JPH01231685A - 電圧形インバータ - Google Patents
電圧形インバータInfo
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- JPH01231685A JPH01231685A JP63056212A JP5621288A JPH01231685A JP H01231685 A JPH01231685 A JP H01231685A JP 63056212 A JP63056212 A JP 63056212A JP 5621288 A JP5621288 A JP 5621288A JP H01231685 A JPH01231685 A JP H01231685A
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Links
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Landscapes
- Control Of Ac Motors In General (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔発明のV1的〕
(産業上の利用分野)
本発明は電圧形インバータに係り、瞬時停電時に負荷側
の回生エネルギーにより直流電圧を保持しインバータ運
転を継続することにより、復電時にショックレスの速や
かな復帰を可能ならしめる電圧形インバータに関する。
の回生エネルギーにより直流電圧を保持しインバータ運
転を継続することにより、復電時にショックレスの速や
かな復帰を可能ならしめる電圧形インバータに関する。
(従来の技術)
交流電源で駆動されるインバータの電源停電時における
制御技術として従来から種々の方法が考えられている。
制御技術として従来から種々の方法が考えられている。
瞬時停電時の電力供給源を負荷の慣性エネルギーに頼れ
る場合は、インバータを減速モードとして負荷からの回
生エネルギーにより直流電圧を保持、運転を継続し、イ
ンバータと誘誘導電動機の残留電圧を検出して同期投入
を行う方式や、インバータの周波数のみ残留電圧に合わ
せて電圧のソフトスター1〜を行う方式に比べて、安価
でかつスフ1−ズな復電11.′iの復帰を実現できる
ので望ましく、いくつかの技術が提案され実施されてい
る。
る場合は、インバータを減速モードとして負荷からの回
生エネルギーにより直流電圧を保持、運転を継続し、イ
ンバータと誘誘導電動機の残留電圧を検出して同期投入
を行う方式や、インバータの周波数のみ残留電圧に合わ
せて電圧のソフトスター1〜を行う方式に比べて、安価
でかつスフ1−ズな復電11.′iの復帰を実現できる
ので望ましく、いくつかの技術が提案され実施されてい
る。
これら、従来の電圧形インバータ装置は第4図に示すよ
うに交流電源1の電圧を整流器2により直流に変換し、
フィルタ用コンデンサ3を使用し平滑化している。イン
バータブリッジ4は直流を交流に変換し、負荷となる誘
導電動機5に電力を供給している。一方、制御回路6の
電源は前記コンデンサ3に接続されたDC/DCコンバ
ータ7により各種制御電源を得るように構成されている
。
うに交流電源1の電圧を整流器2により直流に変換し、
フィルタ用コンデンサ3を使用し平滑化している。イン
バータブリッジ4は直流を交流に変換し、負荷となる誘
導電動機5に電力を供給している。一方、制御回路6の
電源は前記コンデンサ3に接続されたDC/DCコンバ
ータ7により各種制御電源を得るように構成されている
。
制御回路6は、設定器10からの周波数設定信号fRが
A/D変換器11を介してマイクロコンピュータ12に
取り込まれ、マイコン内のプログラムで構成される加速
制限手段13において別途設定される加減速レイ1〜な
どのパラメータや運転/停止などのシーケンス指令によ
り加減速制御を行いインバータの運転周波数基準fHを
発生し、 その周波数基準から関数発生手段15により
V/f制御を施した出力電圧指令v’、及び積分手段1
7により位相基準0髪発生させ、これらより基7<9波
形発生手段19に於て三相出力の基準波形を演算し、P
WMプロセッサ21に基準波形データを出力しインバー
タブリッジ4の制御を行う。インバータの出力電流は電
流検出器23により検出され、Δ/I)変換器11によ
りマイコン12に取り込まれ、インバータの過電流保護
や過負荷検出、電流制限機能等が保護手段24にて行わ
れる。
A/D変換器11を介してマイクロコンピュータ12に
取り込まれ、マイコン内のプログラムで構成される加速
制限手段13において別途設定される加減速レイ1〜な
どのパラメータや運転/停止などのシーケンス指令によ
り加減速制御を行いインバータの運転周波数基準fHを
発生し、 その周波数基準から関数発生手段15により
V/f制御を施した出力電圧指令v’、及び積分手段1
7により位相基準0髪発生させ、これらより基7<9波
形発生手段19に於て三相出力の基準波形を演算し、P
WMプロセッサ21に基準波形データを出力しインバー
タブリッジ4の制御を行う。インバータの出力電流は電
流検出器23により検出され、Δ/I)変換器11によ
りマイコン12に取り込まれ、インバータの過電流保護
や過負荷検出、電流制限機能等が保護手段24にて行わ
れる。
主回路の直流電圧は電圧検出器25により制御回路6に
フィードバンクされ、A/D変換器11によりマイコン
12に取り込まれ、停電の検出および瞬時停電時の電圧
フィードバック信号として使用される。
フィードバンクされ、A/D変換器11によりマイコン
12に取り込まれ、停電の検出および瞬時停電時の電圧
フィードバック信号として使用される。
停電が発生すると、電圧フィードバック信号Vdは低下
し停電検出手段26により停電が検出され、瞬時停電制
御27が起動される。27では、予め設定されている停
電時電圧基準とフィードバックの偏差を演算し、その偏
差をゼロとするような周波数制御量faが比例積分によ
り演算され前記運転周波数基準fHから減算され、 イ
ンバータは減速され回生モー1〜となり、負荷の慣性エ
ネルギーがコ−:)− ンデンサ3に回生され、予め設定されたレベルに直流電
圧が制御され、運転が継続される。
し停電検出手段26により停電が検出され、瞬時停電制
御27が起動される。27では、予め設定されている停
電時電圧基準とフィードバックの偏差を演算し、その偏
差をゼロとするような周波数制御量faが比例積分によ
り演算され前記運転周波数基準fHから減算され、 イ
ンバータは減速され回生モー1〜となり、負荷の慣性エ
ネルギーがコ−:)− ンデンサ3に回生され、予め設定されたレベルに直流電
圧が制御され、運転が継続される。
(発明が解決しようとする課題)
従来のこのような制御方式は、慣性エネルギーが大きい
場合は問題ないが、慣性エネルギーが小さくなると直流
電圧の降下速度が瞬時停電制御の電圧制御応答時間より
速くなりうまく機能しない場合がある。
場合は問題ないが、慣性エネルギーが小さくなると直流
電圧の降下速度が瞬時停電制御の電圧制御応答時間より
速くなりうまく機能しない場合がある。
すなわち、第5図のトルク特性の曲線C,lのP□点で
カ行運転中に停電が発生すると直流電圧が低下し始め上
記特性は曲線C2のようにトルクが減少する傾向にある
。この時、瞬時停電制御は停電時電圧基準とフィードバ
ックの偏差を零とするようにインバータ周波数f1をf
2に低下させ曲線C3の12点で示す回生領域に移行さ
せて直流電圧を一定に保つように電圧制御を行おうとす
る。しかし、負荷に比べて慣性エネルギーが小さい場合
は直流電圧の降下が速く、回生動作に移行するまでの間
に制御不可能なレベルまで直流電圧が落ち込んでしまう
という問題がある。また、これを防止するために電圧制
御のゲインを大きくすると制御が不安定となり、−射的
に適用するには問題がある。
カ行運転中に停電が発生すると直流電圧が低下し始め上
記特性は曲線C2のようにトルクが減少する傾向にある
。この時、瞬時停電制御は停電時電圧基準とフィードバ
ックの偏差を零とするようにインバータ周波数f1をf
2に低下させ曲線C3の12点で示す回生領域に移行さ
せて直流電圧を一定に保つように電圧制御を行おうとす
る。しかし、負荷に比べて慣性エネルギーが小さい場合
は直流電圧の降下が速く、回生動作に移行するまでの間
に制御不可能なレベルまで直流電圧が落ち込んでしまう
という問題がある。また、これを防止するために電圧制
御のゲインを大きくすると制御が不安定となり、−射的
に適用するには問題がある。
このように回生動作が遅れる理由を第6図第7図を用い
て説明する。
て説明する。
第6図は誘導電動機の簡易等価回路で第7図はその電圧
ベクトル図である。
ベクトル図である。
第舎図に於て、■はインバータの出力電圧、■を出力電
流、2を誘導電動機の1次側換算のインピーダンス、L
は励磁インダクタンス、Eは誘導電動機の逆起電圧とす
る。カ行時には電流工の極性は実線の矢印の向きであり
、V+IZ=Eの関係からそのベクトル関係は第7図(
a)となる。このベクトル関係は瞬時に周波数を最適な
すべり周波数に変化させてもすぐには変化せず、負のす
べり周波数により逆起電圧Eがインバータ電圧■より進
まない限り電流Iの極性は逆転せず、インバータの直流
のフィルタコンデンサー3にエネルギーは回生されない
。一部の負荷にとってはこの遅れさえも問題となる場合
があり、これを解決して一般的に高速で安定な制御を行
うためには、インバータ電圧の瞬時の位相シフ1〜が必
要となってくる。瞬時の位相シフ1−を行うことにより
ベクトル関係は速やかに第7図(b)に示すような形と
なり、電気回路の応答時間で電流位相は逆転し極めて高
速な回生モードへの移行が可能となる。
流、2を誘導電動機の1次側換算のインピーダンス、L
は励磁インダクタンス、Eは誘導電動機の逆起電圧とす
る。カ行時には電流工の極性は実線の矢印の向きであり
、V+IZ=Eの関係からそのベクトル関係は第7図(
a)となる。このベクトル関係は瞬時に周波数を最適な
すべり周波数に変化させてもすぐには変化せず、負のす
べり周波数により逆起電圧Eがインバータ電圧■より進
まない限り電流Iの極性は逆転せず、インバータの直流
のフィルタコンデンサー3にエネルギーは回生されない
。一部の負荷にとってはこの遅れさえも問題となる場合
があり、これを解決して一般的に高速で安定な制御を行
うためには、インバータ電圧の瞬時の位相シフ1〜が必
要となってくる。瞬時の位相シフ1−を行うことにより
ベクトル関係は速やかに第7図(b)に示すような形と
なり、電気回路の応答時間で電流位相は逆転し極めて高
速な回生モードへの移行が可能となる。
本発明は上記の問題点に鑑みて成されたもので有り、連
続量の電圧フィードバックを行うこと無しに安定な電圧
制御を行い、瞬時停電時の運転連続制御を一般的に適用
可能にすることを目的とする。
続量の電圧フィードバックを行うこと無しに安定な電圧
制御を行い、瞬時停電時の運転連続制御を一般的に適用
可能にすることを目的とする。
(課題を解決するための手段)
上記目的を達成するために、本発明は、交流電源から直
流電圧を得る整流回路、前記直流電圧を周波数基準信号
に応じた周波数の交流電圧に変換して電動機を駆動する
回生運転の可能なインバータブリッジ、前記周波数基準
信号に応じて前記交で、IIM記直流電圧が一定のレベ
ル以下になった時停電検出信号を出力する電圧検出手段
、前記停電検出信号が検出された時インバータの出力電
流に応じた所定の周波数だけ前記周波数基準信号をステ
ップ状に低下させると共に所定のサンプリング間隔で前
記直流電圧が設定レベルに回復するまで単位電気角だけ
前記交流電圧の位相を瞬時にシフ1−する瞬時停電制御
手段を設けた電圧形インバータを構成する。
流電圧を得る整流回路、前記直流電圧を周波数基準信号
に応じた周波数の交流電圧に変換して電動機を駆動する
回生運転の可能なインバータブリッジ、前記周波数基準
信号に応じて前記交で、IIM記直流電圧が一定のレベ
ル以下になった時停電検出信号を出力する電圧検出手段
、前記停電検出信号が検出された時インバータの出力電
流に応じた所定の周波数だけ前記周波数基準信号をステ
ップ状に低下させると共に所定のサンプリング間隔で前
記直流電圧が設定レベルに回復するまで単位電気角だけ
前記交流電圧の位相を瞬時にシフ1−する瞬時停電制御
手段を設けた電圧形インバータを構成する。
(作 用)
上記構成において、交流電源に停電が発生すると直流電
圧が低下し始め、一定のレベル以下になると停電検出信
号が発生する。この停電検出信号により瞬時停電制御手
段はインバータ出力電流に応じた所定の滑り周波数だけ
瞬時に低下させると同時に予め定められたレートで減速
を開始させ、更に一定のサンプリング周期で上記停電検
出信号が回復するまでインバータの出力電圧の位相を単
位電気角づつ瞬時にシフトさせる動作に繰り返す。
圧が低下し始め、一定のレベル以下になると停電検出信
号が発生する。この停電検出信号により瞬時停電制御手
段はインバータ出力電流に応じた所定の滑り周波数だけ
瞬時に低下させると同時に予め定められたレートで減速
を開始させ、更に一定のサンプリング周期で上記停電検
出信号が回復するまでインバータの出力電圧の位相を単
位電気角づつ瞬時にシフトさせる動作に繰り返す。
(実 施 例)
本発明の実施例を第1図に示す。第4図と同一要素には
同一番号を付し説明を省略する。直流電圧の検出は、絶
縁及びレベル検出に安価なフカ1〜カプラ等を利用した
電圧レベル検出回路30によりそのレベルが監視され、
所定のレベル以下となったとき出力される停電検出信号
VLIと、一定のレベル以上のとき出力される電圧上限
検出信号VL2の2ピツ1〜の検出信号がマイクロコン
ピュータ12に取り込まれる。また、電流検出器23に
よりインバータ出力電流が検出され÷A/Dコンバータ
11を介してディジタル量の電流検出値■Lがマイクロ
コンピュータ12に取り込まれる。これ等の検出信号は
瞬時停電制御手段31に入力され次のように処理される
。
同一番号を付し説明を省略する。直流電圧の検出は、絶
縁及びレベル検出に安価なフカ1〜カプラ等を利用した
電圧レベル検出回路30によりそのレベルが監視され、
所定のレベル以下となったとき出力される停電検出信号
VLIと、一定のレベル以上のとき出力される電圧上限
検出信号VL2の2ピツ1〜の検出信号がマイクロコン
ピュータ12に取り込まれる。また、電流検出器23に
よりインバータ出力電流が検出され÷A/Dコンバータ
11を介してディジタル量の電流検出値■Lがマイクロ
コンピュータ12に取り込まれる。これ等の検出信号は
瞬時停電制御手段31に入力され次のように処理される
。
直流電圧の低下により信号VLIが検出されると、瞬時
停電動制御手段31は予じめ定められた一定電気角Ox
を積分手段17Aに加算し、瞬時位相シフトを行なう。
停電動制御手段31は予じめ定められた一定電気角Ox
を積分手段17Aに加算し、瞬時位相シフトを行なう。
また、電流検出信号■Lから瞬時停電時回生運転用滑り
周波数18を演算出力し運転周波数f′から減算する動
作を行なう。さらに、これと同時に減速指令DECを出
力し、加速制限手段13Aを強制的に予め定められた設
定レートで減速させる。
周波数18を演算出力し運転周波数f′から減算する動
作を行なう。さらに、これと同時に減速指令DECを出
力し、加速制限手段13Aを強制的に予め定められた設
定レートで減速させる。
これらの一連の操作によりインパルタブリッジ4は極め
て高速に回生運転に移行し、電動機負荷の慣性エネルギ
ーにより直流電圧は回復し始める。
て高速に回生運転に移行し、電動機負荷の慣性エネルギ
ーにより直流電圧は回復し始める。
もし、過度の回生が行われた場合は直流電圧が上限を越
え信号VL2が検出され、 これにより位相シフト量O
工と滑り周波数fsを補正し過電圧にならないように配
慮している。なお、滑り周波数f8は、励磁電流成分を
定格電流Irateの30%と仮定秒毎に微少電気角Δ
θ工のシフトが行われその処理手順を第2図に示す。
え信号VL2が検出され、 これにより位相シフト量O
工と滑り周波数fsを補正し過電圧にならないように配
慮している。なお、滑り周波数f8は、励磁電流成分を
定格電流Irateの30%と仮定秒毎に微少電気角Δ
θ工のシフトが行われその処理手順を第2図に示す。
同図に示すように、ステップ41で1.25ミリ秒毎に
本プログラムが起動し、先づステップ42で信号VLI
をチエツクし停電検出の判定を行う。
本プログラムが起動し、先づステップ42で信号VLI
をチエツクし停電検出の判定を行う。
停電と判定されるとステップ43へ移り停電状態フラグ
をセソ1−すると共に復電確認用タイマーを150 ミ
リ秒へセラ1へする。次にステップ44で単位電気角△
0工の位相シフ1−を行う。次にステップ45で停電エ
ツジフラグをチエツクしrr 1 uならプログラム終
了(END)する。もし、停電エツジフラグがrho”
ならステップ46で停電エツジフラグをLL I II
にセットシ、ステップ47で前述した滑り周波数fsに
よる補正を行いプログラムを終了する。
をセソ1−すると共に復電確認用タイマーを150 ミ
リ秒へセラ1へする。次にステップ44で単位電気角△
0工の位相シフ1−を行う。次にステップ45で停電エ
ツジフラグをチエツクしrr 1 uならプログラム終
了(END)する。もし、停電エツジフラグがrho”
ならステップ46で停電エツジフラグをLL I II
にセットシ、ステップ47で前述した滑り周波数fsに
よる補正を行いプログラムを終了する。
1.25ミリ秒後に再びステップ41によりプログラム
がスタートし、ステップ42で停電検出の判定が行われ
、直流電圧の回復が不十分であれば再度、ステップ43
.44の処理が実行される。このように、1回の位相シ
フトにより直流電圧が十分に回復しない場合は、さらに
継続して位相シフ1−が行われるが、滑り周波数の補正
は連続しては行ゎ九ない。
がスタートし、ステップ42で停電検出の判定が行われ
、直流電圧の回復が不十分であれば再度、ステップ43
.44の処理が実行される。このように、1回の位相シ
フトにより直流電圧が十分に回復しない場合は、さらに
継続して位相シフ1−が行われるが、滑り周波数の補正
は連続しては行ゎ九ない。
直流電圧が回復するとステップ42は停電ではないと判
定してステップ48で停電検出エツジフラグをリセッI
・する。次に、ステップ49で復電確認タイマーが15
0ミリ秒経過したがどぅがを確認し、経過したときはス
テップ50で停電状態フラグをリセットする。
定してステップ48で停電検出エツジフラグをリセッI
・する。次に、ステップ49で復電確認タイマーが15
0ミリ秒経過したがどぅがを確認し、経過したときはス
テップ50で停電状態フラグをリセットする。
このように、−度、停電が検出されると停電状態フラグ
がセラ1−され、1.25ミリ秒毎の停電検出の有無に
かかわらず、停電状態フラグがセラ1〜さ検出が無いこ
とにより停電状態フラグはりセラ1〜され、減速モード
が解除される。
がセラ1−され、1.25ミリ秒毎の停電検出の有無に
かかわらず、停電状態フラグがセラ1〜さ検出が無いこ
とにより停電状態フラグはりセラ1〜され、減速モード
が解除される。
第3図に本発明の電圧形インバータによる37klj誘
導電動機100″1負荷時の瞬時停電時のタイムチャ=
1・を示す。インバータ運転周波数は40Hzの例であ
り、負荷はECモーターである。タイムチャートの上側
よりそれぞれインバータ入力電源電圧(v8)、インバ
ータ出力電圧(VAC)、 インバータ出力電流(IA
C)、直流電圧(Voc)、停電検出信号(VLI)を
示す。時刻t、にて停電が発生し入力電源電圧vsは零
となり、直流電圧vDcが暫減してゆく、時刻t2にて
停電検出信号VLIがROIIとなり停電が検出されイ
ンバータ出力電圧位相のシフ1−1すべり周波数の補正
、インバータへの減速指令の一連の制御がおこなオ〕れ
、インバータ出力電流位相が急速に逆極性に変化し、高
速な回生モードへの移行がなされ直流電圧は回復し始め
る。時刻t2では、1回の位相シフ1−で回復せず、さ
らに2回の単位最の位相シフ1−が行なわれている。時
刻も、において停電検出信号VLIはrt 1 uに復
帰するが、インバータの減速モードは継続され直流電圧
レベルはしばらく維持される。時刻t4において再び停
電検出信号VLIはII O+1となり、 上記の一連
の操作が繰り返される。時刻t4においては位相シフト
は2回でレベルの回復がなされる。停電が継続し、負荷
側の慣性エネルギーが持続するかぎり上記のプロセスが
繰り返される。時刻t5において電源電圧は復電し、1
50m5ec減速状態が維持され復電を確認した後瞬時
停電制御手段31は制御ルーチンから切り放され通常の
制御モードに復帰し、停電直前の出力周波数まで加速さ
れる。このように停電時にも運転を継続しているため復
電時の復帰が非常にスムーズであることが特徴的に示さ
れている。また、停電検出時の位相シフ1−も小さな単
位景を反応を見ながら重ねて行くため、負荷の状態に応
した最適なシフト量が確保され、また電流に関しても位
相の反転のほかはレベル的に大きな変動もなく、二? 極めて安定に制御されているもボされている。
導電動機100″1負荷時の瞬時停電時のタイムチャ=
1・を示す。インバータ運転周波数は40Hzの例であ
り、負荷はECモーターである。タイムチャートの上側
よりそれぞれインバータ入力電源電圧(v8)、インバ
ータ出力電圧(VAC)、 インバータ出力電流(IA
C)、直流電圧(Voc)、停電検出信号(VLI)を
示す。時刻t、にて停電が発生し入力電源電圧vsは零
となり、直流電圧vDcが暫減してゆく、時刻t2にて
停電検出信号VLIがROIIとなり停電が検出されイ
ンバータ出力電圧位相のシフ1−1すべり周波数の補正
、インバータへの減速指令の一連の制御がおこなオ〕れ
、インバータ出力電流位相が急速に逆極性に変化し、高
速な回生モードへの移行がなされ直流電圧は回復し始め
る。時刻t2では、1回の位相シフ1−で回復せず、さ
らに2回の単位最の位相シフ1−が行なわれている。時
刻も、において停電検出信号VLIはrt 1 uに復
帰するが、インバータの減速モードは継続され直流電圧
レベルはしばらく維持される。時刻t4において再び停
電検出信号VLIはII O+1となり、 上記の一連
の操作が繰り返される。時刻t4においては位相シフト
は2回でレベルの回復がなされる。停電が継続し、負荷
側の慣性エネルギーが持続するかぎり上記のプロセスが
繰り返される。時刻t5において電源電圧は復電し、1
50m5ec減速状態が維持され復電を確認した後瞬時
停電制御手段31は制御ルーチンから切り放され通常の
制御モードに復帰し、停電直前の出力周波数まで加速さ
れる。このように停電時にも運転を継続しているため復
電時の復帰が非常にスムーズであることが特徴的に示さ
れている。また、停電検出時の位相シフ1−も小さな単
位景を反応を見ながら重ねて行くため、負荷の状態に応
した最適なシフト量が確保され、また電流に関しても位
相の反転のほかはレベル的に大きな変動もなく、二? 極めて安定に制御されているもボされている。
以上説明したように本発明によれば、フォトカプラを利
用した極めて簡単で安価な直流電圧検出回路とマイクロ
コンピュータを利用した簡単なアルゴリズ11で、瞬時
停電発生時に、位相シフ1−1すべり周波数補正、強制
的減速を行うことにより運転を継続させ、極めて安定で
フレキシビリティのある瞬時停電時の制御特性を持った
電圧形インバータ装置を提供できる。
用した極めて簡単で安価な直流電圧検出回路とマイクロ
コンピュータを利用した簡単なアルゴリズ11で、瞬時
停電発生時に、位相シフ1−1すべり周波数補正、強制
的減速を行うことにより運転を継続させ、極めて安定で
フレキシビリティのある瞬時停電時の制御特性を持った
電圧形インバータ装置を提供できる。
第1図は本発明の一実施例を示すインバータ装置、第2
図は第1図の瞬時停電制御手段31の作用を説明するた
めのフローチャート、第3図は本実施例による瞬時停電
制御特性の一例、第4図は従来の瞬時停電制御の構成図
、第5図は誘導電動機のすベリートルク特性図、第6図
は誘導電動機の簡易形等価回路、第7図はその電圧ベタ
1〜ル図である。 ■ 交流電源 2・・・整流器3・・フィルタ
コンデンサ 4・インバータブリッジ 5 ・誘導電動機 6・・・制御回路7・・・D
C/DCコンバータ 10・・・周波数設定器 11・・・A/Dコンバ
ータ12・・・マイクロコンピュータ 13・・加速制限 15・・・関数発生器17
A・周波数積分手段 19・・基準波形発生手段21・
・PWMプロセッサ 23・・・電流検出器24 保
護手段 30・・・電圧レベル検出回路 31・瞬時停電制御手段 代理人 弁理士 則 近 憲 佑 同 第子丸 健 第5図 第6図
図は第1図の瞬時停電制御手段31の作用を説明するた
めのフローチャート、第3図は本実施例による瞬時停電
制御特性の一例、第4図は従来の瞬時停電制御の構成図
、第5図は誘導電動機のすベリートルク特性図、第6図
は誘導電動機の簡易形等価回路、第7図はその電圧ベタ
1〜ル図である。 ■ 交流電源 2・・・整流器3・・フィルタ
コンデンサ 4・インバータブリッジ 5 ・誘導電動機 6・・・制御回路7・・・D
C/DCコンバータ 10・・・周波数設定器 11・・・A/Dコンバ
ータ12・・・マイクロコンピュータ 13・・加速制限 15・・・関数発生器17
A・周波数積分手段 19・・基準波形発生手段21・
・PWMプロセッサ 23・・・電流検出器24 保
護手段 30・・・電圧レベル検出回路 31・瞬時停電制御手段 代理人 弁理士 則 近 憲 佑 同 第子丸 健 第5図 第6図
Claims (1)
- 交流電源から直流電圧を得る整流回路、前記直流電圧を
周波数基準信号に応じた周波数の交流電圧に変換して電
動機を駆動する回生運転の可能なインバータブリッジ、
前記周波数基準信号に応じて前記交流電圧の位相を決定
し前記インバータブリッジを制御するインバータ制御手
段を備えた装置において、前記直流電圧が一定のレベル
以下になった時停電検出信号を出力する電圧検出手段、
前記停電検出信号が検出された時インバータの出力電流
に応じた所定の周波数だけ前記周波数基準信号をステッ
プ状に低下させると共に所定のサンプリング間隔で前記
直流電圧が設定レベルに回復するまで単位電気角だけ前
記交流電圧の位相を瞬時にシフトする瞬時停電制御手段
を設けたことを特徴とする電圧形インバータ。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP63056212A JPH01231685A (ja) | 1988-03-11 | 1988-03-11 | 電圧形インバータ |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP63056212A JPH01231685A (ja) | 1988-03-11 | 1988-03-11 | 電圧形インバータ |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH01231685A true JPH01231685A (ja) | 1989-09-14 |
Family
ID=13020803
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP63056212A Pending JPH01231685A (ja) | 1988-03-11 | 1988-03-11 | 電圧形インバータ |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPH01231685A (ja) |
Cited By (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH04317592A (ja) * | 1991-04-16 | 1992-11-09 | Mitsubishi Electric Corp | インバータ制御装置 |
JP2006197715A (ja) * | 2005-01-13 | 2006-07-27 | Fuji Electric Fa Components & Systems Co Ltd | 交流電動機の制御装置 |
WO2008093485A1 (ja) * | 2007-01-31 | 2008-08-07 | Kabushiki Kaisha Yaskawa Denki | モータ制御装置 |
JP2016010210A (ja) * | 2014-06-24 | 2016-01-18 | パナソニックIpマネジメント株式会社 | 直流電源装置およびインバータ駆動装置およびこれを用いた空気調和機 |
-
1988
- 1988-03-11 JP JP63056212A patent/JPH01231685A/ja active Pending
Cited By (5)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH04317592A (ja) * | 1991-04-16 | 1992-11-09 | Mitsubishi Electric Corp | インバータ制御装置 |
JP2006197715A (ja) * | 2005-01-13 | 2006-07-27 | Fuji Electric Fa Components & Systems Co Ltd | 交流電動機の制御装置 |
WO2008093485A1 (ja) * | 2007-01-31 | 2008-08-07 | Kabushiki Kaisha Yaskawa Denki | モータ制御装置 |
JPWO2008093485A1 (ja) * | 2007-01-31 | 2010-05-20 | 株式会社安川電機 | モータ制御装置 |
JP2016010210A (ja) * | 2014-06-24 | 2016-01-18 | パナソニックIpマネジメント株式会社 | 直流電源装置およびインバータ駆動装置およびこれを用いた空気調和機 |
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