JPH01237915A - 信号検出回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔概要〕 磁気ディスク装置等のデータ記録システムに使用される
信号検出回路に関し、 読取り信号を整形し、ノイズや隣接データ等の影響によ
る誤検出を防ぎ、データの信頼性を向上させることを目
的とし、 電圧変化検出手段の前段に配設され、所定の値よりも高
い周波数を除去する第１のフィルタと、閾値検出手段の
前段に配設され、読取り信号の最高周波数の波高値を増
強する第２のフィルタと、微分手段の前段に配設され、
最低周波数の波形を尖鋭化する第３のフィルタとを備え
るように構成する。

〔産業上の利用分野〕

本発明は、磁気ディスク装置等のデータ記録システムに
使用される信号検出回路に関し、特に、ノイズ対策に配
慮した信号検出回路に関する。

〔従来の技術〕

磁気ディスク媒体等に記録された信号を読出すための信
号検出回路は、通常、第１２図に示すように、Ｒ取り信
号のフローテインダスライスレベルを検出する電圧変化
検出手段１と、読取り信号の振幅が所定のレベルを越え
たことを検出する閾値検出手段２と、読取り信号の微分
零クロスを検出する微分手段３と、それらの論理条件の
組合せにより所要のパルスを出力する論理手段４とで構
成されている。

電圧変化検出手段１は、通常フローティングスライスレ
ベル検出回路と呼ばれるもので、読取り信号のピーク点
より△■だけ低下したときへ信号を出力する。閾値検出
手段２は、通常固定スライスレベル検出回路と呼ばれる
もので、読取り信号の振幅が所定の閾値を越えるとＮ信
号又はｒ信号を出力する。微分手段３は、通常微分零ク
ロスコンパレータ回路と呼ばれるもので、読取り信号の
ピーク点を検出してＳ信号、Ｓ信号を出力する。

このような信号検出回路の詳細については、特開昭５６
−６１８５８号公報に開示されている。

信号検出回路の基本的部分を形成するのはフローティン
グスライスレベル検出回路で、第１３図はその一例を示
す回路図である。第１３図において、フローティングス
ライスレベル検出回路は、ピーク検出器１１、比較器１
２、整流器１３及び△■検出レベル発生器１４で構成さ
れている。

また、第１４図はそれらの各部の信号波形を示す波形図
である。説明を分り易くするため、第１４図の読取り信
号は三角波として示したが、実際にはもっと複雑な波形
である。

ピーク検出器１１は、トランジスタＱ５及びＱ６を含み
、更に極性ラッチによって駆動されるトランジスタ０９
及び吋０から成る電流スイッチを含む。

検出されるピーク電圧は、トランジスタロ５及び０６の
エミッタ間に接続された外部コンデンサＣｐに充電され
る。コンデンサＣｐの両端はトランジスタロア及び０８
から成るエミッタフォロワに接続されている。トランジ
スタ０７及びＱ８のエミッタは共通接続されているので
、端子ＴＩ及びＴ２の電圧の高い方に応じた電圧が、抵
抗器Ｒ１を介して比較器１２内のトランジスタ旧３のベ
ースに与えられる。即ち、トランジスタＱ１３のベース
における電圧は、コンデンサＣｐの端子ＴＩ、　Ｔ２に
おける電圧のうちの高い方の電圧から、ベース／エミッ
タ間電圧降下、及び△Ｖ検出レベル発生器１４によって
定められる抵抗器Ｒ１における電圧降下を減じたもので
ある。

極性ラッチ信号“Ｚ”により駆動される電流スイッチと
してのトランジスタ０９及び旧０は、ピーク検出器１１
の端子Ｔ１又はＴ２のいずれか一方に電流を供給する。

極性ランチ信号“２”の状態に応じて電流スイッチから
電流の供給を受けるエミ・ツタフォロワトランジスタロ
５又はＱ６は、そのベースにおける電圧に追従すること
ができ、電流スイッチから電流が供給されないエミッタ
フォロワトランジスタはコンデンサＣｐを充電するだけ
の働きをして、ピーク検出機能を発揮する。

ピーク検出サイクル中、△Ｖ検出レベル発生器１４は、
抵抗器Ｒ１で直流電圧降下を生じさせる。

この電圧降下はトランジスタロ１１のコレクタ電流によ
って定められ、また、該コレクタ電流は端子Ｔ３の△■
基準電圧によって定められる。

整流器１３は、トランジスタ旧９及びＱ２０から成り、
読取信号ＲＤＸ及び読取信号ＲＤＹのうち高い方を比較
器１２内のトランジスタＱ１４のペースに与えるように
働く。入力端子Ｔ４及びＴ５に与えられる読取信号ＲＤ
Ｘ、ＲＤＹは、トランジスタロ１．　Ｑ２．　Ｑ３．口
４によって形成される入カバソファを介して整流器１３
へ送られる。前記トランジスタ旧４のベースにおける電
圧波形は第１４図（Ｃ）に示されている。

比較器１２は、エミッタを共通接続した一対のトランジ
スタを含む。トランジスタＱ１３のベース電圧がトラン
ジスタＱ１４のベース電圧よりも高くなるとき、トラン
ジスタ旧４のコレクタ電圧が高レベルにより積出状態を
示す。この高レベル電圧は、トランジスタロ１５及び旧
６によるダイオード電圧降下の分だけ修正された後、極
性ラッチへ通じる線へへ伝えられる。

［・ランジメタ１２１口１７　、　Ｑ］、８及び口２１
は電流源であり、端子Ｔ６のバイアス電圧を受取る。

第１３図と第１４図を参照し、極性ランチがセットされ
ていると仮定すると、電流スイッチとしてのトランジス
タ旧Ｏの働きによりピーク検出器１１の端子Ｔ２に電流
が供給される。最初、コンデンサＣρの端子間の電圧は
Ｏ■である。読取信号ＲＤＸが上昇し、これと対称的な
読取信号ＲＤＹが降下するにつれてコンデンサＣｐが充
電される。読取信号ＲＤＸが読取り信号ＲＤＹよりも高
いとき、ＲＤＸが整流器１３を介してトランジスタＱ１
４のベースに与えられる。端子Ｔ１における電圧からほ
ぼ電圧Δ■を減じたものに相当する電圧がトランジスタ
旧３のベースに与えられる。第１４図に示すように、読
取信号ＲＤＸはポイントＰ■のピークに到達するまで上
昇し続ける。ポイントＰ１においてコンデンサＣｐは充
電をやめ、そのときのピーク差電圧を保持する。トラン
ジスタｑ７のベース電圧はトランジスタロ６のエミッタ
に接続されているコンデンサＣｐの他方の端子における
電圧の上昇に伴って上昇し続ける。これは、第１４図（
Ｃ）に示すように、ポイントＰ２においてトランジスタ
Ｑ１３のベース電圧がトランジスタＱ１４のベース電圧
を越えることを比較器１２が検出するまで続く。その結
果として第１４図（ｆ）のポイン）Ｐ３において、へＶ
検出と呼ばれる信号が比較器１２から出される。この信
号に応じてポイントＰ４で極性ラッチはリセットされる
。

極性ラッチかりセットされると、トランジスタロ９及び
旧Ｏから成る電流スイッチは、ピーク検出器１１の端子
Ｔｌに電流を供給する。従って、コンデンサＣｐはポイ
ントＰ５において放電を開始する。

コンデンサｃｐは読取信号の電圧レベルに達するまで放
電を続け、エミッタフォロワトランジスタ０５のベース
・エミッタ接合はポイントＰ６において再び能動領域に
入り、読取信号によって定められるスルーレートがコン
デンサＣｐの電圧に適用される。

△Ｖ検出器は、その後頁のピークを検出する動作を行い
、正のピークと同様に負のピークに関しても△Ｖの電圧
変化が検出される。このようにして△Ｖ検出器は、読取
信号が抵抗器Ｒ１に予め設定された電圧降下に相当する
電圧だけピークから変化する毎に、極性ラッチへ通じる
出力線△へ高レベルの△■検出信号を生ずる。

第１５図は、閾値検出手段として通常使用される固定ス
ライスレベル検出回路の一例を示す回路図である。同図
において、該検出回路は、ダイオード、コンパレータ及
びオフセ・７ト電圧回路で構成されていて、読取り信号
ＲＤＸ及びＲＤＹを固定値Ｖｆｉｘと比較してオフセッ
トを検出し、信号Ｎ又は信号ｐを出力する。

第１６図は、微分手段として通常使用される微分零クロ
スコンパレータ回路の一例を示す回路図である。同図に
おてい、該回路は、２段の作動回路で構成されていて、
読取り信号ＲＤＸ及びＲＤＹは、１段目で微分（ｄ／ｄ
ｔ）され、２段目で比較されて、信号Ｓ又は１８号Ｓを
出力する。

各手段により検出される読取り信号ＲＤＸ及びＲＤＹは
、第１７図に示す如く、正負両側に、出力パルスを得る
のに有効なピークを有すると共に、媒体欠損、ノイズピ
ーク及びヘッドによるアンダーシュートも含んでいる。

〔発明が解決しようとする課題〕

しかし、データ記録システムにおいては、近年高密度化
の要求が強くなるばかりであり、そのようなシステムで
は、記録媒体面にデータビットを密集させるために、小
さな媒体面のキズによって読取り信号が第１８図に示す
ように歪み、データを誤って認識する。また高密度記録
になるにつれ、読取り信号はパルス相互干渉により最高
周波数はサイシ波に近くなり、第１９図に示すように波
高値が小さくなって行き、第１２図に示した電圧変化検
出手段１や閾値検出手段２で検出し難くなる（順向にあ
る。

本発明は、このような課題に鑑みて創案されたもので、
読取り信号を整形し、ノイズや隣接データ等の影響によ
る誤検出を防ぎ、データの信頼性を向上させる信号検出
回路を提供することを目的としている。

〔課題を解決するための手段〕

本発明において、上記の課題を解決するための手段は、
第１図に実施例を兼ねて基本的構成図を示す如く、読取
り信号のフローティングスライスレベルを検出する電圧
変化検出手段１と、読取り信号の振幅が所定のレベルを
越えたことを検出する閾値検出手段２と、読取り信号の
微分零クロスを検出する微分手段３と、そられの論理条
件の組合せにより所要のパルスを出力する論理手段４と
で成る信号検出回路において、電圧変化検出手段ｌの前
段に配設され、所定値よりも高い周波数を除去する第１
のフィルタ５と、閾値検出手段２の前段に配設され、読
取り信号の最高周波数の波高値を増強する第２のフィル
タ６と、微分手段３の前段に配設され、最低周波数の波
形を尖鋭化する第゛３のフィルタ７とを備えた信号検出
回路とするものである。

〔作用〕

本発明では、それぞれ所要の周波数特性を持つフィルタ
を各手段の前段に挿入することにより、各手段の弱点を
補強しようとするものである。

電圧変化検出手段は媒体面のキズによる誤検出の恐れが
あるが、キズによる波形の歪みは高周波成分を含んでい
るので、ローパスフィルタを使用した第１のフィルタを
挿入する。

閾値検出手段には、高密度な記録に耐えられるように、
最高周波数の波高値を増加させる周波数特性の第２のフ
ィルタを挿入する。

微分手段は微分の零クロス点即ち読取り信号のピーク薫
を検出す°るものであるが、高密度記録により読取り信
号の最低周波数のピークは丸まって零クロス点の検出が
不明解になるので、ピーク点を鋭くするような周波数特
性の第３のフィルタを挿入する。

〔実施例〕

以下、図面を参照して、本発明の実施例を詳細に説明す
る。

第１図は、本発明の基本構成を兼ねて一実施例を示す構
成図である。第１図において、信号検出回路は、既に説
明したように、電圧変化検出手段ｌと、閾値検出手段２
と、微分手段３と、論理手段４と、第１のフィルタ（以
下フィルタＡと呼称する）５と、第２のフィルタ（以下
フィルタＢと呼称する）６と、第３のフィルタ（以下フ
ィルタＣと呼称する）７とで構成されている。フィルタ
Ｂの出力は、閾値検出手段２へ入力されると共に外部の
ＡＧＣ回路８へも取出され、読取り信号に反映される。

電圧変化検出手段ｌは、読取り信号のピーク電圧を検出
して、そのピーク電圧を基準とする振幅の変化を検出す
る回路であって、第２図（ａ）に示す如く、媒体面のキ
ズによる波形の歪みの無効なデータピークより△Ｖの電
圧変化を検出して、有効なデータピークと誤検出する恐
れがあるが、キズによる波形の歪みは高周波成分を含ん
でいるので、電圧変化検出手段１の前段にローパスフィ
ルタを使用したフィルタＡを挿入すると、第２図（ｂ）
に示す如く無効なデータピークが消えて、誤検出しなく
なる。

閾値検出手段２は、読取り信号のピーク電圧が所定の閾
値以上あるかどうかを検出する回路であるが、第３図（
ａ）に示す如く、高密度記録により読取り信号の最高周
波数の波高値が減少し、閾値を越えなくなることがある
ので、読取り信号の最高周波数の波高値を増加させる周
波数特性のフィルタＢを閾値検出手段２の前段に挿入す
れば第３図（ｂ）に示す如く、波高値が閾値に届き、誤
検出しなくなる。更にフィルタＢの出力の波高値の平均
値を監視し、常に波高値のレベルを一定にするように、
ＡＧＣ回路（自動利得調整回路）８の入力にフィルタＢ
の出力を接続すれば、閾値検出が容易になる。

微分手段３は、読取り信号を微分回路に入力して微分の
零クロス点を検出し、即ち読取り信号のピーク点を検出
するものであるが、第４図（ａ）に示す如く、高密度記
録により読取り信号の最低周波数のピークは丸まってく
る。それに伴って、微分傾斜もゆるやかになり、読取り
信号のピーク点のノイズの影響で、微分の零クロス点の
移動幅が広くなり、検出が不明解になる。従って、最低
周波数の波形を細く鋭くするようなフィルタＣを微分手
段３の前段に挿入すれば、第４図（ｂ）に示す如く、ピ
ーク点の検出はノイズの影響を受は難くなる。

各フィルタの周波数特性は、読取り信号周波数に対する
ゲインがそれぞれ第５図（Ａ）〜（Ｃ）に示すようなも
のであればよい。読取り信号の最高周波数よりも高い周
波数はノイズ等であるからゲインを小さくして除去する
。フィルタＡは、読取り信号の最高周波数までゲインが
平坦で、それ以上の周波数は除去するとよい。フィルタ
Ｂ及びＣは、読取り信号の最高周波数付近でゲインが高
くなるようにし、かつフィルタＢよりもフィルタＣの方
が周波数に対するゲ、インの増加率を大きくする。但し
、各フィルタの遅延は一定でなくてはならない。その理
由は、各フィルタの遅延がバラバラであると、論理手段
４での論理条件が合わなくなってしまうからである。

第６図は本実施例の論理手段として使用する論理回路の
一例を示す回路で、電圧変化検出手段、閾値検出手段、
及び微分手段の回路も含まれた回路図であり、第７図は
そのタイムチャートである。

説明の都合上、両図における論理記号を下記の如く設定
する。

Ｘ；傾斜制御ラッチの状態、 Ｙ；出力ランチの状態、 Ｚ；極性ラッチの状態、 艮；読取信号が負の固定スライスを越えた状態、ｒ；読
取信号が正の固定スライスを越えた状態、△；ΔＶの検
出した状態、 Ｔ：傾斜タイマのタイムアウトの状態、Ｓ；読取信号の
傾斜の符号。

ここで論理回路は、ｎ、　　Ｐ、△、Ｔの状態の変移に
よって、ｘ、ｙ、ｚのラッチ状態を変える動作を行う、
ｘ、ｙ、ｚのランチ状態は、下記の８通りである。

Ｇ、ＸＹＺ　　　不使用、 Ｈ；ＸＹＹ　　　不使用。

Ｘ、、ＹＸＺのラッチ状態は次のシーケンス通りに動作
する。

■　すべてのラッチがリセットされている状態、即ちへ
の状態で、負のピーク検出する準備ができている。

■　Ａの状態は読取り信号が負の固定スライスを越えた
状態Ｎ−“Ｌ′で、かつ、読取り信号の傾斜の符号Ｓが
Ｓ−“Ｈ′でかつ傾斜タイマのタイムアウトの状ＢＴが
Ｔ−“Ｌ′のとき負のピークを検出して、Ｂの状態にな
る。

■　Ｂの状態になると、１頃斜タイマが動作する。

（傾斜タイマの動作説明は後記する。）■　傾斜タイマ
が動作している時間内に、読取り信号は△Ｖ電圧低下し
ているか検査される。

■　△Ｖ電圧低下が検出されたならば△が“［Ｉ“にな
り負のピークを検出確認され、極性ラッチ（Ｚ）を反転
させてＣの状態になる。このときＺの状態でフローティ
ングスライスレベル検出回路の負ピークキ食出機能はり
セントされ、極性ランチへのセット入力は禁止される。

この点においてフローティングスライスレベル検出回路
は正ピークに関する電圧変化を検出するようになってい
る。即ち、Ｃ状態は、前に検出されたピークが有効なピ
ークであると判定されたことになる。

■　傾斜タイマがタイムアウトするとＴが“Ｈ′になり
出力ラッチのＹを反転させて出力パルスを生ずる。ピー
クと出力パルスとの間の遅延は一定で、傾斜タイマに依
存する。出力ランチの状ＢＹがセットされて、Ｄの状態
になる。出力ラッチがセットされることにより、出力パ
ルスＤＴがシングルショットマルチバイブレークを介し
て出力される。

■　Ｄの状態において、すべてのラッチはセットされ、
正のピークを検出する待ちの状態になる。

■　正のピークに関する検出する条件は検出すべきピー
クの極性が違うことを除いて、負のピークの検出サイク
ルと同様に進行する。即ち、Ｎ−Ｐ、Ｓ−’Ｊに置き換
えて考えればよい。

■　読取り信号が正の固定スライスを越えた状態Ｆ−“
Ｌ”で、かつ微分回路による傾斜の符号の変化（ピーク
）が検出され喜−“Ｈ”でかつ傾斜タイマのタイムアウ
ト状ＢＴがＴ＝“■７”のとき正のピークを検出してＥ
の状態になる。

［相］　ピークからの△Ｖだけの電圧変化が生じると極
性ラッチ７が“Ｈ″になる。即ちＦの状態に変移する。

■　従って、フローティングスライスレベル検出回路の
正ピーク検出機能はりセントされる。

＠　傾斜タイマによって設定された一定の時間が経過す
ると、出力ランチがリセツトされ、その結果、Ａの状態
にもどる。

上記で説明したように、Ｘ、Ｙ、Ｚの６通りのラッチ状
態Ａ〜Ｆは、ａ、　　ｐ、△、　Ｔ、　　Ｓの状態の変
移によって一巡する。しかし、電源投入時には、他に２
通りのラッチの状態が存在する。即ちＧとＨの状態であ
る。このような状態になった場合、△■の電圧変化が検
出されると、論理状態Ａ又はＤになる。

以上、述べた論理状態と論理の流れは、第８図に示す如
くまとめられる。

また、上記の傾斜制御ラッチＸの状態は、下記第１表（
ａ）及び（ｂ）に従って動作する。尚、第８図において
、Ｂ−＋Ａ又はＥ−Ｄに戻るシーケンスは、無効なパル
スを排除するための動作である。

最後に、傾斜タイマの動作を第９．１０．１１図に基づ
いて説明する。

゛第９図（ａ）は傾斜タイマの回路図である。同図にお
けるＪ出力は論理回路におけるＸとＹの輪部１表（ａ） 第１表（ｂ） 理状態の人力をＥ　ＯＲ（ＥＸＣＬＵＳＩＶ［ＯＲ）　
したものとなる。その真理値表を（ｂ）に示す。Ｋ出力
は、Ｊ出力をＲ，Ｃにより積分したものとなり、コンパ
レータによりＲＥＦ　　Ｖの電圧と比較されてＴ信号が
作成され出力される。第１０図に傾斜タイマにおけるＪ
、に、Ｔ各出力のタイムチャートを示す。同図に示すよ
うに、傾斜タイマは、Ｊ出力が“Ｈ”−“Ｌ′に変化し
た時点から、ＣＲ定数（△Ｔ）だけ遅延してＴ信号を出
力するようになされたものである。尚、Ｊ出力が“Ｉ］
”−“Ｌ”に変化するためのＸとＹの条件は、Ｘ入力が
“Ｈ”のときＸ入力が“Ｌ”−“トビに変化したとき、
または、Ｘ入力が“Ｌ″のときＸ入力が“Ｈ”→“Ｌ”
に変化したときである。

上述のＸ、Ｘ入力とＪ出力の関係及び前述の論理回路の
Ａ−Ｆのシーケンスと傾斜タイマの動作の対応を第１１
図に示す。論理回路のシーケンスが／’、−Ｆに動作す
ると、傾斜タイマのＪ、に、Ｔ出力は第１１図のように
動作する。

〔発明の効果〕

以上説明したとおり、本発明によれば、読取り信号にお
いて高周波成分の除去、最高周波数の波高値の増加及び
最低周波数のピーク点の尖鋭化がなされるので、高密度
記録化における対応として、キズ、ノイズまたは隣接デ
ータ等の影響による読取り信号の誤検出を防ぎ、データ
の信転性を向上させる信号検出回路を提供することがで
きる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例の構成図、 第２図は電圧変化検出手段の説明図、 第３図は閾値検出手段の説明図、 第４図は微分手段の説明図、 第５図は各フィルタの周波数特性のグラフ、第６図は論
理回路の回路図、 第７図は論理回路のタイムチャート、 第８図は論理回路の説明図、 第９図は傾斜タイマの回路図、 第１０図は傾斜タイマにおけるタイムチャート、第１１
図は論理回路のシーケンスと傾斜タイマの対応図、 第１２図は従来例の構成図、 第１３図は電圧変化検出回路の回路図、第１４図は電圧
変化検出回路の波形図、第１５図は固定スライスレベル
検出回路図、第１６図は微分零クロスコンパレータ回路
図、第１７図は信号検出の原理図、 第１８図は歪みを有する波形の見本図、第１９図は記録
密度による信号波形の比較図である。 ｌ；電圧変化検出手段、 ２；閾値検出手段、 ３；微分手段、 ４；論理手段、 ５；第１のフィルタ、 ６；第２のフィルタ、 ７：第３のフィルタ、 舐 ８ｉＡＧＣ回路。 不発明の一突畷祁・ｊの４Ａ口 第１図 艷凱 （ａ）フィル９Ａ （ｂ）フィルタＢ （Ｃ）フィルタＣ 各フィルタの用′ｊ１数竹ノよグラフ 上１理ｒｉＪ路り２イミ〉り゛チｒ−ト（正ピー２イ倉
出）−一（正ヒＱ−り４倉出待ら）■い型口割い勤バ乍
の説０月旧 第８図 （ｂ） イψ斜タイマの臼叛（２） 第９図 ｔｉ　ｔ−Ｊ（タイ？Ｉｊお１するタイ＾も一トフ苓へ
！〉　４ゝ 第１４図 固定ズライズレベルＸ針七Ｂ洛の回路門弟１５図 微分定性 懺分キクロスコンバレー２［４存の日路図第１６図 ｊ″Ｉす云Ｃハ゛）しλ ｉｚｄ＆＋＝にろ傅獄杉の旦］らａ 第１９図

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 読取り信号のフローティングスライスレベルを検出する
   電圧変化検出手段（１）と、 読取り信号の振幅が所定のレベルを越えたことを検出す
   る閾値検出手段（２）と、 読取り信号の微分零クロスを検出する微分手段（３）と
   、 そられの論理条件の組合せにより所要のパルスを出力す
   る論理手段（４）とで成る信号検出回路において、 電圧変化検出手段（１）の前段に配設され、所定値より
   も高い周波数を除去する第１のフィルタ（５）と、 閾値検出手段（２）の前段に配設され、読取り信号の最
   高周波数の波高値を増強する第２のフィルタ（６）と、 微分手段（３）の前段に配設され、最低周波数の波形を
   尖鋭化する第３のフィルタ（７）とを備えたことを特徴
   とする信号検出回路。