JPH01190152A - ランダム位相変化及び多重パスフエージングを受けるｑｐｓｋ信号にｂｐｓｋ同期を使用するｔｄｍａ無線システム - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 発明の背景 この発明は、一般的にはディジタル無線方式（システム
）に関するものであ）、よυ明確には、トランシーバが
移動中で、無線電話方式（システム）のような固定局送
信機及び受信機により作動される環境のような多重バス
フェージング外界において、ＴＤＭＡ　ＱＰＳＫ変調を
送信し、受信し、また復調する方式に関する。この発明
は、Ｌａｂｅｄｚそ準捕捉及び位相エラー補正装置”及
び、本発明と同日にｎｏｒｔｈその他によって提出され
、関係ある課題を含む４＋ｐ轟−石＝”ｊ　、　ｔ’ｓ
、　９　倶ζフェージングチャネルに対する位相コヒー
レントＴＤＭＡ直角位相受信機”に関する。

典形的環境において、ＵＨＦまたはマイクロ波無線チャ
ネルは、レイリーフェージングに加え多重バス（ｍｕｌ
ｔｉｐａｔｈ）構造を示す。そこで、高データ速度で動
作する移動または携帯ＴＤＭＡ方式（システム）の無線
トランシーバは、各々ランダム振幅。

位相、及び送信信号に対する時間遅延を有する送信信号
の多重レプリカの受信に適応しなければならない。補正
基準がなければ、データ・メツセージは、多重バス信号
により抹消されることもあシうる。早くも１９５８年に
は、これらの欠点に対し便宜を図れる受信機が、差動２
進ディジタル位相変調（ＤＢＰＳＫ）または非コヒーレ
ント周波数偏位キーイング（ＦＳＫ）のいづれかの使用
に関し説明された。

それはチャネル・サウンデイング法を使用し、チャネル
・インパルス応答またはチャネルプロフィル（ｐｒｏｆ
　ｉ　ｌｅ）を評価し、トランスバーサル等化器は、評
価チャネルプロフィルに応答し調整されるタップを有す
る。

１９６０年までには多重バスチャネルは徹底的に研究さ
れ、シミュレートされ、最適受信が定義されたが、しか
し、位相コヒーレント技法を大部分がさけていた。その
ような復調技法は、調整された直角位相変調（ＱＰＳＫ
）及びその変形のような二次元信号技術を用いる高いス
ペクトル効率の変調法の使用を許容していない。

１９８３年までには、２進（１）ｉＨａｒｙ）ディジタ
ル位相変調（ＢＰＳＫ）位相コヒーレント検出を用いる
ディジタル電話のためのＴＤＭＡ　（時分割多重アクセ
ス）受信機が、米国特許第４．５８７．６６２号に記述
された。

１９８５年には、これは拡張されＱＰＳＫ　’に含むよ
うになったが、受信機は一般的用語で記述されるにとど
まった。

１９８６年には、ＱＰＳＫへの適用が可能なＭＳＫ受信
機が報告され、これは２つの放射状の多重バスを調整で
きるものであり、フィードフォワード及び帰還フィルタ
リングの両方を利用するアダプティブ等化器を使用して
いた。（Ｋｒ１ｓｔｅｒ　Ｒａ１ｔｈその他の”３００
キロビット／秒で作動するディジタルセル方式ラジオに
対するマルチパス均等化（Ｅｑｎａ−１ｉｚａｔｉｏｎ
）　’　１９８６年６月、第１回ＩＥＥＥ　Ｖｅｈｉｃ
ｕ−１ａｒ　Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ＋　ｐ２６８−２７
２参照）。このアダプティブ等化器はその文献中で徹底
的に説明されなかったのは明らかであるが、等化器の調
整のためその出力にもとづき行なわれる決定をそれは必
要とする故、本発明で使用される多重バス相関とは異な
る。一般に受信されるデータで連続的に作動するアダプ
ティブ等化は、連続データの流れを受信するディジタル
・マイクロ波受信器で利用された。そのような連続受信
機は、比較的長い時間のあいだ、等化できる。ＴＤＭＡ
はバーストのような特性のため、著るしい多重路寄与を
含むチャネルプロフィルの急速な決定を必要とする。デ
ータ・トランシーバが移動しているとしても、タイム・
スロットが十分短い期間であれば、チャネルプロフィル
は与えられたＴＤＭＡタイム・スロットでは無視できる
変化をうけると仮定できる。

発明の要約 それ故に、本発明の１つの目的は、無線チャネルにより
送信ディジタル情報に導入される多重パス信号及びラン
ダム位相を補正のため、ＴＤＭＡ受信機を、タイム・ス
ロットのあいだに送信される同期順序（シーケンス）に
同期化することである。

本発明の他の目的は、同期順序（シーケンス）をＱＰＳ
Ｋ変調信号の単一ベクトルで送信することである。

本発明のさらに他の目的は、同期順序（シーケンス）よ
シ無線チャネル多重パスプロフィルを作シ、そのモデル
を１タイム・スロット期間にのみ利用することである。

したがって、これらの目的及び他の目的は、直角位相変
調（ＱＰＳＫ）変調及び無線チャネル上のタイム・スロ
ットの同期順序（シーケンス）１−用いるデータ・メツ
セージを伝達する時分割多重アクセス（ＴＤＭＡ　）無
線方式を包含する本発明において達成される。送信機は
同期順序（シーケンス）を、ＱＰＳＫ変調の１つのベク
トルだけで送信し、受信機は１ベクトル同期を受信し使
用し、Ｉ　ＴＤＭＡタイム・スロットのあいだの多重パ
ス及び位相変化にたいしデータ・メツセージを補正する
。

発明の概要 直角位相変調（ＱＰＳＫ）変調データ信号を伝達する時
分割多重アクセス（ＴＤＭＡ　）無線システムが開示さ
れる。無線チャネルにより導入される多重パス歪み及び
位相変化を克服するため、Ｔ　ＤＭＡタイムスロットの
同期化部分がＱＰＳＫ変調の１ベクトルのみにて送信さ
れる。このシステムは１ベクトルの同期化部分を利用し
、１つのＴＤＭＡタイムスロットの多重パス歪み及び位
相変化を補正するため、ＱＰＳＫデータ信号の受信メツ
セージ部分に加えられるチャネルプロフィル評価を発生
する。

好ましい実施例の説明 送信機１０１よシデータ信号を受信機１０３へ伝達する
無線周波数システムが、第１図には図示される。無線電
話システムでは、送信機１０１は固定局送信機が普通で
あシ、移動または携帯受信機により住民の住む無線適用
範囲（カバレージ・エリア）を受けもち、その受信機は
受信機１０３として図示される。さらに１つ以上の無線
カバレージ・エリアは、連続カバレージが広い区域、即
ち、小区画（セル）無線電話システム、または、事務所
建物あるいは商店街のような集中領域に供給されるよう
な様式に連結されることが可能である。（例えば、１９
８７年５月１日にＧｅｒａｌｄ　Ｐ、Ｌａｂｅｄｚによ
って提出された、本件譲受人の米国特許出願筒４４，９
２０号”マクロダイパーシナを用いるマイクロ小区画（
セル）通信システム″参照）。

好ましい実施例では他の多元信号方式が同等に使用でき
るが、直角位相変調（ＱＰＳＫ）がチャネルの処理能力
を増加するように使用される。

さらＫ、多数の使用者の間で限定チャネル資源を分担す
る既知の時分割多重アクセス（ＴＤＭＡ　）技法が本発
明で使用される。メツセージが使用者に送信され、また
、使用者よシ受信されるあいだ、各使用者は短い期間の
時間（タイムスロット）を割シ当てられる。他の技法（
周波数分割多重アクセスＴＤＭＡのような）に対するＴ
ＤＭＡ技法の長所は：ａ）全２重通信に対しデュプレク
サが必要でない、　ｂ）多重隣接タイムスロットの使用
により可変データ速度送信の便宜がはかれる、　ｃ）　
ＦＤＭＡに存在する結合損失または中間変調ひずみ無し
で、あらゆる電力レベルで多重チャネルを増幅するため
、普通の無線周波数電力増幅器が使用できる。

及び　ｄ）別個の受信機を要せず他の“チャネル”（タ
イムスロット）を走査する能力があることである。

本発明で使用される高データ転送速度（２００キロビッ
ト／秒より２メガビット／秒）は、多くの都市及び郊外
環境にたいする移動無線チャネルのチャネル・コヒーレ
ンス帯域幅を超える。結果として、チャネルは、予期さ
れるレイリー・フェージングに加え多重パス構造を示す
。本発明の受信機は、ＴＤＭＡ直角位相信号が多重路フ
ェージング・チャネルでコヒーレン）Ｋ受信されるのを
可能にする。この実施例は、２メガチップ／秒のＱＰＳ
Ｋ無線信号を復調するであろう。その唯一の束縛は、Ｑ
ＰＳＫデータに関係する所定位相を持つ２進ディジタル
位相変調（ＢＰＳＫ）信号として、捕捉順序（りを回復
（再生）するため使用されるＴＤＭＡ受信パ器の構成図
であシ、その受信機は、Ｄａｖｉｄ　Ｉ；、Ｂｏｒ−ｔ
ｈによって１９８７年２月２日に提出された、本件譲受
人による米国特許出願第００９，９７３号゛アダブチイ
ブ等化器を持つＴＤＭＡ通信システム”に説明され、参
考のためにここに合体される。

凋■変換器２０９及び２１１のディジタル信号出力はそ
れぞれ、各々の信号バッファ２１７及び２１９とともに
、同相（Ｉ）タイムスロット相関器２１３及び直角位相
（Ｑ）相関器２１５にそれぞれ加えられる。

工相関器２１３は、入力信号の全受信ビットと同相タイ
ム・スロット同期語（ワード）Ｋ対応する前もって加え
られた同期語（工同期語）との間の相関関数を実行する
。

相関器２１３の出力は、ディジタル・ビットの流れでＩ
Ｊ）、タイムスロットに対する記憶された同期語レプリ
カを持つ受信データのサンプル毎の相関を表わす。相関
関数は、■同期語が受信サンプル語に位置するときにピ
ークを示す。同様にＱ相関器２１５は、メモリ２２１か
らのあらかじめ記憶された直角位相Ｑ同期語とサンプル
された直角位相（Ｑ）入力の間の相関関数を実行する。

相関器２１３及び２１５の出力は、それぞれ２乗ブロッ
ク２２３及び２２５に加えられる。２乗ブロック出力信
号は、それぞれ別個の工及びＱ相関動作の２乗値を代表
する。２乗ブロック出力はそこで、合計（総和）ブロッ
ク２２７に加えられる。工及びＱ相関信号は共に合計さ
れ、相関信号の２乗の和を代表する２乗包結線（エンベ
ロープ）を形成する。相関信号の２乗包路線は、位相の
あいまいさの明確な決定を不必要とする。そこでいかな
るあいまいさを解決することもなく、合計（総和）ブロ
ック２２７からの大振幅信号出力は、特定のタイム・ス
ロットに対して可能なスタート位置を表示する。

合計（総和）ブロック２２７出力はそこでタイム・スロ
ット検出器２２９に送られ、合計相関信号は所定のしき
い値と比較される。このしきい値は、検出タイムスロッ
トを現わす最小許容相関値を表示する。合計出力がしき
い値よシ大きければ、タイム・スロット検出信号は発生
され、システム・タイミング制御器２３１へ加えられる
。

タイミング制御器２３１は位相同期ループ（ＰＬＬ）と
して機能し、安定タイミング基準を使用しタイムスロッ
ト検出信号を確認し、確認検出出力信号を与える。確認
タイムスロット検出信号は、ビット・クロック出力とと
もに后のゲート２３３へ加えられる。結合タイムスロッ
ト／ビット・クロック信号杖、そこで、それぞれ工及び
Ｑ信号バッファ２１７及び２１９に送られる。データ信
号は結合検出／ビット・クロック信号を用い、信号バッ
ファ２１７信号回復のため普通のベースバンド同期決定
帰還パ等化器（ＤＦＥ）　２３４が使用される。ＤＦＥ
　２３４は基本的に２部分よシなる。即ち、順方向線形
トランスバーサル・フィルタ２３５及び帰還線形トラン
スバーサル・フィルタ２３７である。順方向線形トラン
スバーザル・フィルタ２３５は、符号量干渉（ＩＳＩ）
による平均２乗誤差（ＭＳＥ）を最小にする試みをし、
他方、帰還線形トランスバーサル・フィルタ２３７は、
前に検出された符号によるＩＳＩを除去する試みをする
。

決定帰還等化器２３４の構成は、時間的に変る多重パス
・プロフィルの影響を補正するため各タイムスロットで
少なくとも一度は適合される。量子化器２３８の等化及
び量子化複合データ（ｃｏｍｐｌｅｘｄａｔａ）出力は
、出力データ語（ワード）としてデータ・クロック及び
出力とともに２対ｌの多重化のため、マルチプレクサ２
３９へ加えられる。

第１図に図示のＱＰＳＫ通信システムにおいて、通信信
号Ｘ　（ｔ）は次のように表現されよう。

ｘ（ｔ）　＝　ａ（ｔ）ｃｏｓ　ｍｃｔ　＋　ｂ（ｔ）
ｓｉｎ　ａ＋ｃｔ　　　　　　　（１）ただし、ａ　（
ｔ）及びｂ　（ｔ）は、同相及び直角位相の情報信号で
、ω。はラヂアン／秒におけるＱＰＳＫ信号の搬送波周
波数である。

周波数選択（または、遅延−範囲）チャネル、即ち多重
パス干渉を受ける無線チャネルは、下に与えられる等価
チャネル・インパルス応答により特徴づけられる。

ｈ（ｔ）＝α。δ（を−τ。）＋α１δ（ｔ−τ）＋α
δ（ｔ−τ）＋・・・・・・＝　　Σ　α１δ（ｔ−τ
、）、　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　
　　　（２ン１±Ｏ ただし、Ｃ１はｉ次の分解可能パスの振幅であシ、τ１
は１次分解可能パスに関連する（過剰）パス・プレイ（
ｄｅｌａｙ：遅延）で、ｍ＋１は分解可能パスの全数で
ある。

式（１）で与えられるチャネル入力に対し、式（２）の
インパルス応答を持つ等価プレイ配置（範囲）チャネル
の出力は、いかなる所定のタイムスロットのあいだは本
質的に定数で６Ｄ、以下に与えられる。

受信機１０３に入力されるのは、この信号、ｙ（ｔ）で
ある。受信機の局部発振器基３＄　１０５が、（直接パ
ス）の受信ＱＰＳＫ送信に関しγの位相オフセットを持
つ時には、受信機局部発振器基準はＣ０８（ωｃｔ十ｒ
）で与えられ、ＴＤＭＡタイムスロットのあいだ本質的
に定数である。（アンテナはミクサ１０７及び１１１に
接続されるように図示されるが、高周波数無線信号に対
しては追加信号処理が必要であシがちである。中間周波
数へのダウンコンバージョンが使用される場合には、局
部発振器の出力周波数は異なるかもしれない）。　Ｕ　
Ｉ　（ｔ）で受信機の補正していない同相ブランチのミ
クサ１０７出力を表示させ、Ｕ　Ｉ　’（ｔ）で低域フ
ィルタ１０９からのＵＩ（ｔ）出力の低域フィルタ・バ
ージョンを表示させる。

同様に、ＵＱ（ｔ）で受信機の未補正直角位相ブランチ
のミクサ１１１出力を表示し、ＵＱ’　（ｔ）でフィル
タ１１３からのＵＱ（ｔ）の低域フィルタ・バージョン
を表示させる。ＵＩ’（ｔ）及びＵＱ’（ｔ）はそれか
ら、■及びＱデータに分解のため信号プロセッサ１１５
へ入力され、そこでデータ信号回復１１７へ接続される
。

Ｕ　Ｉ　（ｔ）は次のように与えられる。

ｂ（ｔ−ｒ、）　ｓｉｎ　ｅａ。（ｔ−ｆｌ）］ｃｏｓ
（２町ｔ＋γ−ω。τ、））＋ （％）ｂ（ｔ−ｒθ（ｓｉｎ（２ａ＋。ｔ＋γ−ω。ｔ
　１　）　−ｓｉｎ　（ｉ＋ａ＋、ｆ　ｌ　）））Ｕ　
Ｉ　（ｔ）の低域フィルタ・バージョンＵＩ’（ｔ）は
つぎのように与えられる。

ｂ（ｔ−で１）　５ｉｎ（ｒ＋ω。τｉ　）　］　　　
　　　　　　　　（５）同様にＵＱ（ｔ）は、 ｂ（ｔ−τ、）ｓｉｎωｃ（１−τ１）］ａｉｎ（γ＋
ω。τｓ　））　＋（Ｍ）ｂ（を−τθ（ｃｏｇ（γ＋
ω、？、）　−ｃｏｓ（２ωｌｌｔ＋ｙ−ａ＋、ｒ、）
））　　　　　　　　　（６）またＵＱ’（ｔ）は、 ｂ（を−τθＣ０３（γ＋ω。τ＋　）　）　　　　　
　　　　（７）数学的形式で本発明の動作を考慮すれば
、等化器１１５の同期（または調整）位相の間の送信信
号鷺７一 ｘＴ（ｔ）はＢＰＳＫ信号であるのは、重大な特徴であ
る。

１位相で送信される時に、それは、 ｘＴ（ｔ）　＝　ａＴ（ｔＪ　ｃｏｓ　ａ＋ｃｔ　　　
　　　　　　　　　　（８）ただし、ａＴ（ｔ）　（図
示せず）は、１３ａｒｋｅ　ｒ順序（シーケンス）の１
つのようなよい非同調自己相関特性を持つ所定の同期順
序（シーケンス）である。

同期送信信号ｘＴ（ｔ）に対応する補正されていない同
相及び直角位相受信機分岐出力は、式（５）及び（６ン
の受信及び低域フィルタ信号ＵＩ’（ｔ）及びＵＱ’（
ｔ）にそれぞれ、式（８）の信号を代入することにより
求められる。

及び、 そこでＵＩ’（ｔ）及びＵＱ’（ｔ）は調整位相のあい
だ、式（９）及び←Ｑで示されるよりなＴ″と定義され
る。ブロック図形式で本発明の好ましい実施例を図示す
る第３図では、信号ＵＩ’（ｔ）及びＵＱ’（ｔ）は普
通の高速ル■変換器３０７及び３０９ｔ−介し同期相関
器（３０３及び３０５にそれぞれ）加えられる。

好ましい実施例で同期相関器３０３　、３０５は、符号
加重（重み付け）相関出力を供給するためプログラムさ
れた４×敦ビツト・ディジタル有限インパルス応答（Ｆ
ＩＲ）フィルタである。同期相関器３０３及び３０５は
、Ｃｏ１ｏｒａｄｏ　３ｐｒｉｎｇｓ、　Ｃｏ１ｏｒａ
ｄｏ　　のＩ　ｎｍｏ　ｓ社よシ入手できるＩＭＳ　Ａ
１００縦続（ｃａｓｃａｄａ−ｂｌｅ）信号プロセッサ
により実現される。簡単に云えば、各１次分解可能パス
に対する加重係数で、捕捉順序の受信のあいだに発生さ
れる相関器のｃｘ（１）及びｃｃ、（ｔ）出力は、第５
図に図示される形を持ち、以下のように与えられる： 及び 式（ロ）及び（６）のδ関数は、同相及び直角位相受信
機分岐出力のサンプル時期を決定し、α係数は各１次分
解可能パス寄与に加重を供給する。好ましい実施例で順
序（シーケンス）制御器３３１は、普通のマイクロプロ
セッサ（Ｍｏｔｏｒｏｌａ社よシ入手可能なＭＣ６８０
２０マイクロプロセツサのようなプロセッサ）、関連メ
モリ及びタイミング・デイバイダを用い実現される。順
序（シーケンス）制御器３１１は、その制御器メモリに
記憶された捕捉順序（各々４ビツトの３２ワード）の所
定正規レプリカを、復調さるべき希望ＴＤＭＡタイムス
ロットの前に、同期相関器３０３及び３０５に入れる。

ＴＤＭＡフレーム・タイミングは、タイムスロットの捕
捉を確認し維持するため、普通のフレーミンク・アルゴ
リズムを使用する順序（シーケンス）制御器３１１　Ｋ
よシ決定される。

同期相関器３０３及び３０５は、各々、最終の受信され
た３２個のルΦサンプルに対し記憶捕捉順序を関係づけ
、各折らしいサンプルに他の完全相関を実行する。ノイ
ズ及びランダム・データを受信しているあいだ、同期相
関器３０３及び３０５の出力ＣＸ（ｔＪ及びｃ　ｑ　（
ｔ）は、両極性の小さい数で、截■サンプリング速度（
チップ間隔毎に４）と同じ速度で現われる。無線チャネ
ルがノイズから自由で、多重パスにより品質を落とされ
ず、捕捉順序が受信され、ディジタル化され、相関器３
０３及び３０５に入れられる時には、ｃＩ（ｔ）及びＣ
Ｑ　（ｔ）は同時に、ノイズまたはランダム・データに
ヨシ発生されるものより著るしく大きい符号数の対（ま
たある時には２つの隣接対）を明示するもので、これら
の数の２乗の和の平方根は受信信号の振幅に比例し、局
部基準発振器に関するその位相角γは、γ＝　ａｒ　ｃ
　ｔａｎ　［ＣＱ（ｔ）／　ｃ　１（ｔ）　］　　　　
　　　　　　　　（’１多重パスが存在すれば、各署る
しいパスは、ＣＸ（１）及びＣＱ（ｔ）に現われるピー
ク対の存在となシ、各ピークでの出力対の符号及び大き
さ（絶対値）は、遅延１位相角、及びそのパスの全体に
対する振幅寄与を定義し、式（ロ）及び（２）を満たす
。かくて、各順序の数ａｘ（ｔ）及びｃｑ（ｔ）はバイ
ポーラ多重パスチャネルプロフィル評価となシ、これは
バイポーラである点を除き、古典的な多重パスチャネル
プロフィルに似ている。

各Ｍ／　ＰＡＴＨ相関器３１２．３１３．３１５．及び
３１７は、少なくとも！タップのＦＩＲフィルタである
。好ましい実施例では各Ｍ／ＰＡＴＨ相関器は、相関器
として普通に接続されるＩＭＳ　Ａ１００Ｏ縦読信号プ
ロセッサ（Ｃｏ１ｏｒａｄｏ　Ｓｐｒｉｎｇｓ、　Ｃｏ
１ｏｒａｄｏ、　Ｉｎｍｏｓ社よシ入手可能）により実
現される。各望ましいタイム・スロットの初めの捕捉順
序（シーケンス）のあいだ、ｅ、（ｔ）はＭ／ＦＡＴ）
（相関器３１２及び３１７のＴＡＰ制御入口にシフトさ
れ、ｃＱ（ｔ）はＭ／ＰＡＴＨ相関器３１３及び３１５
のＴＡＰ制御入口にシフトされる。

ピーク検出器３１８は第４図に図示され、順序（シーケ
ンス）制御器３１１へ多重パスの第１重要な配列（ｒａ
ｙ）’を信号する出力を有する２乗の和の平方根近似器
４０１　　及びしきい値検出器４０３を含む。

順序（シーケンス）制御器３１１は、そこで、ちょうど
十分な追加基準ボート・クロックを供結し、これらピー
ク全部をＭ／ＰＡＴＨ相関器を介しシフトし、それによ
ＩＣＣＸ（ｔ）及びｃｑ（ｔ）をそれぞれのＭ／ＰＡＴ
Ｈ相関器において捕捉する。好ましい実施例では２乗の
和平男根の近似器４０１は、　ｌ　ｃ、（ｔ）　Ｉ及び
（Ｄ）　ｌ　ｃＱ（ｔ）　ｌ　を加エル大きす（絶対値
）　加Ｘ器４０５　。

及び　ｌ　ｃＱ（を川及び＜ｙ；＞　ｌ　ｃｘ（ｔ＋　
ｌ　　−を加工；ｂ大＊　サｃ絶対値）加算器４０７を
使用し実現される。大きさ（絶対値）加算器４０５及び
４０７の出力は普通の大きさ（絶対値）比較器４０９及
び４１１へ入力され、そこで２乗の和の平方根の近似値
は所定しきい値に比較され、順序（シーケンス）制御器
３１１（ＯＲゲート４１３経由）への出力を発生する。

２乗の和の平方根のこれら及び他の近似値は、例えば、
Ａ・Ｅ、　Ｆｉｌｉｐの−Ｂａｋｅｒの１２の大きさ（
絶対値）近似値及びその検出統計”Ａｅｒ０８ｐａＣｅ
及びＥｌｅｃｔｒｏ−ｎｉｃシステムに関するＩＥＥＥ
会報、　ＶＯＩ　ＡＥＳ　−１２−ｐｐ　８６−８９．
１９７６年１月、で見出される。順序制御器３１１への
この出力は、第５図の例においてｔｄとして図示されて
いる。かくてピーク検出器３１Ｂは順序制御器３１１へ
第１重要ピークを報告し、順序制御器はついでＴ／Ｓ　
５ＴＯＰでローデングを開始し、各Ｍ／　ＰＡＴＨ相関
器のチャネルプロフィルを捕捉する。

４つのＭ／ＰＡＴＨ相関器（第３図の３１２．３１３゜
３１５、及び３１７）は、そこで、式（１４）　−（１
７）を実行するのに利用できる情報を得、その結果（Ａ
、Ｂ、Ｃ。

及びＤ）は、下のＭ／ＰＡＴＨ相関器３１２．３１３．
３１５゜及び３１７の出力にそれぞれ現われる。

Ａ　＝　ｃｌ（ｔ）ＵＩ’（ｔ）　＝ΣＣ（３／４）　
ａ　（ｏ）α：ｃｏｓ”（γ＋ω。τ、）−１ｗ＝　Ｑ （Ｘ）ｂ（ｏ）α：ｃｏｓ（ｒｔｍ。ｒｔ）ｓｉｎ（ｒ
”。τ１）］α◆ Ｂ　＝ｃｑ（ｔｌＵＩ’（ｔ）　＝Σ［（Ｘ）ａ（ｏ＋
α７ｃｏｇ（ｒ＋ω。τ１）ｓｉｎ（γ＋ω。τ、）−
１＝０ （Ｋ）ｂ（ｏ＋α２５１ｎ２（γ＋ω。τｌ）］（ト） Ｄ　＝　ｃＱ（ｔ）Ｕｑ（ｔ）＝　Σ〔０イ）ａ（ｏ）
α、”　５ｉｎ２（７＋ａ＋。τ、）＋！−０ （ｙ４）ｂ（ｏ）ａ”、　ｃｏｓ　（１＋ω。τθ５ｉ
ｎ（γ＋ω。τρ〕＾情 Ａよ、ＤＤまでの大きさを適当に結合すれば、時間１＝
０における受信機の同相及び直角位相出力に対する次式
が求められる。

Ｉ　＝　Ａ＋Ｄ　＝Σ（ｙ４）ａ（ｏ＋α、”（ｃｏｓ
２（γ＋ω。τ、）　＋３ｉＨ”（７＋ｃｕ。τ１））
−〇 ＝Σ（Ｘ）α（ｏ）α、２　＝同相データ　　　　（至
）五＝Ｏ ＝Σ（ｙ４）ｂ（ｏ）αｒ＝直角位相データ　　（２）
−〇 普通の加算器３３１は式（至）を演算し、回復（再生）
同相信号Ｉｔ−発生し、加算器３３５は式（６）を演算
し、回復（再生）直角位相信号Ｑを発生し、これらはそ
れぞれ送信工及びＱチャネル・データのレプリカである
。出力■及びＱは実際は、チップ間隔あた９４個の連続
（シーケンシャル）数である。それらを積分し、また、
２進データの流れ（ｓｔｒｅａｍ）に簡単なしきい値を
加えることも、あるいは、ともに最初の速度で簡単にそ
れらを積分し相対的加重を供給することも可能だし、ま
九、なにかよ）精巧な符号または文字相関にて使用する
ためその個別的サンプルの形を維持するのも可能である
。

加算器３３１及び３３５の出力■及びＱは、前述の米国
特許出願第００９，９７３号に説明された普通のベース
バンド同期帰還等化器のようなデータ信号回復回路に加
えられる。

一般入力式（３）に式（ｌ呻及び（至）まで追従するこ
とにより、多重パス信号の各経路に含まれる情報は受信
機にコヒーレントに結合され、それにより受信機におけ
る有効タイム・ダイバーシチ利得を可能にするのがわか
る。さらに弐ａ◆よｌのｓｉＨ（サイン）項及びｃｏｓ
　（コサイン）項は、代数的及び三角法的に消去される
故に、受信信号位相オフセットｒは消去される。

好ましい実施例では４　Ｍ／ＰＡＴＨ相関器３１２，３
１３゜３１５、及び３１７は、１２８サンプルま九は３
２チップ間隔で動作し、経路（パス）遅延の８マイクロ
秒変化までも他に対するいかなる遅延にも適用できる。

これはまた、捕捉順序はちょうど９マイクロ秒期間だけ
、出来ればその長さの２〜４倍であると云う要件を課す
る。

第５図には出力ｃ　、（ｔ）及び（！　Ｑ　（ｔ）の表
示グラフが、縦軸に示され、横軸を時間として示される
。同期相関器３０３及び３０５の出力は、各クロック・
パルスにおいて符号つきレスポンスを有するが、しかし
、所定同期順序ａＴ（ｔ）を持つ相関が連取されるまで
は、どのレスポンスも確定しきい値大きさを超過しない
。図示のとおシ相関は時間ｔｄにおいて見いだされる。

第６図を参照するに、ＴＤＭＡシステムで固定局送信機
として使用できるＱＰＳＫ送信機の構成図が図示される
。類似送信機は、移動または携帯トランシーバの送信機
として使用できよう。固定局において、多くの使用者か
らのディジタル・音声またはデータが入力され、フォー
マツタ６０１により同期化流れを加えた個々のＴＤＭＡ
メツセージに編成（フォーマット）される。ある使用者
からの所定数のデータ・ビットは、マイクロプロセッサ
のソフトウェアの制御よシ同期順序（シーケンス）とと
もにさしこまれる（ｉｎｔｅｒ　１ｅａｖｅ）。代表的
フオマツタは、さらに前述の米国特許出願第００９．９
７３号に説明される。ひとたびデータがフオマットされ
ると、出力はＴＤＭＡ制御器６０８へ接続される。

ＴＤ］’ｖＩＡ制御器６０８は、各使用者のメツセージ
と他の使用者のメツセージの時間多重化の機能を実行し
、ＴＤＭＡ信号を形成する。時間多重化機能はマイクロ
プロセッサのソフトウェアの仲介処理で実行されるのが
望ましいが、時間（タイム）制御スイッチ（Ｍｏｔｏｒ
ｏｌａ　ＭＣ１４４１６タイムスロツト割当器のデータ
・シートに説明されるようなタイム制御スイッチ）を介
し実現されるのもまた可能である。ＴＤＭＡ制御器６０
８出力は、Ｎ使用者メツセージ（第７図に図示するよう
に）よシなる信号であ）、直角位相信号ａ（ｔ）及びｂ
　（ｔ）として普通の相関器６０５及び６０７へ加えら
れる。変調器６０５は、信号発振器６０９出力（ｃｏｓ
　（ωｃｌ）　ｔ　ａ（ｔ）信号で変調し、変調器６０
７は、（位相シフタ６１１からの）９０度位相シフトさ
れた信号発振器６０９出力をｂ（ｔ）で変調し、ｂ（ｔ
）　５ｉｎ（ωｅｔ）直角位相信号を発生する。２信号
はそれから普通の加算器６１３で合算され、送信（Ｘ（
ｔ）　　として）の前に増幅用の送信機増幅段６１５へ
加えられる。

同期順序が各タイムスロットに対し送信されている期間
のあいだ、本発明は、ＱＰＳＫ変調信号の１ベクトルだ
けで同期順序（シーケンス）ｔ−送信する。好ましい実
施例では、これは、ｂ（ｔ）ｓｉｎ（ω。ｔ）が合計器
（ａｕｍｍｅｒ）　６１３で合計されるのを防止するこ
とＫよシ達成される。（同等に具合よく作動する１）（
ｔ）　５ｉｎ（ωａｔ）の送信及びａ（ｔ）ｃｏｓ（ａ
＋ｅｔ）の抑制は、システム設計者の選択でする。さら
に、■及びＱに関しある他の角度で、例えば、■及びＱ
の両方に同時に等しく４５度の変化で、捕捉順序を送信
するのは望ましいことである。それをＭ／　ＰＡＴＨ相
関器に加えるとき、多重パスプロフィル評価Ｃ工（１）
及びＣＱ　（ｔ）で動作することにより、いかなる角度
も適用されることが可能）。

普通の信号スイッチ６１７は、同期頭圧期間を表示する
ＴＤＭＡ制御器６０８の指示により、変調器６０７と合
算器（ｓｕｒｒｍｅ　ｒ　）　６１３の接続を開放する
。この信号スイッチ６１７は、メツセージ・データ送信
の期間は、変調器６０７と合算器６１３を再接続する。

捕捉同期順序のあいだの１）（ｔ）　５ｉｎ（ωμ）の
ターンオフは、有効に送信機出力電力を３ｄＢだけ同期
順序のあいだ減少するので、送信機は自由に送信機増幅
段６１５の電力ゲインを増加する能力を備えることがで
きる。増幅段６１５は普通の可変出力電力増幅器でよく
、同期順序のあいだは、各タイムスロットのメツセージ
・データ送信の間の出力電力よ、９３ｄＢ大きい出力電
力に切シ換えられる。このようにして、システム・ゲイ
ンは同期順序及びメツセージデータ送信の両方のあいだ
維持される。

要約すれば、本発明は、多重パスフェージング無線チャ
ネルを受けるＱＰＳＫ無線信号の送信及び受信のための
独特の位相コヒーレント方法を説明する。レイリー及び
多重パス７エージングを受ける無線信号受信のための等
化がチャネルに対し適用されるため、調整または同期信
号が、直角位相変調信号の１つのベクトルのみで送信さ
れる。チャネル多重パスにより信号に加えられる変調信
号コピーのランダム振幅及び位相が、同期信号より開発
される多重パスプロフィル信号にもとづき相関され結合
される。そこで、本発明の特殊な実施例が図示され説明
されているが、本発明の意図及び範囲に関係ない変更が
画業技術者によりなされるかもしれないから、本発明は
その実施例に限定されないことが理解さるべきである。

よって、本発明の特許請求の範囲により、本発明、及び
いかなる、またあらゆるその変更もそれに包含されるこ
とが期待される。

【図面の簡単な説明】

第１図は、直角位相ディジタル送信及び受信を使用する
データ送信システムのブロック図である。 第２Ａ図及び第２Ｂ図は、共Ｋ　ＱＰＳＫ信号を受信で
きるＴＤＭＡ受信機のブロック図である。 第３図は、本発明を有効に使用できるＴＤＭＡ受信機信
号プロセッサのブロック図である。 第４図は、第３図の受信機のピーク検出器回路のブロッ
ク図である。 第５図は、時間に対しプロットされた同期相関器出力ｃ
Ｘ（ｔ）及びＣＱ　（ｔ）のグラフであシ、相関検出を
含む可能な出力のセットを示す。 第６図は、本発明にもとづきＴＤＭＡタイムス・スロッ
トのあいだ同期順序を送信するＱＰＳＫ送信機のブロッ
ク図である。 第７図は、第６図の送信機より送信できるＴＤＭＡ信号
のフォーマットの説明図である。 第１図、第２Ａ図、第２Ｂ図において、１０１・・・デ
ータ信号 １１５・・・信号プロセッサ １１７・・・データ信号回復 ２０９．２１１・・・ｋ０変換器 ２１３・・・工相関器 ２１５・・・Ｑ相関器 ２１７・・・ｌ信号バッファ ２１９・・・Ｑ信号バッファ ２２１・・・ＴＤＭＡ同期メモリ ２２９・・・検出器 ２３１・・・タイミング制御器 ２３５・・・順方向トランスバーサルフィルタ２３７・
・・帰還トランスバーサルフィルタ２３８・・・量子器 ２３９・・・２：１マルチプレクサ 特許出願人　モトローラ・インコーポレーテツド代理人
　弁理士　玉　　蟲　　久　五　部ｔｄ　ｉ ５　執　　宿 情・１ζ　１ζ

Claims (3)

【特許請求の範囲】
1. （１）データ信号に多重パス歪み及び位相変化を導入す
   る無線チャネルのタイムスロットの同期部分及びメッセ
   ージ部分を具えるデータ信号を伝達する直角位相変調（
   ＱＰＳＫ）時分割多重アクセス（ＴＤＭＡ）無線システ
   ムにして、 データ信号の１つのベクトルのみで同期化部分を送信す
   る手段、 多重パス歪み及び位相変化を受けたデータ信号の受信手
   段、 １つのＴＤＭＡタイムスロットの期間のあいだ、受信デ
   ータ信号のメッセージ部分の多重パス歪み及び位相変化
   の補正のため、該受信データ信号の前記１ベクトル同期
   化部分に応動する手段、を具えることを特徴とする直角
   位相変調時分割多重アクセス（ＴＤＭＡ）無線システム
   。
2. （２）前記送信手段は、更に、データ信号の同期化部分
   のあいだ、出力レベルを増加する手段により特徴づけら
   れる前記特許請求の範囲第１項に記載の直角位相変調（
   ＱＰＳＫ）時分割多重アクセス（ＴＤＭＡ）無線システ
   ム。
3. （３）データ信号の多重パス歪み及び位相変化を受信機
   に導入する無線チャネルの少なくとも１つのＴＤＭＡタ
   イムスロットの同期化部分及びメッセージ部分を具える
   直角位相変調（ＱＰＳＫ）データ信号を伝達する固定局
   送信機による少なくとも１つの無線適用範囲を有する時
   分割多重アクセス（ＴＤＭＡ）無線システムにして、 データ信号の唯一のベクトルの同期化部分の送信手段、 多重パス歪み及び位相変化を受けるデータ信号を受信す
   る手段、 受信データ信号の前記１つの同期化部に応動し、１つの
   ＴＤＭＡタイムスロットの期間のあいだ、前記受信デー
   タ信号メッセージ部分の多重パス歪み及び位相変化を補
   正する手段、 を具えることを特徴とする時分割多重アクセス（ＴＤＭ
   Ａ）無線システム。