JPH01192212A - Power-on reset circuit - Google Patents
Power-on reset circuitInfo
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Abstract
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
この発明は、電源投入に伴い所定の論理状態に設定され
るパワーオンリセット回路に関するものである。DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION [Field of Industrial Application] The present invention relates to a power-on reset circuit that is set to a predetermined logic state upon power-on.
(従来の技術〕
第13図はこの種のパワーオンリセット回路の従来例を
示す回路図である。同図において、1は相補型MOS出
力回路(以下0M08回路と記す)からなる第1のイン
バータ、2は同じ<0M08回路からなる第2のインバ
ータで、第1のインバータ1を構成するPチャネルMO
Sトランジスタロ1とNチャネルMOSトランジスタロ
2の共通のドレインつまりこのインバータ1の出力端0
1は、第2のインバータ2を構成するPチャネルMOS
トランジスタQ3とNチャネルMOSトランジスタQ4
の共通のゲートつまりこのインバータ2の入力端■2に
接続されている。また、PチャネルMOSトランジスタ
Q3とNチャネルMOSトランジスタQ4の共通のドレ
インつまり第2のインバータ2の出力端02は、Pチャ
ネルMOSトランジスタロ1とNチャネルMOSトラン
ジスタロ2の共通のゲートつまり第1のインバータ1の
入力端■、に接続されている。ざらにPチャネルMOS
トランジスタQ1およびQ3のソースは電源V。0に共
通に接続され、NチャネルMOSトランジスタQ2およ
びQ4のソースは接地GNDに共通に接続されている。(Prior Art) Fig. 13 is a circuit diagram showing a conventional example of this type of power-on reset circuit. In the figure, 1 is a first inverter consisting of a complementary MOS output circuit (hereinafter referred to as 0M08 circuit) , 2 is a second inverter consisting of the same <0M08 circuit, and P-channel MO forming the first inverter 1.
The common drain of the S transistor RO 1 and the N channel MOS transistor RO 2, that is, the output terminal 0 of this inverter 1.
1 is a P-channel MOS that constitutes the second inverter 2
Transistor Q3 and N-channel MOS transistor Q4
It is connected to the common gate of the inverter 2, that is, the input terminal 2 of the inverter 2. Further, the common drain of the P-channel MOS transistor Q3 and the N-channel MOS transistor Q4, that is, the output terminal 02 of the second inverter 2, is connected to the common gate of the P-channel MOS transistor Q3 and the N-channel MOS transistor Q4, that is, the output terminal 02 of the second inverter 2. It is connected to the input terminal (■) of inverter 1. Zarani P channel MOS
The sources of transistors Q1 and Q3 are power supply V. 0 in common, and the sources of N-channel MOS transistors Q2 and Q4 are commonly connected to ground GND.
そして、電源■。0と出力端01との間にはコンデンサ
C1が、また出力端02と接地GNDとの間にはコンデ
ンサC2がそれぞれ接続されている。And power supply ■. A capacitor C1 is connected between the output terminal 0 and the output terminal 01, and a capacitor C2 is connected between the output terminal 02 and the ground GND.
従来のパワーオンリセット回路は上記のように構成され
、電源■。0が投入されると瞬時にコンデンサC1の充
電とコンデンサC2の放電とが起り、第1のインバータ
ーの出力端01の電位はコンデンサC1によりハイレベ
ル、また第2のインバータ2の出力端02の電位はコン
デンサC2によりロウレベルになる。そのため、出力端
02よりロウレベルの入力をゲートに受けるPチャネル
MOSトランジスタQ と、出力端01よりハイレベル
の入力をゲートに受けるNチャネルMOSトランジスタ
Q4とがオンして、出力端01の電位はハイレベルに、
出力端02の電位は0ウレベルに設定される。A conventional power-on reset circuit is configured as described above, and the power supply ■. 0, charging of the capacitor C1 and discharging of the capacitor C2 occur instantaneously, and the potential of the output terminal 01 of the first inverter becomes a high level due to the capacitor C1, and the potential of the output terminal 02 of the second inverter 2 increases. becomes low level by capacitor C2. Therefore, the P-channel MOS transistor Q, whose gate receives a low-level input from the output terminal 02, and the N-channel MOS transistor Q4, whose gate receives a high-level input from the output terminal 01, are turned on, and the potential at the output terminal 01 becomes high. to the level,
The potential of the output terminal 02 is set to 0-level.
上記のような従来のパワーオンリセット回路では、大容
量のコンデンサが必要なため、これを相補型MOSI!
積回路装置に適用した場合、コンデンサを形成するのに
絶縁層を薄く、面積を大きく取る必要がある。その結果
、回路の信頼性を確保するのに製造に困難を伴うととも
に、チップサイズも大きくなるなどの問題点があった。Conventional power-on reset circuits like the one above require a large capacitance capacitor, so this can be replaced with a complementary MOSI!
When applied to integrated circuit devices, the insulating layer must be thin and the area must be large to form a capacitor. As a result, there were problems such as difficulty in manufacturing to ensure circuit reliability and an increase in chip size.
この発明は、このような問題点を解消するためになされ
たもので、大容量のコンデンサが不要で回路構成を簡略
化でき、相補型MOS集積回路装置に適用した場合にも
信頼性を低下させることなく容易に製造でき、チップサ
イズの縮小も図ることのできるパワーオンリセット回路
を得ることを目的とする。This invention was made to solve these problems, and it is possible to simplify the circuit configuration by eliminating the need for a large-capacity capacitor, and also to reduce reliability when applied to a complementary MOS integrated circuit device. It is an object of the present invention to provide a power-on reset circuit that can be easily manufactured without any problems and can also reduce the chip size.
この発明に係るパワーオンリセット回路は、相補型MO
S出力回路(以下CMOS出力回路と記す)を有する第
1の回路の出力を、同じ<CMOS出力回路を有する第
2の回路が入力として受ける一方、第2の回路の出力を
第1の回路が入力と゛ して受けるように第1およ
び第2の回路を接続し、これら第1および第2の回路の
少なくとも一方のCMOS出力回路を構成するPチャネ
ルMOSトランジスタおよびNチャネルMOSトランジ
スタのいずれか一方にバックゲートバイアスをかけたも
のである。The power-on reset circuit according to the present invention has a complementary MO
A second circuit having the same CMOS output circuit receives the output of a first circuit having an S output circuit (hereinafter referred to as a CMOS output circuit) as an input, while the first circuit receives the output of the second circuit. The first and second circuits are connected so as to receive the signal as an input, and one of the P-channel MOS transistor and the N-channel MOS transistor constituting the CMOS output circuit of at least one of the first and second circuits is connected. A backgate bias is applied.
この発明におけるパワーオンリセット回路では、バック
ゲートバイアスをかけられたトランジスタのしきい値電
圧が高くなることから、そのトランジスタは電源投入時
にオンしにくくなり、これと相補の他方のトランジスタ
が必ずオンすることによって第1および第2の回路は所
定の論理状態に設定される。In the power-on reset circuit of this invention, since the threshold voltage of the back-gate biased transistor increases, that transistor becomes difficult to turn on when the power is turned on, and the other complementary transistor always turns on. The first and second circuits are thereby set to a predetermined logic state.
第1図はこの発明によるパワーオンリセット回路の一実
施例を示す回路図である。図において1はCMOS出力
回路1aを有する第1の回路、2は同じ<CMOS出力
回路2aを有する第2の回路で、第1の回路1の出力端
01は第2の回路2の入力端I2に接続され、また第2
の回路2の出力端Oは第1の回路1の入力端11に接続
されてラッチ回路が構成されている。QlおよびQlは
第1の回路1のCMOS出力回路1aを構成するPチャ
ネルMOSトランジスタおよびNチャネルMOSトラン
ジスタ、Q およびQ4は第2の回路2のCMOS出力
回路2aを構成するPチャネルMOSトランジスタおよ
びNチャネルMOSトランジスタで、各PチャネルMO
SトランジスタQ、Q3のソースは電m v ccに接
続され、各NチャネルMOSトランジスタQ2 、Q4
のソースは接地GNDに接続されている。そして、第1
の回路1のNチャネルMOSトランジスタQ2のソース
とそのトランジスタの基板との間にはバックゲートバイ
アス用電源BG1が接続され、これによりソースを基準
にして!!−に負の電位つまりバックゲートバイアスが
かかるように構成されている。FIG. 1 is a circuit diagram showing an embodiment of a power-on reset circuit according to the present invention. In the figure, 1 is a first circuit having a CMOS output circuit 1a, 2 is a second circuit having the same CMOS output circuit 2a, and the output terminal 01 of the first circuit 1 is the input terminal I2 of the second circuit 2. connected to the second
The output terminal O of the circuit 2 is connected to the input terminal 11 of the first circuit 1 to form a latch circuit. Ql and Ql are P-channel MOS transistors and N-channel MOS transistors that constitute the CMOS output circuit 1a of the first circuit 1, and Q and Q4 are P-channel MOS transistors and N-channel MOS transistors that constitute the CMOS output circuit 2a of the second circuit 2. Channel MOS transistor, each P channel MO
The sources of S transistors Q and Q3 are connected to the voltage m v cc, and the sources of each N channel MOS transistor Q2 and Q4
The source of is connected to ground GND. And the first
A back gate bias power supply BG1 is connected between the source of the N-channel MOS transistor Q2 of the circuit 1 and the substrate of that transistor, and this makes it possible to use the source as a reference! ! - is configured so that a negative potential, that is, a back gate bias is applied.
第2図はMOSトランジスタにバックゲートバイアスを
かけたときの、バックゲートバイアスとしきい値ΔV□
との関係を示す特性図であり、バックゲートバイアスの
増大につれてしきい値67丁も増大することを示してい
る。このことから明らかなように、第1図のパワーオン
リセット回路では、バックゲートバイアスをかけられた
NチャネルMOSトランジスタQ2のしきい値は、バッ
クゲートバイアスをかけられていないNチャネルMOS
トランジスタQ4のしきい値より高く設定されているこ
とになる。Figure 2 shows the back gate bias and threshold value ΔV□ when back gate bias is applied to the MOS transistor.
FIG. 6 is a characteristic diagram showing the relationship between the threshold value 67 and the threshold value 67, which shows that as the back gate bias increases, the threshold value 67 also increases. As is clear from this, in the power-on reset circuit of FIG.
This means that the threshold value is set higher than the threshold value of transistor Q4.
上記のように構成されたパワーオンリセット回路におい
ては、Nチャネル1VOSトランジスタQ2のしきい値
が別のNチャネルMOSトランジスタQ4のしきい値よ
り高くなっていることから、これら両MOSトランジス
タQ2 、Q4を比較するとNチャネルMOSトランジ
スタQ4の方がオンし易くなっている。したがって、電
源■ccを投入した時には、NチャネルMOSトランジ
スタQ がオンとなって第2の回路2の出力端02の電
位がロウレベルに設定される。このロウレベルの電位を
入力端11に受ける第1の回路1ではその入力に応じて
出力端01の電位がロウレベルもしくはハイレベルに設
定される。このパワーオンリセット回路は前記したよう
にラッチ回路を構成しているため、出力端Oの電位を入
力端I2に受けて第2の回路2は、その出力端02の電
位が電源vco投入時のロウレベルとなる論理状態に維
持される。In the power-on reset circuit configured as described above, since the threshold of the N-channel 1VOS transistor Q2 is higher than the threshold of another N-channel MOS transistor Q4, both of these MOS transistors Q2, Q4 When compared, N-channel MOS transistor Q4 is easier to turn on. Therefore, when the power supply ■cc is turned on, the N-channel MOS transistor Q is turned on and the potential of the output terminal 02 of the second circuit 2 is set to a low level. In the first circuit 1 which receives this low level potential at its input terminal 11, the potential at its output terminal 01 is set to a low level or a high level in accordance with the input. Since this power-on reset circuit constitutes a latch circuit as described above, the second circuit 2 receives the potential of the output terminal O at the input terminal I2, and the second circuit 2 receives the potential of the output terminal O at the input terminal I2. It is maintained in a logic state of low level.
第3図は第1および第2の回路1.2が、それぞれイン
バータを構成するCMOS出力回路自体である場合の実
施例を示すもので、第1の回路1のNチャネルMOSト
ランジスタQ2に電源BG1でバックゲートバイアスを
かける構成は第1図の場合と同様である。この回路にお
いては、両MOSトランジスタQ2 、Q4のうちトラ
ンジスタQ4の方がオンし易くなっているので、電源投
入時にはトランジスタQ4の方がオンとなって出力端0
2の電位がロウレベルとなる。このロウレベルの電位は
、入力端11に与えられてトランジスタQ がオンとな
り、出力端01の電位がハイレベルとなる。そして、こ
のハイレベルの電位が入力端■ に与えられてトランジ
スタQ4のオン状態を持続させ、ラッチ状態に移行する
。FIG. 3 shows an embodiment in which the first and second circuits 1.2 are respectively CMOS output circuits constituting inverters, and the N-channel MOS transistor Q2 of the first circuit 1 is connected to the power supply BG1. The configuration for applying a back gate bias is the same as that shown in FIG. In this circuit, of both MOS transistors Q2 and Q4, transistor Q4 is easier to turn on, so when the power is turned on, transistor Q4 is turned on and the output terminal becomes 0.
The potential of No. 2 becomes low level. This low level potential is applied to the input terminal 11, turns on the transistor Q, and the potential at the output terminal 01 becomes high level. Then, this high-level potential is applied to the input terminal (2) to maintain the on state of the transistor Q4, and the transistor Q4 shifts to the latch state.
第4図は第3図の場合においてバックゲートバイアス用
電源BG1を第1の回路1のNチャネルMOSトランジ
スタQ2に替えてPチャネルMOSトランジスタロ1側
に接続した他の実施例を示すものである。すなわち、バ
ックゲートバイアス用電源BG1はPチャネルMOSト
ランジスタQ1のソースとそのトランジスタの基板との
間に、ソースを基準にして正の電位が基板にかかるよう
に接続されている。このパワーオンリセット回路では、
バックゲートバイアスのかけられているPチャネルMO
SトランジスタQ1のしきい値が他のPチャネルMOS
トランジスタQ3のしきい値より高くなっているため、
電源vccの投入時にはPチャネルMOSトランジスタ
Q3がオンして出力端02の電位はハイレベルとなり、
これを入力端■1に受けてNチャネルMOSトランジス
タQ がオンして出力端01の電位はロウレベルに設定
される。FIG. 4 shows another embodiment in which the back gate bias power supply BG1 in the case of FIG. 3 is connected to the P-channel MOS transistor Q2 in the first circuit 1 instead of the N-channel MOS transistor Q2. . That is, the back gate bias power supply BG1 is connected between the source of the P-channel MOS transistor Q1 and the substrate of the transistor so that a positive potential is applied to the substrate with the source as a reference. In this power-on reset circuit,
P-channel MO with back gate bias
The threshold of S transistor Q1 is different from that of other P channel MOS.
Since it is higher than the threshold of transistor Q3,
When the power supply vcc is turned on, the P-channel MOS transistor Q3 is turned on, and the potential at the output terminal 02 becomes high level.
Upon receiving this at the input terminal 1, the N-channel MOS transistor Q is turned on, and the potential at the output terminal 01 is set to a low level.
第5図は第3図の構成において、NチャネルMOSトラ
ンジスタQ2の他にPチャネルMOSトランジスタQ3
側にも別のバックゲートバイアス用電源BG2を接続し
た他の実施例を示すものである。すなわち、新たなバッ
クゲートバイアス用電源BG2はPチャネルMOS)−
ランジスタQ3のソースとそのトランジスタの基板との
間に、ソースを基準にして正の電位が基板にかかるよう
に接続されている。このパワーオンリセット回路では、
PチャネルMOSトランジスタQ1よりPチャネルMO
SトランジスタQ3のしきい値の方か轟く、またNチャ
ネルMOSトランジスタQ4よりNチャネルMOSトラ
ンジスタQ2のしきい値の方が高いので、電源V。Cの
投入時にはPチャネルMOSトランジスタQ1およびN
チャネルMOSトランジスタQ4がオンとなり、出力端
o1の電位はハイレベルに、また出力端02の電位はロ
ウレベルに設定される。FIG. 5 shows a P-channel MOS transistor Q3 in addition to the N-channel MOS transistor Q2 in the configuration of FIG.
This shows another embodiment in which another back gate bias power source BG2 is also connected to the side. In other words, the new back gate bias power supply BG2 is a P channel MOS)-
The source of transistor Q3 is connected to the substrate of the transistor so that a positive potential is applied to the substrate with reference to the source. In this power-on reset circuit,
P channel MO from P channel MOS transistor Q1
The threshold voltage of the S transistor Q3 is higher than that of the N channel MOS transistor Q4, and the threshold voltage of the N channel MOS transistor Q2 is higher than that of the N channel MOS transistor Q4. When C is turned on, P channel MOS transistors Q1 and N
Channel MOS transistor Q4 is turned on, and the potential at output terminal o1 is set to high level, and the potential at output terminal 02 is set to low level.
第6図は第3図の構成において、バツクゲートバイアス
用mi!1lBG1に替えてダイオードP1を用いるこ
とによりNチャネルMOSトランジスタQ2にバックゲ
ートバイアスをかけるようにした他の実施例を示すもの
である。すなわち、ダイオードP1はNチャネルMOS
トランジスタQ2のソースと接地GNDとの間に接続さ
れ、またそのトランジスタの基板は接地GNDに接続さ
れて、ソースと接地GNDの間に与えられるダイオード
P、の順方向電圧がバックゲートバイアスとなるように
構成されている。この場合の動作は第3図の場合と同じ
である。FIG. 6 shows the back gate bias mi! in the configuration shown in FIG. This shows another embodiment in which a back gate bias is applied to the N-channel MOS transistor Q2 by using a diode P1 in place of 1lBG1. That is, diode P1 is an N-channel MOS
It is connected between the source of the transistor Q2 and the ground GND, and the substrate of the transistor is connected to the ground GND so that the forward voltage of the diode P applied between the source and the ground GND becomes a back gate bias. It is composed of The operation in this case is the same as that in FIG.
第7図は第6図の場合においてダイオードP1をNチャ
ネルMOSトランジスタQ2に替えてPチャネルMOS
トランジスタロ1側に接続した他の実施例を示すもので
ある。すなわち、ダイオードP1はPチャネルMOSト
ランジスタQ1のソースと電源V。0どの間に接続され
、またそのトランジスタの基板は電源V。Cに接続され
て、ダイオードP1の順方向電圧をバックゲートバイア
スとしてPチャネルMOSトランジスタQ1に与えるよ
うに構成されている。この場合の動作は第4図の場合と
同じである。Figure 7 shows a P-channel MOS transistor in which the diode P1 is replaced with an N-channel MOS transistor Q2 in the case of Figure 6.
This shows another embodiment in which the transistor is connected to the transistor 1 side. That is, the diode P1 is connected to the source of the P-channel MOS transistor Q1 and the power supply V. 0, and the substrate of that transistor is connected to the power supply V. The forward voltage of the diode P1 is applied to the P-channel MOS transistor Q1 as a back gate bias. The operation in this case is the same as in the case of FIG.
第8図は第6図の構成において、NチャネルMOSトラ
ンジスタQ2の他にPチャネルMOSトランジスタQ
側にも別のダイオードP2を接続した他の実施例を示す
ものである。すなわち、新たなダイオードP2はPチャ
ネルMOSトランジスタQ のソースと電源V。0との
間に接続され、またそのトランジスタの基板は電源vc
oに接続されて、ダイオードP2の順方向電圧をバック
ゲートバイアスとしてPチャネルMOSトランジスタQ
3に与えるように構成されている。この場合の動作は第
5図の場合と同様である。FIG. 8 shows a P-channel MOS transistor Q in addition to the N-channel MOS transistor Q2 in the configuration of FIG.
This shows another embodiment in which another diode P2 is also connected to the side. That is, the new diode P2 connects the source of the P-channel MOS transistor Q and the power supply V. 0, and the substrate of the transistor is connected between the power supply vc
P channel MOS transistor Q with the forward voltage of diode P2 as back gate bias.
It is configured to give 3. The operation in this case is similar to that in FIG.
第9図は第6図の場合において、ダイオードP1を2つ
のNチャネルMOSトランジスタQ2゜Q4の共通のソ
ースと接地GNDとの間に接続するとともに、Nチャネ
ルMOSトランジスタQ2の基板を接地GNDに接続し
て、ダイオードP1の順方向電圧をNチャネルMOSト
ランジスタQ2のバックゲートバイアスとして与えるよ
うに構成された他の実施例を示すものである。この場合
の動作は第3図の場合と同じである。FIG. 9 shows the case of FIG. 6 in which a diode P1 is connected between the common source of two N-channel MOS transistors Q2 and Q4 and the ground GND, and the substrate of the N-channel MOS transistor Q2 is connected to the ground GND. This shows another embodiment in which the forward voltage of diode P1 is applied as the back gate bias of N-channel MOS transistor Q2. The operation in this case is the same as that in FIG.
第10図は第9図の場合においてダイオードP1をNチ
ャネルMOSトランジスタQ2に替えてPチャネルMO
SトランジスタQ3側に接続した他の実施例を示すもの
である。すなわち、ダイオードP1は2つのPチャネル
MOSトランジスタQ、Q3の共通のソースと電源vC
Cとの間に接続するとともに、PチャネルMOSトラン
ジスタQ の基板を電源vCoに接続して、ダイオード
Plの順方向電圧をPチャネルMOSトランジスタQ、
のバックゲートバイアスとして与えるように構成された
他の実施例を示すものである。この場合の動作は第4図
の場合と同じである。FIG. 10 shows a P-channel MOS transistor in which the diode P1 is replaced with an N-channel MOS transistor Q2 in the case of FIG.
This shows another embodiment in which the S transistor is connected to the Q3 side. That is, the diode P1 is connected to the common source of the two P-channel MOS transistors Q and Q3 and the power supply vC.
At the same time, the substrate of the P-channel MOS transistor Q is connected to the power supply vCo, and the forward voltage of the diode P1 is connected between the P-channel MOS transistor Q and the
This figure shows another embodiment configured to provide the back gate bias of the circuit. The operation in this case is the same as in the case of FIG.
第11図は第9図の構成において、NチャネルMOSト
ランジスタQ2の他にPチャネルMOSトランジスタQ
の側にも別のダイオードP2を接続した他の実施例を
示すものである。すなわち、新たなダイオードP2は2
つのPチャネルMOSトランジスタQ、Q3の共通のソ
ースと電源vooとの間に接続するとともに、Pチャネ
ルMOSトランジスタQ の基板を電源■。0に接続し
て、ダイオードP2の黒方向電圧をPチャネルMOSト
ランジスタ63のバックゲートバイアスとして与えるよ
うに構成されている。この場合の動作は第5図の場合と
同じである。FIG. 11 shows a P-channel MOS transistor Q in addition to the N-channel MOS transistor Q2 in the configuration of FIG.
This shows another embodiment in which another diode P2 is also connected to the side. That is, the new diode P2 is 2
It is connected between the common source of the two P-channel MOS transistors Q and Q3 and the power supply voo, and the substrate of the P-channel MOS transistor Q is connected to the power supply ■. 0, so that the black direction voltage of diode P2 is applied as a back gate bias of P channel MOS transistor 63. The operation in this case is the same as in the case of FIG.
第12図は第3図の構成において、電源■。0の投入時
にコントロール信号φを受けてオン動作するスイッチS
Wを介して、出力端01と入力端I2とを接続した他の
実施例を示すものであり、電源V。0の投入と同時にス
イッチSWがオンすると、第3図の場合と同じラッチ回
路として機能し設定された論理状態が緒持される。Figure 12 shows the power supply ■ in the configuration of Figure 3. Switch S that turns on in response to control signal φ when 0 is turned on.
This shows another embodiment in which the output terminal 01 and the input terminal I2 are connected via W, and the power supply V. When the switch SW is turned on at the same time as 0 is turned on, it functions as a latch circuit as in the case of FIG. 3 and maintains the set logic state.
以上のように、この発明によればCMOS出力回路を構
成するMOSトランジスタにバックゲートバイアスをか
けて、電源投入時の回路の論理状態を容易に設定できる
ように構成したので、大容量のコンデンサを必要とする
従来回路の場合に比べて回路構成が簡略化され、相補型
MOSm積回路装置に適用した場合にも信頼性を低下さ
せることなく容易に製造でき、チップサイズも縮小でき
るなどの効果がある。As described above, according to the present invention, a back gate bias is applied to the MOS transistors constituting the CMOS output circuit, so that the logic state of the circuit at power-on can be easily set. The circuit configuration is simplified compared to the required conventional circuit, and even when applied to complementary MOS m integrated circuit devices, it can be easily manufactured without reducing reliability, and the chip size can be reduced. be.
第1図はこの発明の一実施例を示す回路図、第2図はM
OSトランジスタにおけるバックゲートバイアスとしき
い値との関係を示す特性図、第3図ないし第12図はそ
れぞれこの発明の他の実施例を示す回路図、第13図は
従来のパワーオンリセット回路を示す回路図である。
図において、1は第1の回路、2は第2の回路、1a、
2aは0M08回路、1.12は入力端、01.0□は
出力端、Q、、Q3はPチャネルMOSトランジスタ、
Q、Q4はNチャネルMOSトランジスタ、BG、BG
2はバックゲートバイアス用電源である。
なお、各図中同一符号は同一または相当部分を示す。FIG. 1 is a circuit diagram showing an embodiment of this invention, and FIG.
A characteristic diagram showing the relationship between the back gate bias and the threshold value in an OS transistor, FIGS. 3 to 12 are circuit diagrams showing other embodiments of the present invention, and FIG. 13 shows a conventional power-on reset circuit. It is a circuit diagram. In the figure, 1 is the first circuit, 2 is the second circuit, 1a,
2a is 0M08 circuit, 1.12 is input terminal, 01.0□ is output terminal, Q, Q3 is P channel MOS transistor,
Q, Q4 are N-channel MOS transistors, BG, BG
2 is a back gate bias power supply. Note that the same reference numerals in each figure indicate the same or corresponding parts.
Claims (1)
じく相補型MOS出力回路を有し、前記第1の回路の出
力を入力として受ける一方、自己の出力を前記第1の回
路の入力として与える第2の回路とからなり、電源投入
に伴い前記第1および第2の回路が所定の論理状態に設
定されるパワーオンリセット回路であって、 前記第1および第2の回路の少なくとも一方の相補型M
OS出力回路を構成するPチャネルMOSトランジスタ
およびNチャネルMOSトランジスタのいずれか一方に
バックゲートバイアスを印加したことを特徴とするパワ
ーオンリセット回路。(1) A first circuit having a complementary MOS output circuit, which also has a complementary MOS output circuit, receives the output of the first circuit as an input, and receives its own output as an input of the first circuit. A power-on reset circuit, wherein the first and second circuits are set to a predetermined logic state upon power-on, and at least one of the first and second circuits. The complementary form M of
A power-on reset circuit characterized in that a back gate bias is applied to either a P-channel MOS transistor or an N-channel MOS transistor constituting an OS output circuit.
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP63017785A JP2569684B2 (en) | 1988-01-27 | 1988-01-27 | Power-on reset circuit |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
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JP63017785A JP2569684B2 (en) | 1988-01-27 | 1988-01-27 | Power-on reset circuit |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH01192212A true JPH01192212A (en) | 1989-08-02 |
JP2569684B2 JP2569684B2 (en) | 1997-01-08 |
Family
ID=11953368
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP63017785A Expired - Lifetime JP2569684B2 (en) | 1988-01-27 | 1988-01-27 | Power-on reset circuit |
Country Status (1)
Country | Link |
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JP (1) | JP2569684B2 (en) |
Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US7298185B2 (en) * | 2004-02-09 | 2007-11-20 | Infineon Technologies Ag | Circuit arrangement for production of a reset signal after a supply has fallen and risen again |
US7656195B2 (en) | 2006-12-28 | 2010-02-02 | Fujitsu Microelectronics Limited | Latch circuit, flip-flop circuit including the same, and logic circuit |
Citations (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS60222777A (en) * | 1984-03-14 | 1985-11-07 | モトロ−ラ・インコ−ポレ−テツド | Cmos power-on detecting circuit |
-
1988
- 1988-01-27 JP JP63017785A patent/JP2569684B2/en not_active Expired - Lifetime
Patent Citations (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS60222777A (en) * | 1984-03-14 | 1985-11-07 | モトロ−ラ・インコ−ポレ−テツド | Cmos power-on detecting circuit |
Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US7298185B2 (en) * | 2004-02-09 | 2007-11-20 | Infineon Technologies Ag | Circuit arrangement for production of a reset signal after a supply has fallen and risen again |
US7656195B2 (en) | 2006-12-28 | 2010-02-02 | Fujitsu Microelectronics Limited | Latch circuit, flip-flop circuit including the same, and logic circuit |
Also Published As
Publication number | Publication date |
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JP2569684B2 (en) | 1997-01-08 |
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