のように接続することによって出力端
子２ａから図示のような方形波列の電圧信号３を出力す
るようにした、非安定マルチバイブレータとしての発振
回路で、この場合、発振回路２が出力する信号３の周波
数ＦＯは（Ｌ）式で表される。
ＦＯ中１／２・（０，７φＣ＋’ＲＪ ・・・・・
・（１）Ｒ，！、Ｒ３はそれぞれトランジスタＩｌｌ
、 、 Ｔ、の各ベース電流を制限するようにしたいず
れも限流抵抗、Ｑ、は信号３か入力され該信号３の極性
を反転した信号４を出力し℃この信号４な抵抗Ｒ１を介
してトランジスタＴ、のベースに印加するようにしたイ
ンバータで、５はその一次側５ａが図示したようにトラ
ンジスタＴ’ 、 、 Ｉｌｌ、に接続され。
・（１）Ｒ，！、Ｒ３はそれぞれトランジスタＩｌｌ
、 、 Ｔ、の各ベース電流を制限するようにしたいず
れも限流抵抗、Ｑ、は信号３か入力され該信号３の極性
を反転した信号４を出力し℃この信号４な抵抗Ｒ１を介
してトランジスタＴ、のベースに印加するようにしたイ
ンバータで、５はその一次側５ａが図示したようにトラ
ンジスタＴ’ 、 、 Ｉｌｌ、に接続され。
その二次側５ｂ＜負荷６か接続されるようにした入出力
絶縁トランスである。トランス５の一次１０５ａには直
流電圧Ｖｐが印加されるセンタタップ５Ｃが設けられて
いる。７はトランジスタＴ、。
絶縁トランスである。トランス５の一次１０５ａには直
流電圧Ｖｐが印加されるセンタタップ５Ｃが設けられて
いる。７はトランジスタＴ、。
Ｔ、と抵抗Ｉ（、、、Ｒ３とからなるスイッチング部で
。
。
電源装置１は上述の各部で構成されている。
スイッチング電源装置１はこのように構成されているの
で、センタタップ５□ＣＶｃ電圧■ｐが印加されかつト
ランス二次側５ｂに負荷６が接続された状態で発振回路
２が動作をすると、トランジスタＴＩ ＋ Ｔ２が交互
Ｗオンになって、この結果Ｔ１のコレクタ電圧８及びＴ
”２のコレクタ電圧９がそれぞれ図示したような経時変
化をする。したがって、この場合、トランス−次側５ａ
の巻数を２Ｎｐとし二次側の巻数をＮＳとすると、Ｖｐ
・（Ｎ ｓ／Ｎｐ）＝Ｖｓの波高値を有する図示のよう
な方形波列状の電圧Ｅが負荷６に印加される。故に、電
の装置、１を用いると、トランス５Ｖｃおけろ巻数比Ｎ
Ｓ／Ｎｌ）を適宜設定することによって、直流電圧Ｖｐ
から所望の′重圧波高値Ｖｓを有する交流電圧Ｅを得る
ことができることｆなろ。第４図１における１０は１発
振回路２とインバータＱ、とからなり、これらが上述の
ようＫ ａｊ作することによってトランジスタｌ１１１
． Ｉｌｌ、が変幻に回路開閉動作をするようにスイッ
チング部７を駆動するスイッチング駆動部で、電諒装置
ｌは、上述した所から明らかなように、入出力が絶縁さ
ねたインバータ式他励型のプツシ−プル式称、源装置で
ある。
で、センタタップ５□ＣＶｃ電圧■ｐが印加されかつト
ランス二次側５ｂに負荷６が接続された状態で発振回路
２が動作をすると、トランジスタＴＩ ＋ Ｔ２が交互
Ｗオンになって、この結果Ｔ１のコレクタ電圧８及びＴ
”２のコレクタ電圧９がそれぞれ図示したような経時変
化をする。したがって、この場合、トランス−次側５ａ
の巻数を２Ｎｐとし二次側の巻数をＮＳとすると、Ｖｐ
・（Ｎ ｓ／Ｎｐ）＝Ｖｓの波高値を有する図示のよう
な方形波列状の電圧Ｅが負荷６に印加される。故に、電
の装置、１を用いると、トランス５Ｖｃおけろ巻数比Ｎ
Ｓ／Ｎｌ）を適宜設定することによって、直流電圧Ｖｐ
から所望の′重圧波高値Ｖｓを有する交流電圧Ｅを得る
ことができることｆなろ。第４図１における１０は１発
振回路２とインバータＱ、とからなり、これらが上述の
ようＫ ａｊ作することによってトランジスタｌ１１１
． Ｉｌｌ、が変幻に回路開閉動作をするようにスイッ
チング部７を駆動するスイッチング駆動部で、電諒装置
ｌは、上述した所から明らかなように、入出力が絶縁さ
ねたインバータ式他励型のプツシ−プル式称、源装置で
ある。
さて、′屯、源装置ｌは上述のように構成されているが
、この場合、トランス５の一次側から見た無負荷インピ
ーダンスＺと入出力の位相差θとを測定してみろと、た
とえば第６図に示ＣたようＶＣなる。第６図におけるＦ
Ｊ）はインピーダンスＺが極大値を示す並列共振周波
数で ｐＳはＺが極小値を示″′を直列共振周波数であ
る。そうし℃、￥ｒＬ源装置１釦装置１は、上述した発
振回路２の発振周波数ＦＯが上記の周波数Ｆｐやｌｉ”
ｓの近傍にあると、第６図から明らかなように、この周
゛波数Ｆｐ＋ Ｆ ｓの近傍では周波数Ｆと共πインピ
ーダンスＺが大きく・変動するので１周波数ＦＯをＦｐ
やＦｓよりもかなり低く設定するのが通例である。した
かつ℃、。
、この場合、トランス５の一次側から見た無負荷インピ
ーダンスＺと入出力の位相差θとを測定してみろと、た
とえば第６図に示ＣたようＶＣなる。第６図におけるＦ
Ｊ）はインピーダンスＺが極大値を示す並列共振周波
数で ｐＳはＺが極小値を示″′を直列共振周波数であ
る。そうし℃、￥ｒＬ源装置１釦装置１は、上述した発
振回路２の発振周波数ＦＯが上記の周波数Ｆｐやｌｉ”
ｓの近傍にあると、第６図から明らかなように、この周
゛波数Ｆｐ＋ Ｆ ｓの近傍では周波数Ｆと共πインピ
ーダンスＺが大きく・変動するので１周波数ＦＯをＦｐ
やＦｓよりもかなり低く設定するのが通例である。した
かつ℃、。
第６図かられかるように、電源装置ｌにおいては。
インピーダンスＺが低いのでトランス・５の励磁電流が
大きくなつ℃１このためトランス５の・励磁損失が大き
いという問題点がある。特に、トランスの出力電圧ＥＶ
ｒ高電圧を必要とするよ゛うな場□合トランスの′二次
側５ｂの巻数Ｎｓを多くしなければならないが、こうす
るとトランス５のインダクタンスが大きくなって前述の
直列共振周波数Ｆｓが低下するので、この低下したＦｓ
が前述のＦＯの近傍の周波数となるような場合インピー
ダンスＺが非常π小さくなつ工、この結果電源装置ＩＶ
ｃはトランス５ｖｃ大きい励６Ｒ損失が発゛生するとい
う欠点があ゛る。
大きくなつ℃１このためトランス５の・励磁損失が大き
いという問題点がある。特に、トランスの出力電圧ＥＶ
ｒ高電圧を必要とするよ゛うな場□合トランスの′二次
側５ｂの巻数Ｎｓを多くしなければならないが、こうす
るとトランス５のインダクタンスが大きくなって前述の
直列共振周波数Ｆｓが低下するので、この低下したＦｓ
が前述のＦＯの近傍の周波数となるような場合インピー
ダンスＺが非常π小さくなつ工、この結果電源装置ＩＶ
ｃはトランス５ｖｃ大きい励６Ｒ損失が発゛生するとい
う欠点があ゛る。
本発明の目的に、前述の゛発振周波数ＦＯの第゛３高訓
波の周波“数Ｆｘ−３Ｆｏが上述のｉ列共振周波数Ｆｐ
Ｖｃ等しくなるように周波数ＦＯを設定することによつ
、て、絶縁トランス５ＶｃおけろＦｘの周波数を有する
励磁電流が小さくなる・ようにしｃ１もってトランス５
の励磁損失を少なくすることにある。
波の周波“数Ｆｘ−３Ｆｏが上述のｉ列共振周波数Ｆｐ
Ｖｃ等しくなるように周波数ＦＯを設定することによつ
、て、絶縁トランス５ＶｃおけろＦｘの周波数を有する
励磁電流が小さくなる・ようにしｃ１もってトランス５
の励磁損失を少なくすることにある。
上記目的を達成１ろため、本発明によれば、二個のスイ
ッチング手段が設げられたスイッチング部と、＠流電圧
が印加されるセンタタップが一次側に設けられかつ二次
側に負荷が接続さ栂る絶縁トランスと、前記両スイッチ
ング手段が交互に回路開閉動作をするようＶｒ＠記スイ
ッチング部を駆動するスイッチング部Ｕ＝ｂとな備えた
プツシ晶プル方式・の入出力絶ｋＩ型スイッチング電源
装置におい℃、前前記ススイツチング手段行う前記回路
開閉動作の周波数が前記絶縁トランスの一次側からみた
並列共振周波数の三分の一になるように前記スイッチン
グ駆動部を構成してスイッチング電源装置を形成するも
のとする。 、 〔作用〕 上記のようにスイッチング電源装置を形成するト、絶縁
トランスには両スイッチング手段が行う回路開閉動ど「
の周波数ＦＯを有する基本波動磁電。
ッチング手段が設げられたスイッチング部と、＠流電圧
が印加されるセンタタップが一次側に設けられかつ二次
側に負荷が接続さ栂る絶縁トランスと、前記両スイッチ
ング手段が交互に回路開閉動作をするようＶｒ＠記スイ
ッチング部を駆動するスイッチング部Ｕ＝ｂとな備えた
プツシ晶プル方式・の入出力絶ｋＩ型スイッチング電源
装置におい℃、前前記ススイツチング手段行う前記回路
開閉動作の周波数が前記絶縁トランスの一次側からみた
並列共振周波数の三分の一になるように前記スイッチン
グ駆動部を構成してスイッチング電源装置を形成するも
のとする。 、 〔作用〕 上記のようにスイッチング電源装置を形成するト、絶縁
トランスには両スイッチング手段が行う回路開閉動ど「
の周波数ＦＯを有する基本波動磁電。
流とＦｏの奇数倍の周波数を有する奇数高調波励磁電流
とが流れ、この奇数高調波励磁電流のうちの第３高調波
励磁電流の周波数Ｆ’Ｘ＝＝３ＦＯと絶縁トランスの一
次側からみた並列共振周波数Ｆｐとがスイッチング駆動
部の作用で等しくなると共１ｃ。
とが流れ、この奇数高調波励磁電流のうちの第３高調波
励磁電流の周波数Ｆ’Ｘ＝＝３ＦＯと絶縁トランスの一
次側からみた並列共振周波数Ｆｐとがスイッチング駆動
部の作用で等しくなると共１ｃ。
この時、絶縁トランスの一次側からみたインピーダンス
２が極大になるので、＠記の第３高調波励磁電流が小さ
くなつＣ１この結果絶縁トランスの励磁損失の低減が図
られることになる。
２が極大になるので、＠記の第３高調波励磁電流が小さ
くなつＣ１この結果絶縁トランスの励磁損失の低減が図
られることになる。
第１図は本発明の一実施例の構成図で１本図の第４図と
異なる主な所は、第４図における発振回路’ｌｖｃ類似
した構成の発振回路１１が、可変抵抗ＶＲをインバータ
Ｑ１に並列に接続することによって、該回路１１の出力
端子ｔｔａから周波数可変の方形波列状キ：圧信号１２
が第４図の出力信号・３に対応し℃出力されるようｆ＃
Ｉ￥成されていることで、１３は発振回路１１とインバ
ータＱ３とからなる、第４図のスイッチング駆動ＭＢｌ
’０に対応したスイッチング駆動部である。１４は第４
図のトランス５に対応した入出力絶縁用のトランス。
異なる主な所は、第４図における発振回路’ｌｖｃ類似
した構成の発振回路１１が、可変抵抗ＶＲをインバータ
Ｑ１に並列に接続することによって、該回路１１の出力
端子ｔｔａから周波数可変の方形波列状キ：圧信号１２
が第４図の出力信号・３に対応し℃出力されるようｆ＃
Ｉ￥成されていることで、１３は発振回路１１とインバ
ータＱ３とからなる、第４図のスイッチング駆動ＭＢｌ
’０に対応したスイッチング駆動部である。１４は第４
図のトランス５に対応した入出力絶縁用のトランス。
１４Ｃはトランス１４の一次巻線１４Ｈにおけるセンタ
タップで、この場合、スイッチング駆動部１３Ｖｃおい
ては発振回路１１の出力信号１２の周波数ＦＯがトラン
ス１４の一次側からみた並列共振周波数Ｆｐの１／３に
なるように可変抵抗ＶＲ１％設定されている。１５は図
示の各部からなるスイッチング電源装置である。
タップで、この場合、スイッチング駆動部１３Ｖｃおい
ては発振回路１１の出力信号１２の周波数ＦＯがトラン
ス１４の一次側からみた並列共振周波数Ｆｐの１／３に
なるように可変抵抗ＶＲ１％設定されている。１５は図
示の各部からなるスイッチング電源装置である。
第１図においては、゛スイッチング電源装置１５が上述
のように構成されているので、正負対称な波形の等側励
磁電流がトランス１４に流れ、このため、この等側励磁
電流は周波数ＦＯの基本波励磁電流とＦｏの奇数倍の周
波数を有する奇数高調波励磁電流との合成電流となって
、Ｆｏの偶数倍の周波数を有する偶数高調波励磁電流を
含まない電流となる。そうして、この場合、前記奇数高
調波励磁電流のうちの最も大きい波高値を有する第３高
調波励磁電流の周波数３ＦＯが前述の並列共振周波数Ｆ
ｐｒｃ等しくなつ℃いろので、該第３高調波励磁電流に
対してはトランス１４の一次側からみたインピーダンス
Ｚが非常に大きくなつ℃いて、このため該第３高調波励
磁電流は非常に小さい電流になる。すなわち、電源装置
Ｌ５においては、トランス１４の励磁電流が第４図に示
した電源装置ＩＶｃおけるよりも小さくなるので、トラ
ンス１４の励磁損失が少なくなって、この結果トランス
Ｉ４から１負荷６Ｖｃ出力、される電力Ｗ８［対するト
ランス１４への供給電力Ｗｐの比Ｗ ｓ ／Ｗ ｐ 。
のように構成されているので、正負対称な波形の等側励
磁電流がトランス１４に流れ、このため、この等側励磁
電流は周波数ＦＯの基本波励磁電流とＦｏの奇数倍の周
波数を有する奇数高調波励磁電流との合成電流となって
、Ｆｏの偶数倍の周波数を有する偶数高調波励磁電流を
含まない電流となる。そうして、この場合、前記奇数高
調波励磁電流のうちの最も大きい波高値を有する第３高
調波励磁電流の周波数３ＦＯが前述の並列共振周波数Ｆ
ｐｒｃ等しくなつ℃いろので、該第３高調波励磁電流に
対してはトランス１４の一次側からみたインピーダンス
Ｚが非常に大きくなつ℃いて、このため該第３高調波励
磁電流は非常に小さい電流になる。すなわち、電源装置
Ｌ５においては、トランス１４の励磁電流が第４図に示
した電源装置ＩＶｃおけるよりも小さくなるので、トラ
ンス１４の励磁損失が少なくなって、この結果トランス
Ｉ４から１負荷６Ｖｃ出力、される電力Ｗ８［対するト
ランス１４への供給電力Ｗｐの比Ｗ ｓ ／Ｗ ｐ 。
つまりトランス１４の効率ηが向上する。
第２図は第１図におけるトランス゛１４の無負荷状態に
対して本発明者が行った該トランスのインピーダンス及
び位相特性の測定結果説明図で１本図は第６図に対応し
た図である。そうして、第２図から、トランス１４には
ほぼ７０１：ｋＨｚ’）近傍に並列共振周波数Ｆｐが存
在し℃、この周波数Ｆｐにおいτトランス１４の一次側
からみたインピーダンスＺが急増することが明らかであ
る。また。
対して本発明者が行った該トランスのインピーダンス及
び位相特性の測定結果説明図で１本図は第６図に対応し
た図である。そうして、第２図から、トランス１４には
ほぼ７０１：ｋＨｚ’）近傍に並列共振周波数Ｆｐが存
在し℃、この周波数Ｆｐにおいτトランス１４の一次側
からみたインピーダンスＺが急増することが明らかであ
る。また。
第３図は、第１図において、負荷６に印加される電圧Ｅ
の波高値Ｖ８と該負荷Ｖｒ流れろ電流Ｘｔ との積、つ
まり、上述の電力ＷＳと、トランス１４の一次側１４ａ
に印加される電圧Ｖｐとセンタタップ１４Ｃを介し℃ト
ランス４の一次側１４ａに流入する電流Ｉｐとの積、す
なわち、上述の供給電力Ｗｐとを測定しながら１発振回
路１１ＭおけるＶＲを変えて周波数ＦＯを変化させた１
本発明者による実験の結果説明図で、本図から２６．３
［ｋＨｚ）近傍の周波数ＦＯでトランス１４の効率η
＝ （Ｗｓ ／Ｗｐ ）が極大値を示すことが明らかで
ある。
の波高値Ｖ８と該負荷Ｖｒ流れろ電流Ｘｔ との積、つ
まり、上述の電力ＷＳと、トランス１４の一次側１４ａ
に印加される電圧Ｖｐとセンタタップ１４Ｃを介し℃ト
ランス４の一次側１４ａに流入する電流Ｉｐとの積、す
なわち、上述の供給電力Ｗｐとを測定しながら１発振回
路１１ＭおけるＶＲを変えて周波数ＦＯを変化させた１
本発明者による実験の結果説明図で、本図から２６．３
［ｋＨｚ）近傍の周波数ＦＯでトランス１４の効率η
＝ （Ｗｓ ／Ｗｐ ）が極大値を示すことが明らかで
ある。
そうして、第３図の特性線がＦｏ＝２６，３１： ｋＨ
ｚ ：ｌ近傍で極大となるのは、トランス１４が７０［
ｋＨｚ）附近で極大となるインピーダンスＺを有してい
て、このため、３ Ｆｏ＝７８．９ＣｋＨｚ ）ノ周波
数を有する第３高調波励磁電流が効果的に抑制された結
果と考えられる。すなわち、スイッチング電源装置１５
によれば、トランス１４の励磁電流が小さくなるので該
トランス１４の励磁損失が少なくなる。換言すれば、ト
ランス１４の効率ηが良くなろ。
ｚ ：ｌ近傍で極大となるのは、トランス１４が７０［
ｋＨｚ）附近で極大となるインピーダンスＺを有してい
て、このため、３ Ｆｏ＝７８．９ＣｋＨｚ ）ノ周波
数を有する第３高調波励磁電流が効果的に抑制された結
果と考えられる。すなわち、スイッチング電源装置１５
によれば、トランス１４の励磁電流が小さくなるので該
トランス１４の励磁損失が少なくなる。換言すれば、ト
ランス１４の効率ηが良くなろ。
−１〇−
上述の実施例においＣは抵抗ＶＢを加減してＦＯを７０
／３ＣｋＨｚ）のような所定の周波数π設定するように
したが１本発明においては、コンデンサ０１を可変にし
ＩＦｏを設定するようｆｆＬ４もよく、またＶＢ、と可
変容量コンデンサとを用いてＦＯを設定するようにＬ℃
も差し支えない。
／３ＣｋＨｚ）のような所定の周波数π設定するように
したが１本発明においては、コンデンサ０１を可変にし
ＩＦｏを設定するようｆｆＬ４もよく、またＶＢ、と可
変容量コンデンサとを用いてＦＯを設定するようにＬ℃
も差し支えない。
上述したように１本発明においては、二個のスイッチン
グ手段が設けられたスイッチング部と。
グ手段が設けられたスイッチング部と。
直流電圧が印加されるセンタタップが一次側に設けられ
かつ二次側に負荷が接続される絶縁トランスと、前記両
スイッチング手段が交互に回路開閉動作をするようにス
イッチング部を駆動するスイッチング駆動部とを備えた
プツシ−プル方式の入出力絶縁型スイッチング電源装置
におい℃１両スイッチング手段が行う回路開閉動作の周
波数が絶縁トランスの一次側からみた並列共振周波数の
三分の−ｆなるようにスイッチング駆動部を構成してス
イッチング電源装置を形成した。
かつ二次側に負荷が接続される絶縁トランスと、前記両
スイッチング手段が交互に回路開閉動作をするようにス
イッチング部を駆動するスイッチング駆動部とを備えた
プツシ−プル方式の入出力絶縁型スイッチング電源装置
におい℃１両スイッチング手段が行う回路開閉動作の周
波数が絶縁トランスの一次側からみた並列共振周波数の
三分の−ｆなるようにスイッチング駆動部を構成してス
イッチング電源装置を形成した。
このため、上記のようにスイッチング電源装置を形成す
ると、絶縁トランスｆは両スイッチング手段が行う回路
開閉動作の周波数Ｆｏを有する基本波励磁電流とＦｏの
奇数倍の周波数を有する奇数高調波励磁電流とが流れ、
この奇数高１！４波励磁電流σ）うちの第３高調波励磁
電流の周波数Ｆｘ＝３ＦＯと絶縁トランスの一次側から
みた並列共振周波数Ｆｐとがスイッチング駆動部の作用
で等しくなると共に、この時、絶縁トランスの一次側か
らみたインピーダンス°Ｚが極大になるので１本発明に
は、前記の第３高調波励磁電流が小さくなって、この結
果絶縁トランスの励磁損失が少なくなり、このため該ト
ランスの効率が向上する効果がある。
ると、絶縁トランスｆは両スイッチング手段が行う回路
開閉動作の周波数Ｆｏを有する基本波励磁電流とＦｏの
奇数倍の周波数を有する奇数高調波励磁電流とが流れ、
この奇数高１！４波励磁電流σ）うちの第３高調波励磁
電流の周波数Ｆｘ＝３ＦＯと絶縁トランスの一次側から
みた並列共振周波数Ｆｐとがスイッチング駆動部の作用
で等しくなると共に、この時、絶縁トランスの一次側か
らみたインピーダンス°Ｚが極大になるので１本発明に
は、前記の第３高調波励磁電流が小さくなって、この結
果絶縁トランスの励磁損失が少なくなり、このため該ト
ランスの効率が向上する効果がある。
第１図は本発明の一実施例の構成図、第２図及び第３図
は第１図に示した実施例に一ついて行った異なる実験結
果説明図、第４図は従来のスイッチング電源装置の構成
図、第５図は第４図における要部の波形説明図、第６図
は第４図におけるトランスの特性ｆ対する実測結果説明
図である。 １．１５・・・・・・スイッチング電源装置、５．１４
・・・・・・絶縁トランス、・５ａｌ １４ａ・・・・
・・トランス−次（１１，５ｂｓ１４ｂ・・・・・・ト
ランス二次側、 ５Ｃｓ １４ｃ・・・・・・センタタ
ップ、６・・・・・・負荷、７・・・・・・スイッチン
グ部、１０゜１３・・・・・・スイッチング駆動部、Ｔ
、 、 Ｔ！・・・・・・ トランスイ・ソ＋ン７゛１
ｔソ東＠七１ １５ ・ スイッ＋−７°°部 箋 １ 閉 寸 リ へ さ − °ＥｉＪ ｄＭ／ＣＭ−
は第１図に示した実施例に一ついて行った異なる実験結
果説明図、第４図は従来のスイッチング電源装置の構成
図、第５図は第４図における要部の波形説明図、第６図
は第４図におけるトランスの特性ｆ対する実測結果説明
図である。 １．１５・・・・・・スイッチング電源装置、５．１４
・・・・・・絶縁トランス、・５ａｌ １４ａ・・・・
・・トランス−次（１１，５ｂｓ１４ｂ・・・・・・ト
ランス二次側、 ５Ｃｓ １４ｃ・・・・・・センタタ
ップ、６・・・・・・負荷、７・・・・・・スイッチン
グ部、１０゜１３・・・・・・スイッチング駆動部、Ｔ
、 、 Ｔ！・・・・・・ トランスイ・ソ＋ン７゛１
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Claims (1)
- 二個のスイッチング手段が設けられたスイッチング部
と、直流電圧が印加されるセンタタップが一次側に設け
られかつ二次側に負荷が接続される絶縁トランスと、前
記両スイッチング手段が交互に回路開閉動作をするよう
に前記スイッチング部を駆動するスイッチング駆動部と
を備えたプッシュプル方式の入出力絶縁型スイッチング
電源装置において、前記両スイッチング手段が行う前記
回路開閉動作の周波数が前記絶縁トランスの一次側から
みた並列共振周波数の三分の一になるように前記スイツ
チング駆動部を構成したことを特徴とするスイッチング
電源装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8989088A JPH01264563A (ja) | 1988-04-12 | 1988-04-12 | スイッチング電源装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8989088A JPH01264563A (ja) | 1988-04-12 | 1988-04-12 | スイッチング電源装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH01264563A true JPH01264563A (ja) | 1989-10-20 |
Family
ID=13983337
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP8989088A Pending JPH01264563A (ja) | 1988-04-12 | 1988-04-12 | スイッチング電源装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH01264563A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP1361653A2 (en) * | 2002-05-10 | 2003-11-12 | Canon Kabushiki Kaisha | Power supplying apparatus, design method of the same, and power generation apparatus |
-
1988
- 1988-04-12 JP JP8989088A patent/JPH01264563A/ja active Pending
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP1361653A2 (en) * | 2002-05-10 | 2003-11-12 | Canon Kabushiki Kaisha | Power supplying apparatus, design method of the same, and power generation apparatus |
| EP1361653A3 (en) * | 2002-05-10 | 2005-03-23 | Canon Kabushiki Kaisha | Power supplying apparatus, design method of the same, and power generation apparatus |
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