JPH01201899A - サンプルホールド回路のジッタ試験方法 - Google Patents
サンプルホールド回路のジッタ試験方法Info
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- JPH01201899A JPH01201899A JP63023980A JP2398088A JPH01201899A JP H01201899 A JPH01201899 A JP H01201899A JP 63023980 A JP63023980 A JP 63023980A JP 2398088 A JP2398088 A JP 2398088A JP H01201899 A JPH01201899 A JP H01201899A
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- 239000006185 dispersion Substances 0.000 abstract 1
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
[発明の目的]
〈産業上の利用分野)
本発明はサンプルホールド回路のジッタ試験方法に関し
、特に試験の高精度化と試験時間の短縮を可能とする試
験方法に係るものである。
、特に試験の高精度化と試験時間の短縮を可能とする試
験方法に係るものである。
(従来の技術)
従来のサンプルホールド回路のジッタ試験方法てしては
、例えば第5図に示すような試験装置を用いた方法があ
る。この従来のジッタ試験方法では、正弦波発振器11
の出力を被試験サンプルホールド回路12のアナログ入
力信号とサンプリングクロックとに分け、サンプリング
クロックは可変遅延器13を介して被試験サンプルホー
ルド回路12に入力させるようにして、その可変遅延器
13を調整することにより、後述の第2図(2)に示す
ように、ジッタ(サンプリングクロックの短時間ドリフ
ト)の影響が最も大きいアナログ入力信号の最・大の傾
きを持つ点をサンプリングするようにし、さらにサンプ
ルホールド回路12の出力を、その被試験サンプルホー
ルド回路12と同じ速度のA/D変換器14を用いてデ
ィジタル化したのち、計算機15に取込むようにしてい
る。回路特性が理想的であれば、アナログ入力信号の同
一点をディジタル化しているので、計算機15に取込ま
れるデータは全て同じになる筈であるが、後述の第2図
(C)に示すように、実際にはサンプリングクロックに
ジッタがあるためにばらつきが生じている。そして、計
算機15により、電圧軸方向のばらつきを、サンプリン
グポイントにおけるアナログ入力信号の傾きによって時
間軸方向のばらつき(ジッタ)に換算し、ジッタを求め
るようにしていた。
、例えば第5図に示すような試験装置を用いた方法があ
る。この従来のジッタ試験方法では、正弦波発振器11
の出力を被試験サンプルホールド回路12のアナログ入
力信号とサンプリングクロックとに分け、サンプリング
クロックは可変遅延器13を介して被試験サンプルホー
ルド回路12に入力させるようにして、その可変遅延器
13を調整することにより、後述の第2図(2)に示す
ように、ジッタ(サンプリングクロックの短時間ドリフ
ト)の影響が最も大きいアナログ入力信号の最・大の傾
きを持つ点をサンプリングするようにし、さらにサンプ
ルホールド回路12の出力を、その被試験サンプルホー
ルド回路12と同じ速度のA/D変換器14を用いてデ
ィジタル化したのち、計算機15に取込むようにしてい
る。回路特性が理想的であれば、アナログ入力信号の同
一点をディジタル化しているので、計算機15に取込ま
れるデータは全て同じになる筈であるが、後述の第2図
(C)に示すように、実際にはサンプリングクロックに
ジッタがあるためにばらつきが生じている。そして、計
算機15により、電圧軸方向のばらつきを、サンプリン
グポイントにおけるアナログ入力信号の傾きによって時
間軸方向のばらつき(ジッタ)に換算し、ジッタを求め
るようにしていた。
(発明が解決しようとする課題)
しかし、従来のサンプルホールド回路のジッタ試験方法
にあっては、被試験サンプルホールド回路12゛と同じ
サンプリング速度でディジタル化しているのでA/D変
換器14より高速かつ高精度なサンプルホールド回路の
試験は不可能である。
にあっては、被試験サンプルホールド回路12゛と同じ
サンプリング速度でディジタル化しているのでA/D変
換器14より高速かつ高精度なサンプルホールド回路の
試験は不可能である。
また、アナログ入力信号の最大の傾きとなる点をサンプ
リングするために可変遅延器13の調整が必要だが、−
度調整しても、正弦波発振器11の周波数、振幅を変更
すると調整点からはずれるため、その都度可変遅延器1
3の調整を必要とする。
リングするために可変遅延器13の調整が必要だが、−
度調整しても、正弦波発振器11の周波数、振幅を変更
すると調整点からはずれるため、その都度可変遅延器1
3の調整を必要とする。
このため調整回数が多くなる場合があり、試験時間が長
くなる。以上のように、従来のジッタ試験方法では、A
/D変換器より高速かつ高精度なサンプルホールド回路
の試験は不可能であり、また試験時間が長くなるという
問題があった。
くなる。以上のように、従来のジッタ試験方法では、A
/D変換器より高速かつ高精度なサンプルホールド回路
の試験は不可能であり、また試験時間が長くなるという
問題があった。
この発明は、上記事情に基づいてなされたもので、試験
回路を構成するA/D変換器より高速で且つ高精度なサ
ンプルホールド回路のジッタ試験を行なうことのできる
サンプルホールド回路のジッタ試験方法を提供すること
を目的とする。
回路を構成するA/D変換器より高速で且つ高精度なサ
ンプルホールド回路のジッタ試験を行なうことのできる
サンプルホールド回路のジッタ試験方法を提供すること
を目的とする。
[発明の構成]
(課題を解決するための手段)
上記課題を解決するために、第1の発明は同一の正弦波
発振器からアナログ入力信号とサンプリングクロックと
を被試験サンプルホールド回路に印加し、前記サンプリ
ングクロックを分周した周波数で動作するサンプラを前
記被試験サンプルホールド回路の出力端子に接続して当
該被試験サンプルホールド回路の出力を間引きし、この
間引いた出力電力のばらつきを測定し、この出力電圧の
ばらつきをサンプリングポイントにおける前記アナログ
入力信号の傾きからジッタに換算することを要旨とする
。
発振器からアナログ入力信号とサンプリングクロックと
を被試験サンプルホールド回路に印加し、前記サンプリ
ングクロックを分周した周波数で動作するサンプラを前
記被試験サンプルホールド回路の出力端子に接続して当
該被試験サンプルホールド回路の出力を間引きし、この
間引いた出力電力のばらつきを測定し、この出力電圧の
ばらつきをサンプリングポイントにおける前記アナログ
入力信号の傾きからジッタに換算することを要旨とする
。
第2の発明は同−期した二つの正弦波発振器からアナロ
グ入力信号とサンプリングクロックを被試験サンプルホ
ールド回路に印加し、前記二つの正弦波発振器の発振周
波数をずらして同一点をサンプリングしないようにして
前記被試験サンプルホールド回路の出力電圧を測定じ、
この測定した出力電圧の波形をフーリエ変換して得られ
るスペクトルから雑音成分を求めるとともに該スペクト
ル上に現われる前記アナログ入力信号の振幅を求め、こ
のスペクトルから求められたアナログ信号の振幅に対す
る当該雑音成分をもとにジッタを換算することを要旨と
する。
グ入力信号とサンプリングクロックを被試験サンプルホ
ールド回路に印加し、前記二つの正弦波発振器の発振周
波数をずらして同一点をサンプリングしないようにして
前記被試験サンプルホールド回路の出力電圧を測定じ、
この測定した出力電圧の波形をフーリエ変換して得られ
るスペクトルから雑音成分を求めるとともに該スペクト
ル上に現われる前記アナログ入力信号の振幅を求め、こ
のスペクトルから求められたアナログ信号の振幅に対す
る当該雑音成分をもとにジッタを換算することを要旨と
する。
また、第3の発明は同期した二つの正弦波発振器からア
ナログ入力信号とサンプリングクロックを被試験サンプ
ルホールド回路に印加し、前記二つの正弦波発振器の発
振周波数をずらして同一点をサンプリングしないように
し、前記サンプリングクロックを分周した周波数で動作
するサンプラを前記被試験サンプルホールド回路の出力
端子に接続して当該被試験サンプルホールド回路の出力
を間引きし、この間引いた出−力電圧を測定し、この測
定した出力電圧の波形をフーリエ変換して得られるスペ
クトルから雑音成分を求めるとともに該スペクトル上に
現われる前記アナログ入力信号の振幅を求め、このスペ
クトルから求められたアナログ信号の振幅に対する当該
雑音成分をもとtニジツタを換算することを要旨とする
。
ナログ入力信号とサンプリングクロックを被試験サンプ
ルホールド回路に印加し、前記二つの正弦波発振器の発
振周波数をずらして同一点をサンプリングしないように
し、前記サンプリングクロックを分周した周波数で動作
するサンプラを前記被試験サンプルホールド回路の出力
端子に接続して当該被試験サンプルホールド回路の出力
を間引きし、この間引いた出−力電圧を測定し、この測
定した出力電圧の波形をフーリエ変換して得られるスペ
クトルから雑音成分を求めるとともに該スペクトル上に
現われる前記アナログ入力信号の振幅を求め、このスペ
クトルから求められたアナログ信号の振幅に対する当該
雑音成分をもとtニジツタを換算することを要旨とする
。
(作用)
第1の発明では、被試験サンプルホールド回路の出力が
サンプラで間引かれて、出力電圧のばらつきを測定する
ためのA/D変換器の速度制限が緩和される。したがっ
てA/D変換器より高速で且つ高精度のサンプルホール
ド回路の試験が可能となる。
サンプラで間引かれて、出力電圧のばらつきを測定する
ためのA/D変換器の速度制限が緩和される。したがっ
てA/D変換器より高速で且つ高精度のサンプルホール
ド回路の試験が可能となる。
第2の発明では、同期した二つの正弦波発振器からアナ
凸グ入力信号とサンプリングクロックを被試験サンプル
ホールド回路に印加し、このアナログ入力信号とサンプ
リングクロックの周波数がずらされるので、被試験サン
プルホールド回路の出力電圧波形のフーリエ変換が可能
となる。そしてフーリエ変換して得られたスペクトルか
らアナログ信号の振幅と雑音成分を求めることができ、
このアナログ信号の振幅に対する雑音成分をもとに、ジ
ッタが精度よく求められる。また、正弦波発振器の周波
数、振幅の変更が行なわれても、サンプラ等に対するサ
ンプリングのタイミング調整だけで試験を行なうことが
できるので、試験時間の短縮が図られる。
凸グ入力信号とサンプリングクロックを被試験サンプル
ホールド回路に印加し、このアナログ入力信号とサンプ
リングクロックの周波数がずらされるので、被試験サン
プルホールド回路の出力電圧波形のフーリエ変換が可能
となる。そしてフーリエ変換して得られたスペクトルか
らアナログ信号の振幅と雑音成分を求めることができ、
このアナログ信号の振幅に対する雑音成分をもとに、ジ
ッタが精度よく求められる。また、正弦波発振器の周波
数、振幅の変更が行なわれても、サンプラ等に対するサ
ンプリングのタイミング調整だけで試験を行なうことが
できるので、試験時間の短縮が図られる。
第3の発明では、上記第1の発明と第2の発明の両機能
が得られて、高速且つ高精度のサンプルホールド回路の
試験が可能となるとともに、試験時間の短縮が図られる
。
が得られて、高速且つ高精度のサンプルホールド回路の
試験が可能となるとともに、試験時間の短縮が図られる
。
(実施例)
以下、この発明の実施例を図面に基づいて説明する。
第1図及び第2図は、この発明の一実施例を示す図であ
る。まず、この実施例に適用される試験装置から説明す
ると、第1図中、3はアナログ信号及びサンプリングク
ロックとしての正弦波信号を出力する正弦波発振器、4
は被試験サンプルホールド回路、5は被試験サンプルホ
ールド回路4の出力を間引くためのサンプラ、6は被試
験サンプルホールド回路4の出力をサンプラ5で間引く
ために被試験サンプルホールド回路4のサンプリングク
ロックを1/Nの周波数に分周する分周器、7は被試験
サンプルホールド回路の保持状態をサンプラ5メサンブ
哨ノングするように調整するための第−可変遅延器、8
はA/D変換器、9はサンプラ5の保持状態をA/D変
換器8がディジタル化するように調整するための第二可
変遅延器、10は計算機である。
る。まず、この実施例に適用される試験装置から説明す
ると、第1図中、3はアナログ信号及びサンプリングク
ロックとしての正弦波信号を出力する正弦波発振器、4
は被試験サンプルホールド回路、5は被試験サンプルホ
ールド回路4の出力を間引くためのサンプラ、6は被試
験サンプルホールド回路4の出力をサンプラ5で間引く
ために被試験サンプルホールド回路4のサンプリングク
ロックを1/Nの周波数に分周する分周器、7は被試験
サンプルホールド回路の保持状態をサンプラ5メサンブ
哨ノングするように調整するための第−可変遅延器、8
はA/D変換器、9はサンプラ5の保持状態をA/D変
換器8がディジタル化するように調整するための第二可
変遅延器、10は計算機である。
次に、第2図を用いて、上述のように構成された試験装
置により、被試験サンプルホールド回路4のジッタを試
験する方法を述べる。
置により、被試験サンプルホールド回路4のジッタを試
験する方法を述べる。
正弦波発振器3からの正弦波発振信号が、被試験サンプ
ルホールド回路4に、アナログ入力信号及びサンプリン
グクロックとして分けて入力される。一方、被試験サン
プルホールド回路4の出力(第2図(C))を低サンプ
リング速度のサンプラ5で間引くために、被試験サンプ
ルホールド回路4に与えられているサンプリングクロッ
クが分周器6で分周されてサンプラ5のサンプリングク
ロックとして入力される(第2図(d))。そのとき、
被試験サンプルホールド回路4の保持状態をサンプリン
グしなければならないため、第−可変遅延器7を用いて
サンプリングのタイミングが調整される。次いで、サン
プラ5の出力(第2図(e))がA/D変換器8でディ
ジタル化されて計算機10に取込まれる。そしてA/D
変換された出力電圧の電圧軸方向のばらつきが、サンプ
リングポイントにおけるアナログ入力信号の傾きによっ
て時間軸方向のばらつき(ジッタ)に換算されてジッタ
が求められる。
ルホールド回路4に、アナログ入力信号及びサンプリン
グクロックとして分けて入力される。一方、被試験サン
プルホールド回路4の出力(第2図(C))を低サンプ
リング速度のサンプラ5で間引くために、被試験サンプ
ルホールド回路4に与えられているサンプリングクロッ
クが分周器6で分周されてサンプラ5のサンプリングク
ロックとして入力される(第2図(d))。そのとき、
被試験サンプルホールド回路4の保持状態をサンプリン
グしなければならないため、第−可変遅延器7を用いて
サンプリングのタイミングが調整される。次いで、サン
プラ5の出力(第2図(e))がA/D変換器8でディ
ジタル化されて計算機10に取込まれる。そしてA/D
変換された出力電圧の電圧軸方向のばらつきが、サンプ
リングポイントにおけるアナログ入力信号の傾きによっ
て時間軸方向のばらつき(ジッタ)に換算されてジッタ
が求められる。
このように、この実施例では、サンプラ5を用いること
により、A/D変換器8の速度制限が緩和され、高精度
のA/D変換器8の使用が可能とされて、A/D変換器
8より高速で且つ高精度のサンプルホールド回路4の試
験が可能とされている。この結果、例えば、従来はサン
プリング速度100M5ps、精度8bitのサンプル
ホールド回路の試験が限界であったが、この実施例によ
り、サンプリング速度IGsps、精度12bitまで
のサンプルホールド回路の試験が可能となった。
により、A/D変換器8の速度制限が緩和され、高精度
のA/D変換器8の使用が可能とされて、A/D変換器
8より高速で且つ高精度のサンプルホールド回路4の試
験が可能とされている。この結果、例えば、従来はサン
プリング速度100M5ps、精度8bitのサンプル
ホールド回路の試験が限界であったが、この実施例によ
り、サンプリング速度IGsps、精度12bitまで
のサンプルホールド回路の試験が可能となった。
次いで、第3図及び第4図には、この発明の他の実施例
を示す。なお、第3図において、前記第1図における機
器と同一ないし均等のものは、前記と同一符号を以って
示し、重複した説明を省略する。
を示す。なお、第3図において、前記第1図における機
器と同一ないし均等のものは、前記と同一符号を以って
示し、重複した説明を省略する。
まず、この実施例によるジッタの測定原理から説明する
。
。
サンプルホールド回路の出力をA/D変換器で取込む場
合に測定される雑音は、アンプの雑音等の電圧軸方向の
ばらつき(電圧雑音)と今測定したい時間軸方向のばら
つき(ジッタ)が電圧軸方向のばらつきとして現れるも
の(ジッタ雑音)とが加算されたものである。いま、電
圧雑音をev1ジッタ雑音をej とし、S/Nとev
、 ej の関係について述べる。
合に測定される雑音は、アンプの雑音等の電圧軸方向の
ばらつき(電圧雑音)と今測定したい時間軸方向のばら
つき(ジッタ)が電圧軸方向のばらつきとして現れるも
の(ジッタ雑音)とが加算されたものである。いま、電
圧雑音をev1ジッタ雑音をej とし、S/Nとev
、 ej の関係について述べる。
アナログ入力信号の振幅をA(V)、周波数をf (H
2)、時間をt (sec)としたとき、正弦波発振器
の出力電圧は、 V(t)=Asin(2πft) (V)・・・(
l)で表される。後述のように、本試験方法ではサンプ
ルホールド回路に印加するアナログ入力信号とサンプリ
ングクロックの周波数は同一ポイントをサンプリングし
ないようにずらしであるためジッタに換棹するときに用
いる傾きは実効値でなければならない。(1)式の傾き
の実効値はr7πfA(V/5ec)で表されるから、
ジッタの実効値をt・ (sec)とするとジッタ雑音
ej は次式%式% 全体の雑音はeVとej の二乗加算なので、S/Nは
次式で表される。
2)、時間をt (sec)としたとき、正弦波発振器
の出力電圧は、 V(t)=Asin(2πft) (V)・・・(
l)で表される。後述のように、本試験方法ではサンプ
ルホールド回路に印加するアナログ入力信号とサンプリ
ングクロックの周波数は同一ポイントをサンプリングし
ないようにずらしであるためジッタに換棹するときに用
いる傾きは実効値でなければならない。(1)式の傾き
の実効値はr7πfA(V/5ec)で表されるから、
ジッタの実効値をt・ (sec)とするとジッタ雑音
ej は次式%式% 全体の雑音はeVとej の二乗加算なので、S/Nは
次式で表される。
S/N−1010g(’(A/r丁)2/(((¥πf
At−)2+ev’))(dB)
・・・(3)ここでアナログ入力信号の振幅Aが
十分大きな値であるとき、ジッタ雑音ejが支配的とな
る。
At−)2+ev’))(dB)
・・・(3)ここでアナログ入力信号の振幅Aが
十分大きな値であるとき、ジッタ雑音ejが支配的とな
る。
ジッタtj がアナログ入力信号の振幅Aによらず一定
と仮定できるので、ジッタ雑音ej はアナログ入力
信号の振幅へに比例し、従ってS/Nはアナログ入力信
号の振幅Aによらず一定となり、上記(3)式は、次の
ように表される。
と仮定できるので、ジッタ雑音ej はアナログ入力
信号の振幅へに比例し、従ってS/Nはアナログ入力信
号の振幅Aによらず一定となり、上記(3)式は、次の
ように表される。
S/N=−20100(2πftj )(dB)・・
・(4) 一方、アナログ入力信号の振幅Aが十分小さな値のとき
は、電圧雑音eVが支配的となり、アナログ入力信号の
振1!Aによらず全体の雑音が一定となるため、アナロ
グ入力信号の振幅Aの減少とともにS/Nが20dB/
decr悪化し、前記(3)式は、次式のようになる。
・(4) 一方、アナログ入力信号の振幅Aが十分小さな値のとき
は、電圧雑音eVが支配的となり、アナログ入力信号の
振1!Aによらず全体の雑音が一定となるため、アナロ
グ入力信号の振幅Aの減少とともにS/Nが20dB/
decr悪化し、前記(3)式は、次式のようになる。
S/N=−2010Q (/Tev /A)(dB)
・・・(5) S/Nのアナログ入力信号振幅依存性の測定結果例を第
4図に示す。この測定結果例から、上述の(4)、(5
)式の傾向が実験的に確認される。そして、大アナログ
入力信号振幅時のS/Nから(4)式によりジッタtj
を求めることができる。また、小アナログ入力信号
振幅時のS/Nから(5)式により電圧雑音e、を求め
ることができる。
・・・(5) S/Nのアナログ入力信号振幅依存性の測定結果例を第
4図に示す。この測定結果例から、上述の(4)、(5
)式の傾向が実験的に確認される。そして、大アナログ
入力信号振幅時のS/Nから(4)式によりジッタtj
を求めることができる。また、小アナログ入力信号
振幅時のS/Nから(5)式により電圧雑音e、を求め
ることができる。
第3図は、上述の原理に基づくジッタ試験を実現するた
めの試験装置を示している。
めの試験装置を示している。
この実施例に適用される試験装置は、正弦波発振器が、
サンプリングクロック系の第一正弦波発振器1とアナロ
グ入力信号系の第二正弦波発振器2と各別に設けられて
いる。その他の構成は、前記一実施例のものとほぼ同様
である。
サンプリングクロック系の第一正弦波発振器1とアナロ
グ入力信号系の第二正弦波発振器2と各別に設けられて
いる。その他の構成は、前記一実施例のものとほぼ同様
である。
次に、この試験装置を用いて被試験サンプルホールド回
路4のジッタを試験する方法を述べる。
路4のジッタを試験する方法を述べる。
第−及び第二の正弦波発振器1.2は一方を基準発振器
として他方を駆動することにより二つの正弦波発振器1
.2を同期させ、一方をアナログ入力信号、他方をサン
プリングクロックとして被試験サンプルホールド回路4
に与えられる。周波数はアナログ入力信号の同一点をサ
ンプリングせず最初と最後のサンプリングポイントが連
続するように定められる。被試験サンプルボールド回路
4の出力を低サンプリング速度のサンプラ5で間引くた
め、被試験サンプルホールド回路4のサンプリングクロ
ックを分周器6で分周してサンプラ5のサンプリングク
ロックとして入力する。そのとき、被試験サンプルホー
ルド回路4の保持状態をサンプリングしなければならな
いため、第−可変遅延器7を用いタイミングを調整する
。次いで、サンプラ5の出力をA/D変換器8でディジ
タル化して計算機10に取込むが、この場合もサンプラ
5の保持状態をディジタル化するように第二可変遅延器
9を調整する。
として他方を駆動することにより二つの正弦波発振器1
.2を同期させ、一方をアナログ入力信号、他方をサン
プリングクロックとして被試験サンプルホールド回路4
に与えられる。周波数はアナログ入力信号の同一点をサ
ンプリングせず最初と最後のサンプリングポイントが連
続するように定められる。被試験サンプルボールド回路
4の出力を低サンプリング速度のサンプラ5で間引くた
め、被試験サンプルホールド回路4のサンプリングクロ
ックを分周器6で分周してサンプラ5のサンプリングク
ロックとして入力する。そのとき、被試験サンプルホー
ルド回路4の保持状態をサンプリングしなければならな
いため、第−可変遅延器7を用いタイミングを調整する
。次いで、サンプラ5の出力をA/D変換器8でディジ
タル化して計算機10に取込むが、この場合もサンプラ
5の保持状態をディジタル化するように第二可変遅延器
9を調整する。
そして、ジッタtj を求めるために以下の手法をと
る。
る。
ここで、S/Nを求めるときに次のことに注意する。デ
ィジタル化して計算!1110に取込まれたデータをフ
ーリエ変換して得られるスペクトルにおいて、電圧雑音
e、とジッタ雑音ej はノイズフロアとして現れる。
ィジタル化して計算!1110に取込まれたデータをフ
ーリエ変換して得られるスペクトルにおいて、電圧雑音
e、とジッタ雑音ej はノイズフロアとして現れる。
回路あるいは正弦波発振器から発生する歪成分はスペク
トル上で高調波成分として現れるのでe、とeJから分
離でき、S/Nの雑音成分は高調波成分を除外したもの
とする。
トル上で高調波成分として現れるのでe、とeJから分
離でき、S/Nの雑音成分は高調波成分を除外したもの
とする。
まず、電圧雑音e、が支配的になるようにアナログ入力
信号の振幅Aを下げ、測定したデータからフーリエ変換
して得られるスペクトルより雑音成分S/Nを求め、前
記(5)式をもとに電圧雑音e、を求める。次に、試験
装置が正常に動作する範囲内でアナログ入力信号の振幅
Aを上げ、測定したデータからフーリエ変換して得られ
るスペクトルより雑音成分S/Nを求める。この場合の
雑音成分はジッタ雑音ej が支配的であるが、アナロ
グ入力信号の周波数fが低い場合にはアナログ入力信号
の振幅Aを上げてもジッタ雑音e・が十分に支配的とは
ならないことがある。このため、ジッタ雑音ej と電
圧雑音e、が含まれていると考えたほうがよい場合が多
い。そこで、スペクトル上に現れるアナログ入力信号の
振幅A及び周波数fと先に測定した電圧雑音e、から前
記(3)式をもとにジッタtj を求めることとする。
信号の振幅Aを下げ、測定したデータからフーリエ変換
して得られるスペクトルより雑音成分S/Nを求め、前
記(5)式をもとに電圧雑音e、を求める。次に、試験
装置が正常に動作する範囲内でアナログ入力信号の振幅
Aを上げ、測定したデータからフーリエ変換して得られ
るスペクトルより雑音成分S/Nを求める。この場合の
雑音成分はジッタ雑音ej が支配的であるが、アナロ
グ入力信号の周波数fが低い場合にはアナログ入力信号
の振幅Aを上げてもジッタ雑音e・が十分に支配的とは
ならないことがある。このため、ジッタ雑音ej と電
圧雑音e、が含まれていると考えたほうがよい場合が多
い。そこで、スペクトル上に現れるアナログ入力信号の
振幅A及び周波数fと先に測定した電圧雑音e、から前
記(3)式をもとにジッタtj を求めることとする。
このようにして、この実施例では、被試験サンプルホー
ルド回路4に印加するアナログ入力信号及びサンプリン
グクロックの周波数をずらすことによりフーリエ解析を
可能としてアナログ信号の振幅Aと雑音成分S/Nとが
高精度かつ容易に測定でき、このアナログ信号の振幅A
に対する雑音成分S/Nをもとに、ジッタtJ が精
度よく求められる。そして、従来はpsec程度のジッ
タ分解能が限界であったが、この実施例ではpsec以
下のジッタ分解能が十分に得られる。また、従来はA/
D変換器で取込むタイミングの調整以外にアナログ入力
信号の最大の傾きにサンプリングポイントを調整するた
めの可変遅延器の調整が、正弦波発掘器の周波数、振幅
の変更の度毎に必要であったが、この実施例ではサンプ
ラとA/D変換器のタイミングの調整だけで済むので試
験時間の短縮を図ることができる。
ルド回路4に印加するアナログ入力信号及びサンプリン
グクロックの周波数をずらすことによりフーリエ解析を
可能としてアナログ信号の振幅Aと雑音成分S/Nとが
高精度かつ容易に測定でき、このアナログ信号の振幅A
に対する雑音成分S/Nをもとに、ジッタtJ が精
度よく求められる。そして、従来はpsec程度のジッ
タ分解能が限界であったが、この実施例ではpsec以
下のジッタ分解能が十分に得られる。また、従来はA/
D変換器で取込むタイミングの調整以外にアナログ入力
信号の最大の傾きにサンプリングポイントを調整するた
めの可変遅延器の調整が、正弦波発掘器の周波数、振幅
の変更の度毎に必要であったが、この実施例ではサンプ
ラとA/D変換器のタイミングの調整だけで済むので試
験時間の短縮を図ることができる。
[発明の効果]
以上説明したように、第1の発明によれば、被試験サン
プルホールド回路の出力をサンプラで間引くようにした
ので、出力電圧のばらつきを測定するためのA/D変換
器の速癒制限が緩和され、A/D変換器より高速で且つ
高精度のサンプルホールド回路の試験を行なうことがで
きる。したがって、例えば、従来はサンプリング速度1
00M5ps、精度8bitのサンプルホールド回路の
試験が限界であったが、本発明によりサンプリング速度
IGSDS1精度12bitまでのサンプルホールド回
路の試験が可能である。
プルホールド回路の出力をサンプラで間引くようにした
ので、出力電圧のばらつきを測定するためのA/D変換
器の速癒制限が緩和され、A/D変換器より高速で且つ
高精度のサンプルホールド回路の試験を行なうことがで
きる。したがって、例えば、従来はサンプリング速度1
00M5ps、精度8bitのサンプルホールド回路の
試験が限界であったが、本発明によりサンプリング速度
IGSDS1精度12bitまでのサンプルホールド回
路の試験が可能である。
また、第2の発明によれば、同期した二つの正弦波発振
器からアナログ入力信号とサンプリングクロックを被試
験サンプルホールド回路に印加し、このアナログ入力信
号とサンプリングクロックの周波数をずらすことにより
フーリエ解析を可能としたので、アナログ信号の振幅と
雑音成分とが^精度かつ容易に測定でき、このアナログ
信号の振幅に対する雑音成分をもとに、ジッタを精度よ
く求めることができる。したがって、例えば、従来はp
sec程度のジッタ分解能が限界であったが、本発明に
よりpsec以下のジッタ分解能が十分得られる。また
、従来はA/、D変換器で取込むタイミングの調整以外
にアナログ入力信号の最大の傾きにサンプリングポイン
トを調整するための可変遅延器の調整が一正弦波発振器
の周波数、振幅の変更の度毎に必要であったが、本発明
はサンプラとA/D変換器のタイミングの調整だけで済
むので試験時間が短縮される。
器からアナログ入力信号とサンプリングクロックを被試
験サンプルホールド回路に印加し、このアナログ入力信
号とサンプリングクロックの周波数をずらすことにより
フーリエ解析を可能としたので、アナログ信号の振幅と
雑音成分とが^精度かつ容易に測定でき、このアナログ
信号の振幅に対する雑音成分をもとに、ジッタを精度よ
く求めることができる。したがって、例えば、従来はp
sec程度のジッタ分解能が限界であったが、本発明に
よりpsec以下のジッタ分解能が十分得られる。また
、従来はA/、D変換器で取込むタイミングの調整以外
にアナログ入力信号の最大の傾きにサンプリングポイン
トを調整するための可変遅延器の調整が一正弦波発振器
の周波数、振幅の変更の度毎に必要であったが、本発明
はサンプラとA/D変換器のタイミングの調整だけで済
むので試験時間が短縮される。
さらに、第3の発明によれば、上記第1の発明と第2の
発明の両機能を備えているので、サンプルホールド回路
のジッタ試験の高精度化とともに、試験時間の短縮を図
ることができる。
発明の両機能を備えているので、サンプルホールド回路
のジッタ試験の高精度化とともに、試験時間の短縮を図
ることができる。
第1図は本発明に係るサンプルホールド回路のジッタ試
験方法の一実施例に適用する試験装置のブロック図、第
2・図は同上一実施例の試験方法を説明するためのタイ
ミングチャート、第3図は本発明の他の実施例に適用す
る試験装置のブロック図、第4図は同上他の実施例にお
けるS/Nのアナログ入力信号振幅依存性を示す特性図
、第5図は従来のジッタ試験装置を示すブロック図であ
る。 1.2.3:正弦波発据器、 4:被試験サンプルホールド回路、 5:サンプラ、 6:分周器、 8:A/D変換器。 代理人 弁理士 三 好 保 男第1 図 第2図 振幅(V) 第41!l
験方法の一実施例に適用する試験装置のブロック図、第
2・図は同上一実施例の試験方法を説明するためのタイ
ミングチャート、第3図は本発明の他の実施例に適用す
る試験装置のブロック図、第4図は同上他の実施例にお
けるS/Nのアナログ入力信号振幅依存性を示す特性図
、第5図は従来のジッタ試験装置を示すブロック図であ
る。 1.2.3:正弦波発据器、 4:被試験サンプルホールド回路、 5:サンプラ、 6:分周器、 8:A/D変換器。 代理人 弁理士 三 好 保 男第1 図 第2図 振幅(V) 第41!l
Claims (3)
- (1)周一の正弦波発振器からアナログ入力信号とサン
プリングクロックとを被試験サンプルホールド回路に印
加し、前記サンプリングクロックを分周した周波数で動
作するサンプラを前記被試験サンプルホールド回路の出
力端子に接続して当該被試験サンプルホールド回路の出
力を間引きし、この間引いた出力電力のばらつきを測定
し、この出力電圧のばらつきをサンプリングポイントに
おける前記アナログ入力信号の傾きからジッタに換算す
ることを特徴とするサンプルホールド回路のジッタ試験
方法。 - (2)同期した二つの正弦波発振器からアナログ入力信
号とサンプリングクロックを被試験サンプルホールド回
路に印加し、前記二つの正弦波発振器の発振周波数をず
らして同一点をサンプリングしないようにして前記被試
験サンプルホールド回路の出力電圧を測定し、この測定
した出力電圧の波形をフーリエ変換して得られるスペク
トルから雑音成分を求めるとともに該スペクトル上に現
われる前記アナログ入力信号の振幅を求め、このスペク
トルから求められたアナログ信号の振幅に対する当該雑
音成分をもとにジッタを換算することを特徴とするサン
プルホールド回路のジッタ試験方法。 - (3)同期した二つの正弦波発振器からアナログ入力信
号とサンプリングクロックを被試験サンプルホールド回
路に印加し、前記二つの正弦波発振器の発振周波数をず
らして同一点をサンプリングしないようにし、前記サン
プリングクロックを分周した周波数で動作するサンプラ
を前記被試験サンプルホールド回路の出力端子に接続し
て当該被試験サンプルホールド回路の出力を間引きし、
この間引いた出力電圧を測定し、この測定した出力電圧
の波形をフーリエ変換して得られるスペクトルから雑音
成分を求めるとともに該スペクトル上に現われる前記ア
ナログ入力信号の振幅を求め、このスペクトルから求め
られたアナログ信号の振幅に対する当該雑音成分をもと
にジッタを換算することを特徴とするサンプルホールド
回路のジッタ試験方法。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP63023980A JPH01201899A (ja) | 1988-02-05 | 1988-02-05 | サンプルホールド回路のジッタ試験方法 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP63023980A JPH01201899A (ja) | 1988-02-05 | 1988-02-05 | サンプルホールド回路のジッタ試験方法 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH01201899A true JPH01201899A (ja) | 1989-08-14 |
Family
ID=12125709
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP63023980A Pending JPH01201899A (ja) | 1988-02-05 | 1988-02-05 | サンプルホールド回路のジッタ試験方法 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPH01201899A (ja) |
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2002168895A (ja) * | 2000-11-30 | 2002-06-14 | Toyo Commun Equip Co Ltd | アパーチャジッタ測定方法及び装置 |
-
1988
- 1988-02-05 JP JP63023980A patent/JPH01201899A/ja active Pending
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2002168895A (ja) * | 2000-11-30 | 2002-06-14 | Toyo Commun Equip Co Ltd | アパーチャジッタ測定方法及び装置 |
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