JPH01212944A - 回線品質監視回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔概要〕 多値直交振幅変調方式を用いたディジタル無線装置に使
用する回線品質監視回路に関し、周波数利用効率を低下
させずに回線品質の監視ができる様にすることを目的と
し、 入力する多値直交振幅変調波を復調する復調部と該復調
部から出力されたベースバンド信号をディジタル信号に
変換して上位ｎビットをデータとして出力するアナログ
／ディジタル変換手段とを含むディジタル無線装置にお
いて、該アナログ／ディジタル変換手段より出力される
該データより下位２ビットの排他的論理和を取る排他的
論理和手段と、該排他的論理和手段の出力を積分し、基
準値と比較して比較結果に対応する出力を送出する積分
・比較手段とを有する様に構成する。

〔産業上の利用分野〕

本発明は多値直交振幅変調方式を用いたディジタル無線
装置に使用する回線品質監視回路に関するものである。

近年、情報のディジタル化に伴い、高品質のディジタル
伝送路が要求されているので、各中継局はそれぞれ回線
品質を監視し９品質が劣化した時は監視局に通知するこ
とにより９例えば予備回線への切替、障害箇所の修理環
２晶質劣化に対する処理を迅速に行っている。

この時、回線品質監視が周波数利用効率を低下させずに
行われることが必要である。

〔従来の技術〕

第６図は従来例のブロック図、第７図は第６図の動作説
明図を示す、以下、第７図を参照して第６図の動作を説
明する。

例えば、８０情報ビット（Ｄ、〜Ｄ、。）に対して１ビ
ットのフレーム同期ビットＦが挿入されたデータが送信
部内のパリティ演算回路１２と遅延回路１１とに加えら
れたとする。

前者は入力したフレーム同期ビットを用いて情報ビット
Ｄ＋〜Ｄ、。に対してパリティ演算を行い、“１″が奇
数個あったので、パリティビットＰとして１例えば“１
”をパリティピント挿入回路１３に送出する。後者はパ
リティ演算回路１２での演算時間だけ遅延させてデータ
を同じくパリティビット挿入回路１３に送出する。

パリティビット挿入回路１３では入力したフレーム同期
ビットを用いて情報ビットＤＩｌｌｌとフレーム同期ビ
ットＦとの間に上記“１”のパリティビットＰ　ｌｉ人
して第７図に示すフレームフォーマットを形成して受信
部に送出する。

受信部ではフレーム同期回路２２で受信データ中からフ
レーム同期ビットを検出し、この検出出力（フレーム同
期ビットの位置を示している）をパリティ演算回路２３
．パリティ抽出回路２４．パリティビット書替回路２５
に送出する。

そこで、パリティ演算回路２３は送信部と同様に情報ピ
ッ）Ｄ＋”’Ｄｓ。のパリティ演算を行い、演算結果を
比較回路２６とパリティビット書替回路２５に送出する
。又、パリティビット抽出回路２４も上記の検出信号を
用いて受信データ中からパリティ演算）Ｐを抽出して同
じく比較回路に送出する。

比較回路２６は抽出したパリティビットと演算結果とを
比較し、比較結果をアラーム出力回路２７に送出するの
で、アラ−ム出力回路２７では予め定めたアラーム送出
基準（例えば、パリティピントをｎ回抽出してｍ回不一
致なら、アラームを送出する）に従ってアラーム出力を
送出する。

又、パリティビット書替回路２５は、遅延回路２１でパ
リティ演算回路２３やパリティビット抽出回路２４での
処理時間に相当する時間だけ遅延して入力した受信デー
タ中のパリティビットを、上記の演算結果を用いて書き
替えて下位局に送出する。

〔発明が解決しようとする課題〕

即ち、パリティビットをデータに付加し、パリティ誤り
を検出することにより回線品質の監視を行うので、送信
部にパリティビット挿入の為の回路が、受信部ではパリ
ティ誤り判定の為の回路が必要となり、送受信部の回路
規模が大きくなる。

又、パリティビットを回線品質監視の為に使用するので
情報ビットが１ビット送出できなくなり。

周波数利用効率が低下すると云う２つの問題点が生ずる
。

〔課題を解決する為の手段〕

第１図は本発明の原理ブロック図を示す。

図中、３は入力する多値直交振幅変調波を復調する復調
部で、４は該復調部から出力されたベースバンド信号を
ディジタル信号に変換して上位ｎビットをデータとして
出力するアナログ／ディジタル変換手段である。

又、５は該アナログ／ディジタル変換手段より出力され
る該データより下位２ビットの排他的論理和を取る排他
的論理和手段で、６は該排他的論理和手段の出力を積分
し、基準値と比較して比較結果に対応する出力を送出す
る積分・比較手段である。

〔作用〕 例えば、６４値直交振幅変調波の場合２回線品質が良好
な時は復調されたベースバンド信号の電圧は第２図左側
の８レベルのアイパターンのクロスポイントの電圧の内
のどれか一つを取り、斜線部内の電圧になる様なことは
ない。

そして、この様なベースバンド信号は第１図中のアナロ
グ／デイデタル変換手段４で第２図右側に示す様に第１
ビットＤ１〜第５ビットＤｓ　（以下。

Ｄ、〜０．と省略する）のディジタル信号に変換される
。

例えば、第２図中の電圧Ｅの場合はり、＝１．０ｇ・０
゜０、・０で＋　０４＋　ａｓはｌ、又はＯになる確率
が５０χになるが、Ｄ、〜Ｄ、は本来伝送しなければな
らないディジタルデータで、下位２ビットのＤｅ、　Ｄ
ｓはより細かく識別したピントで、Ｄｅとり、との排他
的論理和（Ｄａ　＋　Ｄｓ）が斜線部類域と識別された
時には０となる。

今、回線品質が劣化して雑音が加わったり、又はフェー
ジングによって波形歪が加わると、電圧Ｅは矢印に示す
様に上下に変動して斜線領域に入り、更に劣化するとし
きい値電圧１．又はしきい値電圧２を越えるが、これら
のしきい値電圧を越えた時にＤｅ−Ｄｓの内のどれかが
誤る。

即ち、回線品質が良好な時には電圧Ｅはクロスポイント
の近傍の電圧となる為にＤａ＋Ｄｓは１となるが、回線
品質が劣化して斜線部類域に入ると０となるので、第１
図中の排他的論理和手段５でＤ４＋Ｄ、を求め、８１分
・比較手段６で排他的論理和手段の出力を積分し、基準
値と比較することにより回線品質信号を得ることができ
１回線品質の監視が可能となる。

又、この方法は回線品質を監視する為のビア）を挿入し
ないので周波数利用効率は低下せず９回路規模は大きく
ならない。

尚、上記の説明は６４値直交振幅変調波で行ったが、　
１６値直交振幅変調方式の場合はＤｔ、　Ｄｚがディジ
タルデータで下位２ビットはＯｓ、　Ｄｅとなり、２５
６直交振幅変調波の場合はり、〜Ｄ４がディジタルデー
タで、下位２ビットはＤｓ、　Ｄｉとなるが、原理は何
れも同じである。

又、排他的論理和はディジタルデータのすぐ下の２ビッ
トで説明したが、下位２ビットであれば良く、第２図の
斜線部類域の幅が狭くなるか否かの違いで原理は同じで
ある。

〔実施例〕

第３図は本発明の実施例を用いた受信装置ブロック図６
−例、第４図は別の実施例のブロック図、第５図は更に
別の実施例のブロック図を示す。

ここで、ハイブリッド回路３１．直交検波器３２゜３４
、ベースバンド増幅器３３．３５．ｉｌ送波再生回路３
６、クロック再生回路３７は復調部３の構成部分、アナ
ログ／ディジタル変換器４１．４２はアナログ／ディジ
タル変換手段４の構成部分、排他的論理和ゲート５１．
５１　”　、５２．５２　’　、５３は排他的論理和手
段５の構成部分、積分器６１．６１°、６３．６３°、
電圧比較器６２．６２　’　、６４．６４　”　、又は
パルスカウンタ６５゜タイマ６６、保持回路６７は積分
・比較手段６の構成部分を示す。

以下、６４直交振幅変調波が入力するとして、第３図〜
第５図の動作を説明する。

先ず、第３図において、受信波はアンテナを介して受信
部７で増幅９周波数変換されて中間周波帯の６４直交振
幅変調波が取り出されるが、この波はバイブリフト回路
３１で分配され、直交検波器３２゜３４に加えられる。

ここには、搬送波再生回路３６からの再生搬送波が加え
られているので、同期検波されてベースバンド信号が得
られ、ベースバンド増幅器３３．３５とクロック再生回
路３７に加えられる。

そこで、ベースバンド信号は前者で増幅されてアナログ
／ディジタル変換器（以下、　Ａ／Ｄ変換器と省略する
）４１．４２に加えられるが、ここには後者からの再生
クロックが加えられているので、このクロックを用いて
１例えば５ビットのディジタル信号に変換される（第２
図参照）。

変換された５ビットのうち、上位３ビットのＤＩ〜０．
はデータとして出力されろか、Ｄｅ、Ｄｓは排他的論理
和ゲート（以下、　ＥＸ−ＯＲゲートと省略する）５１
、５１　”　テｆ！Ｘ−０Ｒが取られて“Ｉｓ、又は“
０“の出力が得られるが、これを成る一定時間、積分器
６１゜６１°で積分し、電圧比較器６２．６２°で基準
電圧Ｖｒ、ｆｆ−１＋Ｖｒ＊ｆｆ−！と比較して、比較
結果を回線品質信号として送出する。

尚、どの程度１回線品質が劣化したら回線品質信号を送
出するかは基準電圧を変えることにより決められる。又
、積分器の時定数を変えることにより、−回の判定に必
要なタイムスロット数を制御することができる（従来例
の８０ビットに対応したパラメータである）。

第４図はＡ／Ｄ変換器４１の出力を並列に取り出して、
それぞれに回線品質監視回路を設けたものである。電圧
比較器６４．６４”の基準電圧Ｖｒｌｌｆｆ−３＋Ｖ　
ｒａｆｔ−４を異ならせることにより、例えば回線品質
信号Ａは回線品質が少しでも劣化すれば送出するが、回
線品質信号Ｂは回線品質がかなり劣化した時に送出する
様にする。

次に、上記の第３図、第４図の積分・比較手段の部分が
アナログ的動作に対して、第５図はディジクル的な動作
をする。即ち、ｆ！Ｘ−０Ｒゲート５３から１”、又は
“０”が出力されるが、上記の様に回線品質が良好な時
には“０”の数は少なく９回線品質が劣化している時は
“０”の数が多くなるので、“０”の数をパルスカウン
タ６５で数える。

この時、１回の判定に必要なタイムスロットはタイマ６
６を動作させて、ここからのリセット信号でパルスカウ
ンタをリセットする。これにより。

設定さたタイムスロット内の“０”の数がカウントされ
て保持回路６７に加えられるが、これが定められた個数
以上になったら回線品質劣化として回線品質信号を送出
する。

ここで、保持回路を設ける理由は、タイマ６６の動作時
間を短く設定した場合、遠方の監視局に“０”の数を送
出する前に新規の“０”の数で更新されて、前の“Ｏｍ
の数を取り込めない場合があり。

これを防止する為である。この時、保持回路の保持時間
はタイマのそれよりも長くする。　　又、へ／Ｄ変換器
は１例えば８ビット程度のディジタル信号を出力するも
のが広く市販されているのでｒ　Ｄ４〜Ｄ、は何ら回路
を付加することなく容易に取り出せる。

結局、本発明は回線品質監視の為の専用のビットを使用
せず、Ａ／Ｄ変換器より出力されるデータより下位２ビ
ットのディジタル信号のＩ！Ｘ−０Ｒを取って回線品質
を監視する様にしたので、周波数利用効率は低下せず、
又回路規模は太き（ならない。

〔発明の効果〕

以上詳細に説明した様に本発明は周波数利用効率は低下
せず、又回路規模は太き（ならないと云う効果がある。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の原理ブロック図、 第２図は第１図の動作説明図、、 第３図は本発明を用いた受信装置ブロック図の一例、 第４図は別の実施例のブロック図、 第５図は更に別の実施例のブロック図、第６図は従来例
のブロック図、 第７図は第６図の動作説明図を示す。 図において、 ３は復調部、 ４はアナログ／ディジタル変換手段、 ５は排他的論理和手段、 ６は積分・比較手段を示す。 小りト８Ｎの力？理ブロツ２図 牛　１　図 牛　１　ジコ　の中カイ下ｉダヒ１１月印らｙ−七■ 別の実施イ町のフ゛Ｏソ２０ 半　４　聞 ７ｉ＋ Ｖ（−別の笑止４ｆ″］の７０ツ２［Ｆ］亭　　５　　
聞

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 入力する多値直交振幅変調波を復調する復調部（３）と
   該復調部から出力されたベースバンド信号をディジタル
   信号に変換して上位ｎビット（ｎは正の整数）をデータ
   として出力するアナログ／ディジタル変換手段（４）と
   を含むディジタル無線装置において、 該アナログ／ディジタル変換手段より出力される該デー
   タより下位２ビットの排他的論理和を取る排他的論理和
   手段（５）と、 該排他的論理和手段の出力を積分し、基準値と比較して
   比較結果に対応する出力を送出する積分・比較手段（６
   ）とを有することを特徴とする回線品質監視回路。