JPH01225213A - 波形変換装置 - Google Patents
波形変換装置Info
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- JPH01225213A JPH01225213A JP4950488A JP4950488A JPH01225213A JP H01225213 A JPH01225213 A JP H01225213A JP 4950488 A JP4950488 A JP 4950488A JP 4950488 A JP4950488 A JP 4950488A JP H01225213 A JPH01225213 A JP H01225213A
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Landscapes
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明は、ディジタル信号処理を用いて波形変換を行う
波形変換装置に関する。
波形変換装置に関する。
従来のティジタル変調器は、例えば特開昭62−855
58号公報に記載のように、入力データの1つの連続し
たビットパターンと標本点の選択をアドレス情報として
索引して波形変換結果である変調波の離散値を得ていた
。
58号公報に記載のように、入力データの1つの連続し
たビットパターンと標本点の選択をアドレス情報として
索引して波形変換結果である変調波の離散値を得ていた
。
上記従来技術は1M有限切インパルス応答m(F X
R: IFinite工mPLL5e Respone
e )ティジタルフィルタを使用して波形整形フィルタ
リング操作を行って?り、このため波形整形後の周波数
スペクトラムにはインパルス応答の有限打切長に依存す
るサイドロープが発生する。このサイドロープは。
R: IFinite工mPLL5e Respone
e )ティジタルフィルタを使用して波形整形フィルタ
リング操作を行って?り、このため波形整形後の周波数
スペクトラムにはインパルス応答の有限打切長に依存す
るサイドロープが発生する。このサイドロープは。
インパルス応答の打切長を長くすることによって低減可
能であるが、上記従来例ではインパルス応答の打切長を
長くした場合、記憶素子の容量は21で増那するため大
容量の記憶系子を必要とする。
能であるが、上記従来例ではインパルス応答の打切長を
長くした場合、記憶素子の容量は21で増那するため大
容量の記憶系子を必要とする。
また、大容量のROMを記憶素子として使用した場合、
アクセスタイムの低下により高速動作が不可能となると
いう問題点があった。
アクセスタイムの低下により高速動作が不可能となると
いう問題点があった。
本発明の課題は、F’IR型ティジタルフィルタによる
波形変換装置のインパルス応答の打切長を長くすること
により周波数スペクトラムのサイドロープを低下させ、
かつこの時の記憶素子の容量増加を極めて少なくし、高
速アクセス可能な小。
波形変換装置のインパルス応答の打切長を長くすること
により周波数スペクトラムのサイドロープを低下させ、
かつこの時の記憶素子の容量増加を極めて少なくし、高
速アクセス可能な小。
中容量の記憶素子を使用可能とすることによって、高速
動作可能な成形変換装置を構成することにある。
動作可能な成形変換装置を構成することにある。
上記課題は、波形変換装置の連続した入力テータ列t*
数のデータ列に分割し、この分割された各々のデータパ
ターンをアドレス情報として、前記各データパターンに
対応した波形変換結果をあらかじめ記憶させたもう一つ
の記憶手段を索引し。
数のデータ列に分割し、この分割された各々のデータパ
ターンをアドレス情報として、前記各データパターンに
対応した波形変換結果をあらかじめ記憶させたもう一つ
の記憶手段を索引し。
前記各データパターン毎の波形変換結果を得、これらを
加算することによって入力データ列の波形変換結果を得
る波形変換手段を設けることにより達成される。
加算することによって入力データ列の波形変換結果を得
る波形変換手段を設けることにより達成される。
本発明の動作を、第2図#第3図に健って説明する。
第6図は従来の波形変換装@Cより波形整形フィルタリ
ングを行う動作を示した図である。ここでfLJは入力
データのデータレートであ5.T、は動作標不化周期を
表わす。入力データ列はシフトレジスタ1に入力される
。このシフトレジスタのビットパターンに層目して波形
整形フィルタのインパルス応答をlね合わせたものが第
3図(13)である。本例では、動作標本化周波数はデ
ータレートの8倍である。この時間応答の離散的信号は
、あらゆる入力データパターンについて計算して求めら
れ、この値は記憶素子に格納され【いる。従って入力デ
ータパターンと標本点の選択をアドレス情報として記憶
素子を索引することにより入力データ列に対する波形整
形フィルタの出力の離散値第3図(a)を得ることが出
来る。また記憶素子に格納するデータを1標本点ごとに
符号の正負を反転することによって、データパターンと
標本点の選択をアドレス情報として記憶素子を索引する
ことによって波形整形された変調波の離散値を得ること
ができる。得らnた変調波を第3図(c)に破線で示す
。
ングを行う動作を示した図である。ここでfLJは入力
データのデータレートであ5.T、は動作標不化周期を
表わす。入力データ列はシフトレジスタ1に入力される
。このシフトレジスタのビットパターンに層目して波形
整形フィルタのインパルス応答をlね合わせたものが第
3図(13)である。本例では、動作標本化周波数はデ
ータレートの8倍である。この時間応答の離散的信号は
、あらゆる入力データパターンについて計算して求めら
れ、この値は記憶素子に格納され【いる。従って入力デ
ータパターンと標本点の選択をアドレス情報として記憶
素子を索引することにより入力データ列に対する波形整
形フィルタの出力の離散値第3図(a)を得ることが出
来る。また記憶素子に格納するデータを1標本点ごとに
符号の正負を反転することによって、データパターンと
標本点の選択をアドレス情報として記憶素子を索引する
ことによって波形整形された変調波の離散値を得ること
ができる。得らnた変調波を第3図(c)に破線で示す
。
本例では入力データ列の連続した6ビツト及び8個の標
本点を選択するための6ビツトの信号をアドレス情報と
する必要があり、11!散僅の値を8ビツトの量子化を
行って表現するとした場合、記憶素子の容量は 2(6+″)X8=4096ビツト 必狭となる。
本点を選択するための6ビツトの信号をアドレス情報と
する必要があり、11!散僅の値を8ビツトの量子化を
行って表現するとした場合、記憶素子の容量は 2(6+″)X8=4096ビツト 必狭となる。
第21は本発明の波形変換装置による波形整形フィルタ
の動作を説明した図である。
の動作を説明した図である。
入力データ列は連続した2つのシフトレジスタ1及び1
′に入力される。このシフトレジスタ1のデータパター
ンに対応する波形整形フィルタのインパルス応答を重ね
合せたものを第2図(b)に示す。
′に入力される。このシフトレジスタ1のデータパター
ンに対応する波形整形フィルタのインパルス応答を重ね
合せたものを第2図(b)に示す。
またシフトレジスタ1′のデータパターンに対応スる波
形整形フィルタのインパルス応答を重ね合せたものを第
2図(a)に示す。この各々のシフトレジスタに対応す
る時間応答の離散的信号は、あらゆる入力データパター
ンについて計算して求めろn、この値は各々の記憶素子
に格納されている。
形整形フィルタのインパルス応答を重ね合せたものを第
2図(a)に示す。この各々のシフトレジスタに対応す
る時間応答の離散的信号は、あらゆる入力データパター
ンについて計算して求めろn、この値は各々の記憶素子
に格納されている。
従って、2つに分割された入力データパターンの各々と
標本点の選択をアドレス情報として谷々の記憶素子を索
引することにより、各々2つに分割さtた各々の入力デ
ータ列に対応する波形整形フィルタの出力の111畝(
lit得ることが出来る。この各々の波形整形フィルタ
の出力の虜散値會同−晦刻vcXけるものとすることに
より、各々の波形整形フィルタの出力の喝散f@を同一
標本点ごとに加算することによって、2つに分割する前
の入力データパターンに対応する波形整形フィルタの出
力の離散値第2図1)を得ることが出来る。これはすな
わち徒来方式VCよる波形整形フィルタ出力第5図(C
)と同一のものである。
標本点の選択をアドレス情報として谷々の記憶素子を索
引することにより、各々2つに分割さtた各々の入力デ
ータ列に対応する波形整形フィルタの出力の111畝(
lit得ることが出来る。この各々の波形整形フィルタ
の出力の虜散値會同−晦刻vcXけるものとすることに
より、各々の波形整形フィルタの出力の喝散f@を同一
標本点ごとに加算することによって、2つに分割する前
の入力データパターンに対応する波形整形フィルタの出
力の離散値第2図1)を得ることが出来る。これはすな
わち徒来方式VCよる波形整形フィルタ出力第5図(C
)と同一のものである。
また、従来例同様に各々の記憶素子に格納するデータを
1標本点ごとに符号の正負を反転することにより5分割
した入力データパターンの各々と標本の選択をアドレス
情報として索引して得られた各々の離散値を加算するこ
とによって波形整形されたf′v#波の離散値を得るこ
とが出来る。このようにして得られる変調波を第3図(
cl)に破線で示す。
1標本点ごとに符号の正負を反転することにより5分割
した入力データパターンの各々と標本の選択をアドレス
情報として索引して得られた各々の離散値を加算するこ
とによって波形整形されたf′v#波の離散値を得るこ
とが出来る。このようにして得られる変調波を第3図(
cl)に破線で示す。
この場合の記憶素子の容量は、vE来例と則じく標本化
周期をデータレ−トの8倍とし、各々の離散値を8ビツ
トに量子化して表現した場合に。
周期をデータレ−トの8倍とし、各々の離散値を8ビツ
トに量子化して表現した場合に。
(2(s+s)+2 (j+3 )) ×8=102
4ビツトとなり、(2E米例に比べ大幅に減少する。
4ビツトとなり、(2E米例に比べ大幅に減少する。
以下1本発明の実施例′Ik因面を用い工詳細に説明す
る。
る。
第1図は1本発明を使用した変詞器の基本的な構成図で
ある。入力ディジタル信号列100は、シフトレジスタ
1に入力され、入力データレートに従りてシフトし外股
のシフトレジスタ長を越えたデータ100′は連続する
次段のシフトレジスタ1′に入力され、データレートに
従いシフトされる。
ある。入力ディジタル信号列100は、シフトレジスタ
1に入力され、入力データレートに従りてシフトし外股
のシフトレジスタ長を越えたデータ100′は連続する
次段のシフトレジスタ1′に入力され、データレートに
従いシフトされる。
シフトレジスタ1によって直列並列変換された入力デー
タパターン200と、標本点を選択するカウンタ6の値
600をアドレス情報としてROM2を索引した結果、
シフトレジスタ1の入力データパターンを波形整形及び
変調された変調波の離散値400が出力される。同様に
シフトレジスタ1に連続するシフトレジスタ1′によっ
て直列並列変換された入力データパターン200′と、
標本点を選択するカウンタ[6の値500をアドレス情
報として、ROM2’を索引することにより、シフトレ
ジスタ1′の入力データパターン鵞波形整形及び変調さ
れたf調波の離散値400’が出力される。
タパターン200と、標本点を選択するカウンタ6の値
600をアドレス情報としてROM2を索引した結果、
シフトレジスタ1の入力データパターンを波形整形及び
変調された変調波の離散値400が出力される。同様に
シフトレジスタ1に連続するシフトレジスタ1′によっ
て直列並列変換された入力データパターン200′と、
標本点を選択するカウンタ[6の値500をアドレス情
報として、ROM2’を索引することにより、シフトレ
ジスタ1′の入力データパターン鵞波形整形及び変調さ
れたf調波の離散値400’が出力される。
この2つの変調波の離散値は時間的に同一時点での波形
整形フィルタの出力の離散値を各々同一サンプルタイミ
ングにおいては符号の正負の反転が同じとなるように変
調したものであり、これを同一のカウンタ6によって発
生した同一の標本点を選択する信号500によりて標本
点の選択を行っているため、波形整形フィルタリング及
び変調さnfc傷号の離散値400及び400′は同一
時刻に8ける同一標本点のセルそれ入力データパターン
に対する離散値となる。
整形フィルタの出力の離散値を各々同一サンプルタイミ
ングにおいては符号の正負の反転が同じとなるように変
調したものであり、これを同一のカウンタ6によって発
生した同一の標本点を選択する信号500によりて標本
点の選択を行っているため、波形整形フィルタリング及
び変調さnfc傷号の離散値400及び400′は同一
時刻に8ける同一標本点のセルそれ入力データパターン
に対する離散値となる。
この波形整形フィルタリングされた変調波の離散値40
0及び400′は加算器3に入力され1両離散1直を加
算したl1Ili敷イ直500が出力される。この離散
値500は、入力データ100のシフトレジスタ1及び
1′の長さに相当する時間内の波形整形フィルタリング
及び変−さnた値の離散値である。この離散値500は
D/A変換器によってディジタル−アナログ変換され、
波形整形フィルタリング及び変y4てれた変調波600
が出力される。
0及び400′は加算器3に入力され1両離散1直を加
算したl1Ili敷イ直500が出力される。この離散
値500は、入力データ100のシフトレジスタ1及び
1′の長さに相当する時間内の波形整形フィルタリング
及び変−さnた値の離散値である。この離散値500は
D/A変換器によってディジタル−アナログ変換され、
波形整形フィルタリング及び変y4てれた変調波600
が出力される。
#!4図は第5図を説明するために示したアナログ処理
で行なわれる4相位相変′vIA話のブロック構成であ
る。入力データはI及びQよυ入力され。
で行なわれる4相位相変′vIA話のブロック構成であ
る。入力データはI及びQよυ入力され。
谷々ナイ争ストレートに対しである値のロールオフ物性
を持つた波形整形フィルタ11によって波形整形される
。この波形整形された信号は、平衡ミクサ12によって
、搬送波発生器l5jllニーより発生した搬送波及び
90°位相シフタ14によって90°位相のずれた搬送
波を各々午ヤリア変調する。この各々の質―波は加算器
15[よって加算され4相位相変調波が得られる。この
変調波は帯域制限フィルタ16により帯域外の不要rl
LがRg、りのぞかn出力される。こnらの構成動作は
一般に艮(刈られているのでより詳細な説明は省略する
。
を持つた波形整形フィルタ11によって波形整形される
。この波形整形された信号は、平衡ミクサ12によって
、搬送波発生器l5jllニーより発生した搬送波及び
90°位相シフタ14によって90°位相のずれた搬送
波を各々午ヤリア変調する。この各々の質―波は加算器
15[よって加算され4相位相変調波が得られる。この
変調波は帯域制限フィルタ16により帯域外の不要rl
LがRg、りのぞかn出力される。こnらの構成動作は
一般に艮(刈られているのでより詳細な説明は省略する
。
第5図は本発明によるティジタル変稠器の一実施例の構
成を示すブロック図で、第4凶の記号10で曲まれ九部
分の機能を行う部分である。以下。
成を示すブロック図で、第4凶の記号10で曲まれ九部
分の機能を行う部分である。以下。
w45図を用いて本発明の実施例の徊成動作を説明する
。
。
4相位相変調器の入カニ相データは、シフトレジスタ1
及びそれに連続したシフトレジスタ1′によって、連続
した2つの並列データパターンに変換される。この2つ
のデータパターンと、標本点を選択するカウンタ6の値
をアドレス情報トしてROM2及び2′ヲ索引すること
により、各々の入力データパターンに対する[8整形フ
イルタリング及び変調された変調波の離散値が得られる
。この各々の変調波の離散値は加算器5により加算され
I相の入力データのシフトレジスタ1及び1′ヲ連結し
た場合に対応した波形整形フィルタリング及び変調され
た変調波の離散値を得る。同様にしてq相の入力データ
に対応した波形整形フィルタリング及び変調された変調
波の離散値が得られる。
及びそれに連続したシフトレジスタ1′によって、連続
した2つの並列データパターンに変換される。この2つ
のデータパターンと、標本点を選択するカウンタ6の値
をアドレス情報トしてROM2及び2′ヲ索引すること
により、各々の入力データパターンに対する[8整形フ
イルタリング及び変調された変調波の離散値が得られる
。この各々の変調波の離散値は加算器5により加算され
I相の入力データのシフトレジスタ1及び1′ヲ連結し
た場合に対応した波形整形フィルタリング及び変調され
た変調波の離散値を得る。同様にしてq相の入力データ
に対応した波形整形フィルタリング及び変調された変調
波の離散値が得られる。
この1相及びQ相の変調波の離散値をセレクタ4で交互
に選択することにより4相位相に一波の離散値が得られ
る。この4相位相変調波の離散値をD/A変換器5でデ
ィジタル−アナログ変換することにより波形整形フィル
タリング及び4相位相変詞さnた変調波を得ることが出
来る。
に選択することにより4相位相に一波の離散値が得られ
る。この4相位相変調波の離散値をD/A変換器5でデ
ィジタル−アナログ変換することにより波形整形フィル
タリング及び4相位相変詞さnた変調波を得ることが出
来る。
第6図は不発明によるティシタA/変偶器の他の一実a
i例である1本実施例は、第5図と同様の機能を有する
。しかし1本実施例ではROMデータの内容はあらかじ
め符号反転されていない。このためI相、Q相の各々の
入力データに対応した成形整形結果が、m算器5より出
力される。この波形整形結果の標本値は、1標本ごとに
交番符号発生梅8で発生した交番符号にJ、v符号反転
器7によって1標本ごとに交互に正負の符号反転が行な
われる。この符号反転は、1相、QaPjじ時間の標本
点に対して同様に行なわれる。この結果、符号反転益7
の出力には、工相、q相それぞれの入力データを波形整
形フィルタリング及び変−した成形の離散値が得られる
。前記各相の出力の離散値は、セレクタ4によって交互
に選択されることにより、セレクタ4の出力とし’tX
相及びq相によシ直交変真さnた変調波の離散値を得る
。当該離散値はD/A変換器5に入力され、 D/ム変
換結果として4相位相変調波を得ることが出来る。
i例である1本実施例は、第5図と同様の機能を有する
。しかし1本実施例ではROMデータの内容はあらかじ
め符号反転されていない。このためI相、Q相の各々の
入力データに対応した成形整形結果が、m算器5より出
力される。この波形整形結果の標本値は、1標本ごとに
交番符号発生梅8で発生した交番符号にJ、v符号反転
器7によって1標本ごとに交互に正負の符号反転が行な
われる。この符号反転は、1相、QaPjじ時間の標本
点に対して同様に行なわれる。この結果、符号反転益7
の出力には、工相、q相それぞれの入力データを波形整
形フィルタリング及び変−した成形の離散値が得られる
。前記各相の出力の離散値は、セレクタ4によって交互
に選択されることにより、セレクタ4の出力とし’tX
相及びq相によシ直交変真さnた変調波の離散値を得る
。当該離散値はD/A変換器5に入力され、 D/ム変
換結果として4相位相変調波を得ることが出来る。
し発明の効果〕
波形変換に?IR形ディジタルフィルタを使用した波形
変換装置では、波形整形フィルタのインパルス応答の打
切長に応じたサイドローブが周波数スペクトラムに現わ
れる。実験によれば波形整形フィルタをロールオフ率α
4のルートコサインロールオフ特性とした場合の4相位
相褒詞波の周波数スペクトラムのサイドローブは、波形
整形フィルタのインパルス応答の打切長をデータレート
の7シンボル分とした場合に、希望スペクトラムに対し
て約5S6B低下しただけであった。これに対し、打切
長を15シンボルとした場合には希望スペクトラムに対
して約42ILB低下した。従来例によれば記憶素子の
容量は、波形整形フィルタのインパルス応答の打切長、
すなわち入力シフトレジスタめ長さと、1シンボル内の
憚本点の数により決定さnる。今、m不点aを8、離散
値を表現する量子化ビット畝を8ビツトとした場曾、7
シンボル打切では 2 (?”)X8=8192ビツト 必要であり、これt−15シンボル打切とした場合には 2(1””%8=2097152ビット必要トな97シ
ンボルの場合の256倍すなわち2(ss−?)倍の記
憶容量が必要となる。
変換装置では、波形整形フィルタのインパルス応答の打
切長に応じたサイドローブが周波数スペクトラムに現わ
れる。実験によれば波形整形フィルタをロールオフ率α
4のルートコサインロールオフ特性とした場合の4相位
相褒詞波の周波数スペクトラムのサイドローブは、波形
整形フィルタのインパルス応答の打切長をデータレート
の7シンボル分とした場合に、希望スペクトラムに対し
て約5S6B低下しただけであった。これに対し、打切
長を15シンボルとした場合には希望スペクトラムに対
して約42ILB低下した。従来例によれば記憶素子の
容量は、波形整形フィルタのインパルス応答の打切長、
すなわち入力シフトレジスタめ長さと、1シンボル内の
憚本点の数により決定さnる。今、m不点aを8、離散
値を表現する量子化ビット畝を8ビツトとした場曾、7
シンボル打切では 2 (?”)X8=8192ビツト 必要であり、これt−15シンボル打切とした場合には 2(1””%8=2097152ビット必要トな97シ
ンボルの場合の256倍すなわち2(ss−?)倍の記
憶容量が必要となる。
本発明によれば、7シンボル打切の場合、記憶素子をそ
れぞれ4シンボルと3シンボルに分割した場合、記憶容
量は (2<++s> (a+3))x5= 1556ビ
ツト+2 となり従来例の15以下である。また15シンボル打切
の場合には、8シンボルと7シンボルに記憶素子を分割
した場合、記憶容量は。
れぞれ4シンボルと3シンボルに分割した場合、記憶容
量は (2<++s> (a+3))x5= 1556ビ
ツト+2 となり従来例の15以下である。また15シンボル打切
の場合には、8シンボルと7シンボルに記憶素子を分割
した場合、記憶容量は。
(2””)+2””))X8=24576ビ7トであジ
、本発明の7シンボルの場合の16倍、従来例の15シ
ンボル打切の場合の 785以下であり大幅に記憶容量
を減少することが可能となり、かつ周[1(スペクトラ
ムのサイドロープ特性は従来例による場合と何ら変化し
ない。
、本発明の7シンボルの場合の16倍、従来例の15シ
ンボル打切の場合の 785以下であり大幅に記憶容量
を減少することが可能となり、かつ周[1(スペクトラ
ムのサイドロープ特性は従来例による場合と何ら変化し
ない。
一般に波形整形フィルタの打切長を九1本発明による入
力テークの分割at−とじた場合の波形優形フィルタの
記憶容量は、従来例では2″′となるユ のに対し、本発明では、m×2”となる。
力テークの分割at−とじた場合の波形優形フィルタの
記憶容量は、従来例では2″′となるユ のに対し、本発明では、m×2”となる。
さらに本発明によれば、記憶素子を分割することにエフ
各々の記憶素子の容量を大幅に小さく出来るため、高速
アクセス可能な小、中容量の記憶素子を使用することが
可能となり高速データレートvr:、sいても動作可能
なディジタル変調器を構成出来る。
各々の記憶素子の容量を大幅に小さく出来るため、高速
アクセス可能な小、中容量の記憶素子を使用することが
可能となり高速データレートvr:、sいても動作可能
なディジタル変調器を構成出来る。
また、同一の記憶容量で比較した場合には1本発明によ
れば従来例による場合に比べ波形変換に用いるインパル
ス応答の打切長を長く出来るため従来ftlに比ベスベ
クトラムの良好な波形変換が可能となる。
れば従来例による場合に比べ波形変換に用いるインパル
ス応答の打切長を長く出来るため従来ftlに比ベスベ
クトラムの良好な波形変換が可能となる。
第1図は本発明の一実施例を示すティジタル変―器の構
成例、第2図は本発明の動作を人力データ列と波形整形
フィルタの時間応答の重ね合わせにより示した囚、第3
図は従来例の動作を人力データ列と波形整形フィルタの
時間応答の重ね合せにより示した図、第4図はアナログ
的c4成さルた一般的な4相位相変調器のブロック栴成
図、第5図は本発明の一実施例を示すディジタル変調器
のブロック構成図、第6図は不発8At−基底帯域フィ
ルタに使用した変縞器の一実施例である。 1・・・シフトレジスタ、 2・・・ROM。 5・・・加算器、 4・・・セレクタ、5・
・・D/ム変換器、 6・・・カクンタ。 10・・・変調部。 11・・・波形整形フィルタ。 12・・・平衡ミクサ、 15・・・搬送波発生器
。 14・・・90°位相シフタ、15・・・アナログ加算
器。 第 I ヌ 1”/”7トレジスゾ 5 ΣゾA麦七丸瑠12FO
間 6 ガウソグ 2″??OM 8 z H 纂 3 面 第 4−7 to 麦襲O甲 !+ デθ謔シ7りf
l 甥0ぢ慟→づスルタ 15 アナログカフ墳−悶
辷I2 手術ミクナ 16鞭制猥スフレグ13
m’jL波J6生」1 栴 5 聞 第 6 Σ
成例、第2図は本発明の動作を人力データ列と波形整形
フィルタの時間応答の重ね合わせにより示した囚、第3
図は従来例の動作を人力データ列と波形整形フィルタの
時間応答の重ね合せにより示した図、第4図はアナログ
的c4成さルた一般的な4相位相変調器のブロック栴成
図、第5図は本発明の一実施例を示すディジタル変調器
のブロック構成図、第6図は不発8At−基底帯域フィ
ルタに使用した変縞器の一実施例である。 1・・・シフトレジスタ、 2・・・ROM。 5・・・加算器、 4・・・セレクタ、5・
・・D/ム変換器、 6・・・カクンタ。 10・・・変調部。 11・・・波形整形フィルタ。 12・・・平衡ミクサ、 15・・・搬送波発生器
。 14・・・90°位相シフタ、15・・・アナログ加算
器。 第 I ヌ 1”/”7トレジスゾ 5 ΣゾA麦七丸瑠12FO
間 6 ガウソグ 2″??OM 8 z H 纂 3 面 第 4−7 to 麦襲O甲 !+ デθ謔シ7りf
l 甥0ぢ慟→づスルタ 15 アナログカフ墳−悶
辷I2 手術ミクナ 16鞭制猥スフレグ13
m’jL波J6生」1 栴 5 聞 第 6 Σ
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 1、入力データの連続したビットパターンを記憶する第
1の記憶手段と、第1の記憶手段の内容をアドレス情報
として内容を読み出す第2の記憶手段を有し、該第2の
記憶手段の内容を読み出すことによって波形変換を行う
波形変換装置において、第1の記憶手段の内容を複数の
グループに分割し、各グループのビットパターンに対応
した波形変換結果を第2の記憶手段に記憶し、前記の第
1の記憶手段の各グループのビットパターンをアドレス
情報として前記の各グループに対応する波形変換結果を
記憶する第2の記憶手段を索引することにより、各グル
ープに対応した波形変換結果を得、これらの波形変換結
果を加算することにより第1の記憶手段に対応する波形
変換結果を得る波形変換手段を備えたことを特徴とする
波形変換装置。 2、前記波形変換手段により得た波形変換結果に、+1
、−1を交互に乗算することにより当該波形変換結果を
基底帯域信号とした変調波を得る手段を備えたことを特
徴とする請求項1記載の波形変換装置。 3、前記波形変換手段が第2の記憶手段に記憶する連続
した標本値に、あらかじめ+1、−1を交互に乗算した
ものを記憶し、当該波形変換結果として変調波を得る手
段を備えたことを特徴とする請求項1記載の波形変換装
置。 4、請求項2記載の波形変換手段及び変調波を得る手段
を2組使用することにより、直交変調波を得ることを特
徴とする波形変換装置。 5、請求項3記載の波形変換手段及び変調波を得る手段
を2組使用することにより、直交変調波を得ることを特
徴とする波形変換装置。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP4950488A JPH01225213A (ja) | 1988-03-04 | 1988-03-04 | 波形変換装置 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP4950488A JPH01225213A (ja) | 1988-03-04 | 1988-03-04 | 波形変換装置 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH01225213A true JPH01225213A (ja) | 1989-09-08 |
Family
ID=12832963
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP4950488A Pending JPH01225213A (ja) | 1988-03-04 | 1988-03-04 | 波形変換装置 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPH01225213A (ja) |
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US5901179A (en) * | 1993-06-25 | 1999-05-04 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Waveform shaping method and equipment |
-
1988
- 1988-03-04 JP JP4950488A patent/JPH01225213A/ja active Pending
Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US5901179A (en) * | 1993-06-25 | 1999-05-04 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Waveform shaping method and equipment |
US6243422B1 (en) * | 1993-06-25 | 2001-06-05 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Waveform shaping method and equipment |
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