JPH01152958A - 直列共振形ｄｃ／ｄｃコンバータ - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ この発明は、直列接続された共振りアクドル及び共振コ
ンデンサを用いた直列共振形ＤＣ／　ＤＣコンバータに
関し、特に入力電圧及び負荷の変動に対してコンバータ
出力電圧を安定させた直列共振形ＤＣ／　ＤＣコンバー
タに関するものである。

［従来の技術］ −ｍに、ＤＣ／　ＤＣコンバータは、スイッチング素子
のオンオフ動作の時間比率を制御してコンバータ出力電
圧を安定化させているが、スイッチング素子のオンオフ
時に電圧及び電流が急峻に変化するため、スイッチング
損失が大きく、輻射雑音や伝導雑音も大きいという欠点
がある。従って、雑音で誤動作し易いデジタル機器やマ
イクロコンピュータ等の電源として使用するには、輻射
雑音を所定レベル以下に押さえるため各パーツ及び導線
に静電シールドや磁気シールドを施し、又、伝導雑音を
押さえるため特性の良いノイズフィルタを入出力に接続
する必要があり、コストアップ、大形化、信顆性の低下
等を招くという問題点があった。

このような問題点を解決するため、従来より、リアクト
ル及びコンデンサの直列共振特性を利用した直列形ＤＣ
／　ＤＣコンバータが提案されている。

即ち、ＬＣ直列共振回路によりスイッチング素子の導通
時の電流波形を正弦波とし、この電流零点でスイッチン
グ素子をオフにして、スイッチング損失及び輻射雑音を
低減しようとするものである。

第６図は、例えば特開昭５８−８９０７６号公報に記載
された従来の直列共振形ＤＣ／　ＤＣコンバータを示す
回路図である。

図において、（１）及び（２）は各一対のトランジスタ
であり、これらは直流入力電源に対して繰り返し交互に
オンオフするブリッジ回路を構成している。（３）及び
（４）はトランジスタ（１）及び（２）のコレクタエミ
ッタ間に接続された各一対のフライホイールダイオード
、（５）及び（６）はトランジスタ（１）及び（２）の
ベースに駆動信号Ａ及びＢを出力する各一対のベース駆
動回路である。

（７）は共振りアクドル、（８）はこの共振りアクドル
（７）に直列接続された共振コンデンサであり、これら
はブリッジ回路に接続された直列共振回路を構成してい
る。

（９）は直列共振回路に直列接続されたトランスであり
、直列共振回路に接続された一次巻線（９ａ）及びこの
−次巻線（９ａ）に磁気結合された二次巻線（９ｂ）を
含んでいる。　（１０）はトランス（９）の二次巻線（
９ｂ）に接続された整流回路であり、各一対のダイオー
ド（１１）及び（１２）を含むブリッジで構成されてい
る。　（１３）は整流回路（１０）の出力端子間に接続
された平滑コンデンサであり、両端から負荷（図示せず
）に対し直流のコンバータ出力電圧Ｖｏ及び出力電流Ｉ
ｏを供給している。

（１４）は平滑コンデンサ（１３）の両端間に接続され
てコンバータ出力電圧Ｖｏを検出する電圧検出素子、（
１５）はコンバータ出力電圧Ｖｏを基準電圧ｖＲと比較
するコンパレータ、（１６）は各ベース駆動回路く５）
及び（６）を制御してブリッジ回路のスイッチング周波
数を変化させるための周波数制御回路である。尚、第６
図では、便宜的に１つのベース駆動回路（６）に周波数
制御信号Ｃｆを印加するように示したが、周波数制御信
号Ｃｆは、全てのベース駆動回路（５）及び（６）に印
加されている。

次に、第７図の波形シーケンス図を参照しながら、従来
の直列共振形ＤＣ／　ＤＣコンバータの動作について説
明する。

ＩＪＬ まず、ベース駆動回路（５）の駆動信号Ａにより一対の
トランジスタ（１）がオンとなり、入力電源（＋Ｖｃ）
からの電流は破線のように流れる。このとき、直列共振
回路に流れる共振電流１１は正弦波となり、その大きさ
及び周波数ｒは、入力電圧をＶｃ、共振りアクドル（７
）のインダクタンスをし、共振コンデンサ（８）の静電
容量をＣとすれば、以下の■式及び０式で与えられる。

ｉ、ａ：　ｖ６／　（Ｌ　／　Ｃ）Ｉ”　　　　・”　
　■ｆ＝　１／［２π（Ｌ／Ｃ）”リ　・・・　■この
共振電流１１は、トランス（９）及び整流回路（１０）
を介して整流電流１２となり、更に平滑コンデンサ（１
３）よって平滑され、直流の出力電流工０どなる。この
出力電流Ｉｏにより、平滑コンデンサ（１３）の両端間
からは直流のコンバータ出力電圧Ｖｏが得られる。

第」」段層〜 共振電流１１が電流零点になると、駆動信号Ａがオフと
なり、時間τの間だけ一対のトランジスタ（１）がオフ
となる。従って、共振電流１１は逆向きになり、一対の
フライホイールダイオード（３）を通して流れる。この
ときの共振電流１１も、■式で与えられる周波数ｆの正
弦波形である。

ベース駆動回路（６）の駆動信号Ｂによって一対のトラ
ンジスタ（２）がオンとなり、入力電源からの電流が一
点鎖線のように流れる。このときの共振電流ｉ　ｌは、
第■区間とは反対方向であるが電流の大きさ及び周波数
ｆは同じである。そして、前述と同様に、トランス（９
）、整流回路〈１０）及び平滑コンデンサ（１３）を介
して、コンバータ出力電圧■０が得られる。

第■区間 第■区間と同様に、共振電流ｉ１が電流零点になると、
時間τの間だけ一対のトランジスタ（２）がオフとなる
ため、共振電流ｉ、は逆向きになり、−対のフライホイ
ールダイオード（４）を通して流れる。このときの共振
電流ｉ、も、反対方向であるが第■区間と同、様の波形
である。

以下、第１区間〜第■区間を繰り返して、第７図に示す
ような直流のコンバータ出力電圧Ｖｏを得る。尚、この
ときの出力電流１ｏの大きさは、二次巻線（９ｂ）で得
られる電流の最大値をｉｐ及び半波分の周期をｔ、とす
れば、以下の０式で与えられる。

Ｉ　ｏ＝（２ｔ＋−ｉｐ／　ｒ）／　（ｔ＋　＋　τ）
　　−００式より、時間τを大きくすれば出力電流Ｉｏ
が減少することが分かる。

従って、入力電圧Ｖｃ及び負荷が変動してコンバータ出
力電圧Ｖｏが変動しても、これに応じて周波数制御回路
（１６）からの周波数制御信号Ｃｒを変化させ、トラン
ジスタ（１）及び（２）のスイッチング周波数を変化さ
せれば、第■区聞及び第■区間における時間τが変化し
、コンバータ出力電圧Ｖｏは一定に制御されることにな
る。このとき、スイッチング周波数は、負荷にほぼ反比
例、即ち負荷抵抗にほぼ比例する。

例えば、負荷抵抗が大きい軽負荷状態においては、コン
パレータ（１５）がコンバータ出力電圧Ｖｏが高くなっ
たことを検出し、周波数制御回路（１６）は、ブリッジ
回路のスイッチング周波数を減少させるための周波数制
御信号Ｃｆを出力する。これにより、時間τは増大して
出力電流Ｉｏ及びコンバータ出力電圧Ｖｏが減少する。

［発明が解決しようとする問題点］ 従来の直列共振形ＤＣ／　ＤＣコンバータは以上のよう
に、ブリッジ回路のスイッチング周波数によりコンバー
タ出力電圧Ｖｏを制御しているため、負荷抵抗が大きい
軽負荷時には、スイッチング周波数が小さくなってコン
バータ出力電圧■０に重畳し、雑音が増大してノイズフ
ィルタの設計が困難となるうえ可聴雑音が生じ、又、低
周波数時の磁束飽和を防ぐためトランス（９）の鉄心が
大形化するという問題点があった。

この発明は上記のような問題点を解決するためになされ
たもので、スイッチング損失、輻射雑音及び伝導雑音が
小さいという特質を損なうことなく、スイッチング周波
数の減少を抑制し、入出力変動に対してコンバータ出力
電圧を安定化させた直列共振形ＤＣ／　ＤＣコンバータ
を得ることを目的とする。

［問題点を解決するための手段］ この発明に係る直列共振形ＤＣ／　ＤＣコンバータは、
トランスに直流偏磁用の三次巻線と直流電圧生成用の四
次巻線とを設けると共に、コンバータ出力電圧に基づい
て四次巻線の出力電流を直流に変換して三次巻線に供給
するための制御電源を設けたものである。

［作用］ この発明においては、コンバータ出力電圧に基づいて負
荷状態を判定し、軽負荷時には三次巻線に直流偏磁をか
けてコンバータ出力電圧を制限し、逆に、重負荷時には
直流偏磁を緩和してコンバータ出力電圧を増加させ、コ
ンバータ出力電圧を一定にする。

［実施例］ 以下、この発明の一実施例を図について説明する。第１
図はこの発明の一実施例を示す回路図であり、（１）〜
（８）、（９ａ）、（９ｂ）及び（１０）　〜（１５）
は前述と同様のものである。

（１７）は直列共振回路に直列接続されたトランスであ
る。　（１８）及び（１９）はトランス〈１７）に設け
られた三次巻線及び四次巻線であり、三次巻線（１８）
は直流偏磁によりトランス（１））の鉄心の動作点を変
化させ、四次巻線（１９）は三次巻線（１８）に供給さ
れる直流電流ｉ４を決定している。

（２０）はコンパレータ（１５）がらの制御信号りが入
力される制御電源であり、コンバータ出力電圧Ｖ。

に基づいて四次巻線（１９）の出力電流ｉ、を直流に変
換して三次巻線（１８）に供給するようになっている。

ここで、第２図のＢ（磁束密度）−Ｈ（磁界）特性図を
参照しながら、第１図内の三次巻線（１８）に直流電圧
Ｆが印加された場合の、トランス（１７）の鉄心の動作
状態について説明する。

第２図は典型的な鉄心のＢ−Ｈ特性を模式的に示してお
り、特性直線の傾きは一次巻線（９ａ）から二次巻線（
９ｂ）への電力移行率を示している。又、通常、直流電
圧ＦがＯＶのときのトランス（１７）の鉄心の動作領域
は点ｘＩ〜ｘ２の間である。直流電圧Ｆが少し大きくな
り、 Ｆ＝Ｖ＋［Ｖ］ となった場合、動作領域は点Ｘ、〜Ｘ、の間となるが、
−次巻線（９ａ）の入力電圧は所定の巻線比で二次巻線
（９ｂ）に移行する。直流電圧Ｆが更に大きくなり、 Ｆ＝Ｖ、［Ｖ］ となった場合、動作領域は点Ｘ４〜Ｘ、の間となり、−
次巻線（９ａ）から二次巻線（９ｂ）への電力移行率は
低下する。

従って、トランス（１７）の鉄心のＢ−Ｈ特性の非直線
性を用いてトランス（１７）の電力移行率を制御すれば
、−次巻線（９ａ）の入力電圧は一定のままで、二次巻
線（９ｂ）の出力電圧を負荷に応じて制御できることが
分かる。

次に、第２図のＢ−Ｈ特性図、第３図及び第４図の電圧
波形図、並びに第５図の波形シーケンス図を参照しなが
ら、第１図に示したこの発明の一実施例の動作について
説明する。尚、各波形に関する基本動作については前述
と同様なので説明しない。

まず、負荷抵抗が大きい軽負荷状態においてはコンバー
タ出力電圧Ｖｏは上昇しようとし、直流電圧Ｆの制御が
行なわれないと、第３図に破線で示すように上昇し続け
る。

このとき、コンバータ出力電圧Ｖｏは四次巻線（１９）
の出力電圧Ｅと比例関係にあるので、コンバータ出力電
圧Ｖｏが上昇しようとすると、出力電圧Ｅも同様に破線
のように上昇しようとする。

しかし、実際には、コンパレータ（１５）がコンバータ
出力電圧Ｖｏと基準電圧ｖＲとを比較し、両者の差に基
づく制御信号りを出力している。そして、制御電源（２
０）は、コンバータ出力電圧Ｖｏに基づく制御信号りに
より軽負荷状態を判別し、同時に、四次巻線（１９）の
出力電圧Ｅに基づく比較的高い直流電圧■２により、直
流電圧Ｆを、 Ｆ＝Ｖ。

となるように制御する。

即ち、制御電源（２０）は、コンバータ出力電圧Ｖ。

が基準電圧ＶＲより大きくなろうとすると、これを制御
信号りにより判別し、四次巻線（１９）からの出力電流
ｉ、を直流に変換すると共に、四次巻線（１９）の出力
電圧Ｅをわずかに制御して、三次巻線（１８）に直流電
圧Ｆ（＝Ｖ２）を印加して直流電流ｉ４を供給する。

従って、第２図のＢ−Ｈ特性から明らかなように、三次
巻線（１８）の直流偏磁によりトランス（１７）の鉄心
の動作点が変化し、トランス（１７）の二次巻線（９ｂ
）に対する電力移行率は低下する。この結果、第５図に
示すように、共振電流１１は変化しないが整流電流１２
が破線のように減少し、コンバータ出力電圧Ｖｏは、過
電圧が抑制されて基準電圧ｖＲと等しくなるように一定
に制御される。

一方、重負荷状態においては、平滑コンデンサ（１３）
の両端に接続される負荷抵抗が小さいので、コンバータ
出力電圧Ｖｏは降下しようとし、制御が行なわれないと
第４図に破線で示すように下降し続ける。

しかし、コンバータ出力電圧Ｖｏが基準電圧ｖＲ以下に
なったことを示す制御信号りに基づいて、制御電源は、
四次巻線（１９）の出力電圧Ｅをわずかに制御して低い
直流電圧Ｖ１を生成し、Ｆ　＝Ｖ　ｌ＜　Ｖ　２ となる直流電圧Ｆを三次巻線（１８）に印加する。従っ
て、第２図から明らかなように、三次巻線（１８）によ
る直流偏磁が緩和されてトランス（１７）の電力移行率
は上昇する。この結果、第５図のように、共振電流ｉ　
＋は変化しないが整流電流１２は実線のように増大し、
コンバータ出力電圧Ｖｏは基準電圧ｖＲと等しくなるよ
うに一定に制御される。

このように、四次巻線（１９）の出力電圧Ｅを用いて三
次巻線（１８）に直流偏磁をかけるようにしたので、ト
ランス（１７〉の鉄心及び巻線比を適当な値にｉｆｆべ
ば、はとんど制御電源（２０）によるフィードバク制御
なし゛ご、又は鉄心の磁気（Ｂ　−１（）！１ｅ性に応
じて浦助的に制御型、Ｍ（２０）を制御するのみで、コ
ンバータ出力−８圧Ｖｏを一定に制御することができる
。

又、このように、三次巻線（１８）に供給される直７ａ
　’＋”Ｌ　ｒＨ；　３を変化させてコンバータ出力電
圧Ｖｏを制御すれば、入出力変動があってもスイッチン
グ周波数を変化させる必要がないので、フィルタの設置
も容易となり、軽負荷時の可聴雑音も無くすことができ
る。

尚、上記実施例では、負荷状態にかかわらず、トランス
（１７）の鉄心の磁気飽和特性のみを利用して定電圧制
御を行なう例を示したが、重負荷時には従来の周波数制
御を行なってもよい。

［発明の効果］ 以上のようにこの発明によれば、トランスに直流偏磁用
の三次巻線と直流電圧生成用の四次巻線とを設けると共
に、コンバータ出力電圧に基づいて四次巻線の出力電流
を直流に変換して三次巻線に供給するための制御電源を
設け、負荷状態を表わすコンバータ出力電圧に基づいて
三次巻線に直流電流を供給し、トランスの鉄心の磁気飽
和特性を変化させてコンバータ出力電圧を一定に制御す
るようにしたので、スイッチング損失及び可聴雑音を抑
制しながら、入出力変動に対してコンバータ出力電圧を
安定にした直列共振形ＤＣ／　ＤＣコンバータが得られ
る効果がある。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明の一実施例を示す回路図、第２図はト
ランスの鉄心のＢ−Ｈ特性図、第３図はこの発明の一実
施例の軽負荷時の動作を示す電圧波形図、第４図はこの
発明の一実施例の重負荷時の動作を示す電圧波形図、第
５図はこの発明の一実施例の動作を説明するための波形
シーケンス図、第６図は従来の直列共振形ＤＣ／　ＤＣ
コンバータを示す回路図、第７図は第６図の動作を説明
するための波形シーケンス図である。 （７）・・・共振りアクドル　（８）・・・共振コンデ
ンサ（９ｂ）・・・二次巻線　　　　（１０）・・・整
流回路（１３）・・・平滑コンデンサ　（１７）・・・
トランス（１８）・・・三次巻線　　　　（１９）・・
・四次巻線（２０）・・・制御電源 Ｖｏ・・・コンバータ出力電圧 ｖＲ・・・基準電圧 ｉ５・・・四次巻線の出力電流 Ｅ・・・四次巻線の出力電圧 ｉ４・・・直流電流　　　　　Ｆ・・・直流電圧■、・
・・低い直流電圧　　ｖ２・・・高い直流電圧面、図中
、同一符号は同−又は相当部分を示す。 帛１図 罵３図 ／・″ ノ／ 不４図 形５図 第６図 手続補正書 ６つ 昭和　咋　４）＝ｌＩＢ

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. （１）直流入力電源に対しオンオフを繰り返すブリッジ
   回路と、このブリッジ回路に接続された直列共振回路と
   、この直列共振回路に直列接続されたトランスと、この
   トランスの二次巻線に接続された整流回路及び平滑コン
   デンサとを備え、前記平滑コンデンサの両端から直流の
   コンバータ出力電圧を供給する直列共振形ＤＣ／ＤＣコ
   ンバータにおいて、前記トランスの鉄心に直流偏磁をか
   けるための三次巻線と、前記コンバータ出力電圧に比例
   した出力電圧を得るための四次巻線とを前記トランスに
   設けると共に、前記コンバータ出力電圧に基づいて前記
   四次巻線の出力電流を直流に変換して前記三次巻線に供
   給するための制御電源を設けたことを特徴とする直列共
   振形ＤＣ／ＤＣコンバータ。
2. （２）制御電源は、コンバータ出力電圧が基準電圧越え
   たときには、四次巻線の出力電圧に基づく比較的高い直
   流電圧を三次巻線に印加し、前記コンバータ出力電圧が
   前記基準電圧以下となったときには、前記四次巻線の出
   力電圧に基づく低い直流電圧を前記三次巻線に印加する
   ことを特徴とする特許請求の範囲第１項記載の直列共振
   形ＤＣ／ＤＣコンバータ。