JP7846926B2 - インバータ装置及びその使用 - Google Patents

インバータ装置及びその使用

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Description

本発明は、電源技術、電力技術、モータ及び電力駆動技術、並びに電気技術全体の分野に関し、特に、多相ブリッジ逆変換に関し、直流変圧及び直流電力駆動、並びにその応用に関する。
交流と直流は、それぞれの特徴がある。電気技術では、電源を直流と交流との間で変換する必要があるが、この変換における課題は、未だに完璧には解決されていない。整流回路によって、正負交互に変化している電圧や電流を単方向の電圧や電流に変換できるが、平直な直流に変換することはできない。コンデンサフィルタリングで電圧を平直にすることはできるが、これによって交流側で発生する高次高調波や、電流の高次高調波を除去するためのパワーファクタ校正が却って問題を多くもたらす。多くの場合、実際に実現することは不可能である。直流から交流への変換はもっと複雑である。インバータ回路の電子スイッチによって、直流を正負交互に変化する電圧や電流に変換することができるが、得られるのは正弦波の電圧や電流ではなく、大量の高次高調波を有するものであり、もたらす問題もより多い。
交流の正弦波電圧や電流から、脈動率が極めて低い平直な直流電圧や電流をどのように直接得られるか、そして、直流電圧や電流から、高次高調波が極めて小さく、正弦波に近い交流電圧や電流をどのように直接得られるかは、直流と交流間での変換を大きく妨げる要因で、電気技術分野において解決しなければいけない課題である。
以上の課題を解決するために、本発明の技術的解決手段は、多相交流電源の概念から出発し、インバータ装置及びその応用を提供する。
本発明の技術的解決手段の第１の観点により、１つのｎ相ブリッジインバータ回路（ここで、n＝2k+1、ｋは２以上の整数である）及びｎ組の鉄心巻線コイルの組み合わせを含むインバータ装置を提供する。
前記ｎ相ブリッジインバータ回路は、ｎ組の直列接続された２つの単方向導電電子スイッチデバイスによって構成され、合計２ｎ個の単方向導電電子スイッチデバイスを有し、それぞれ以下の通りである。
S1+,S1-；S2+,S2-；S3+,S3-；…
…Sn-1+,Sn-1-；Sn+,Sn-。
前記直列接続された２つの単方向導電電子スイッチデバイスは、いずれも、一端が直流電源の正極に接続され、他端が直流電源の負極に接続される。同一時点で、前記直列接続された２つの単方向導電電子スイッチデバイスのうちの多くとも１つのみが導通する。これにより、直列接続点における電位は、直流電源の正極電位又は負極電位をとることができる。さらに高抵抗状態にあることも可能で、即ち、２つの単方向導電電子スイッチデバイスの両方とも遮断するとき、電位は、他の因数によって決定される任意の値であってもよい。
前記ｎ組の鉄心巻線コイルの組み合わせは星型接続法を採用してもよく、即ち、ｎ個の鉄心巻線コイルの組み合わせの一端が共に一箇所に接続され、他端が前記ｎ相ブリッジインバータ回路の直列接続された２つの単方向導電電子スイッチデバイスのｎ個の接続点に接続される。また、他の接続法を採用してもよい。例えば、多辺形接続法を採用すると、ｎ組の鉄心巻線コイルの組み合わせの間は、所定の順番に従って始端と終端を接続し、閉ループを形成する。多辺形接続法による前記巻線コイルの組み合わせの接続点は、前記ｎ相ブリッジインバータ回路のｎ組の直列接続された２つの単方向導電電子スイッチデバイスの直列接続点に接続される。
前記２ｎ個の単方向導電電子スイッチデバイスは、決定されたオンオフ順番に従ってスイッチング動作を行う。スイッチングの動作時間を考慮しない場合、毎回の動作は、いずれも、１つのスイッチをオンにし、同時に１つのスイッチをオフにし、常に一対のスイッチがオンになることを保証する。スイッチングの動作時間を考慮する場合、前記２ｎ個の単方向導電電子スイッチデバイスは、任意の瞬間においても２～３つの単方向導電電子スイッチデバイスがオンになっており、即ち、単方向導電電子スイッチデバイスが切り替わる瞬間に、オンオフしている単方向導電電子スイッチデバイスが同時にオンになる。単方向導電電子スイッチデバイスがオンになる順番は以下のとおりである。
(S1+，Sk+1-)、(S1+,S2+,Sk+1-)、(S2+,Sk+1-)、(S2+,Sk+1-,Sk+2-)、(S2+,Sk+2-)、(S2+,S3+,Sk+2-)、(S3+,Sk+2-)、(S3+,Sk+2-,Sk+3-)、(S3+,Sk+3-)、
… …
(S2k+,Sk-1-,Sk-)、(S2k+,Sk-)、(S2k+,S2k+1+,Sk-)、(S2k+1+,Sk-)、(S2k+1+,Sk-,Sk+1-)、(S2k+1+,Sk+1-)、(S2k+1+,S1+,Sk+1-)、
継続的なサイクル→(S1+,Sk+1-)……
鉄心巻線コイル間に、決定された電磁誘導関係が存在していることにより、所定の直流電源から、前記ｎ組の鉄心巻線コイルの組み合わせのｎ個の接続点と前記ｎ相ブリッジインバータ回路のｎ組の直列接続された２つの単方向導電電子スイッチデバイスのｎ個の直列接続点において、ｎ相交流電圧源が生成され、又はｎ個の前記ｎ相交流電源に近似するｎ相ステップ波交流電圧源が生成される。
前記ｎ相交流電圧源は、振幅が等しく、位相が順に360°/nの間隔であるｎ個の正弦波電圧源である。前記ｎ相ステップ波交流電圧源は、振幅が等しく、基本波位相が順に360°/nの間隔であるｎ個のステップ波交流電圧源である。
ここで、多相交流電源の概念は、本発明の技術の核心であり、出発点である。前記ｎ相交流電圧源は、振幅が等しく、位相が順に360°/nの間隔であるｎ個の正弦波電圧源である。
整流について説明すると、
３相ブリッジ整流が出力する直流電圧は、３相交流電圧の上下包絡の電位差であり、上下包絡の値は極値付近にあるべきことは明らかである。任意の連続的微分可能関数の極値の変化率が０であるため、相数が増えるにつれて、上下包絡は急速に平直になっていき、多相ブリッジ整流によって出力される直流電圧の脈動率も急速に低くなる。計算により、多相交流電源の相数が十分に多く、且つ奇数である場合、多相ブリッジ整流によって出力される直流電圧の脈動率は、相数の平方にほぼ反比例し、さらに急速に低くなる。例えば、９相ブリッジ整流回路は、Sin80°＝Sin100°＝0.984819であるため、このときに出力される直流パルス電圧は、極値と極値の0.984819の間で変化し、その脈動率は１％未満になる。このような低い脈動率なら、フィルタリングを行う必要がなくなる。
多相ブリッジインバータについても完全に類似している。多相ブリッジ整流回路のダイオードをスイッチデバイスに置き換えることによって、多相交流電源の各相で、電圧が最も高い相の電圧のみが極大値の正電圧よりわずかに高いことを保証し、多相交流電源の各相で、電圧が最も低い相の電圧のみが極小値の負電圧よりわずかに低いことを保証し、多相ブリッジインバータ回路を構成し、直流電源から多相交流電源を生成できる。
ここで、整流時、多相ブリッジ整流回路を介して、直流電源は多相交流電源の平直な上下包絡電圧のみと電気的な関連があり、交流から直流までは、とても低い脈動率（例えば、１％未満）のみを処理する必要があり、交流側の３相交流電流も正弦波に非常に近いステップ波である。逆に、直流から交流までのインバータの場合も同じであり、直流側と交流側は多相インバータ回路によって直接接続され、直流電源も多相交流電源の平直な上下包絡電圧のみと電気的な関連があり、とても小さいずれだけを処理する必要がある。直流側は、小さいインダクタンスコンデンサに接続すれば、問題を完璧に解決できる。
この多相交流電源は、３相交流変圧器の３相巻線の組み合わせから得ることができる。
SinαSinωt+Sin(α+120°)Sin(ωt+120°)
+Sin(α+240°)Sin(ωt+240°)
＝(1/2)[cos(ωt-α)-cos(ωt+α)
+cos(ωt-α)-cos(ωt+α+240°)
+cos(ωt-α)-cos(ωt+α+480°)]
＝(3/2)cos(ωt-α)
によって、
[cos(ωt+α)+cos(ωt+α+240°)+cos(ωt+α+480°)]＝0
であるため、
cos(ωt-α)＝(2/3)・[SinαSinωt+Sin(α+120°)Sin(ωt+120°)+Sin(α+240°)Sin(ωt+240°)]。
さらに、
Umcos(ωt-α)＝(2/3)・Um[SinαSinωt+Sin(α+120°)Sin(ωt+120°)+Sin(α+240°)Sin(ωt+240°)]
が示しているように、３相変圧器の３つをそれぞれ３相に属させ、巻き数を所定の比となる巻線における電圧を加算することにより、任意の位相αの正弦量を得ることができる。
αn＝n・(360°/N)（ここで、Ｎは５を超える整数であり、n＝0，1,2，……N-1）
にして、
Ｎ個の正弦量un(ωt-α n)を得る。
un＝Umcos(ωt-αn)＝Umcos[ωt-n・(360°/N)]
（ここで、n＝0,1,2，…N-1）。
これは、いわゆるＮ相交流電源であり、振幅が等しく、位相が順に360°/Ｎの間隔を有し、均等に分布するＮ個の正弦波電圧源である。
ここで、UmSinωt、UmSin(ωt+120°)、UmSin(ωt+240°)を３相電圧と見なすと、Sinα、Sin(α+120°)、Sin(α+240°)は３つの係数であり、３相変圧器における異なる巻線の巻き数の比に対応する。このような３つの巻線を１つの巻線の組み合わせとして直列接続して、電圧を重ね合わせ、Ｎ個の巻線の組み合わせから必要なＮ相交流電源を得ることができる。振幅が等しく、位相が順に360°/Ｎの間隔を有し、均等に分布するＮ個の正弦波電圧源である。
３相整流の出力直流電圧の脈動率から多相ブリッジ整流を関連付け、多相交流電源を関連付け、１つの三角関数の関係式から、関係式を構成する各関数及び係数に実際の物理的意味を付与することによって、３相交流変圧器の巻線の組み合わせを利用して多相ブリッジ整流に必要なＮ相交流電源を生成する方法を得て、さらに変圧器の一次側及び二次側の電圧、電流の対応関係を検証し、多相ブリッジ整流を確認し、コンデンサフィルタリングを行うことなく脈動率が極めて低い直流電圧を直接得ることができ、且つ変圧器の交流側の電流は正弦波に非常に近いステップ波であり、高次高調波は少量である。
多相ブリッジインバータについても完全に類似している。多相ブリッジ整流回路のダイオードをスイッチデバイスに置き換えることによって、多相交流電源の各相で、電圧が最も高い相の電圧のみが極大値の正電圧よりわずかに高いことを保証し、多相交流電源の各相で、電圧が最も低い相の電圧のみが極小値の負電圧よりわずかに低いことを保証し、多相ブリッジインバータ回路を構成し、直流電源から多相交流電源を生成できる。ここで、多相ブリッジインバータが３相交流変圧器巻線の組み合わせを利用して、多相交流電源を生成する過程は、実際、３相変圧器の３つの鉄心において３相交流磁界を生成する過程である。この交流磁界が変圧器巻線の組み合わせの各巻線において誘導される電圧が重ね合わせて、多相交流電源を生成する。
さらに、ここで、n＝2k+1である。即ち、ここのｎは奇数であり、その理由は以下の通りである。まず、ｎは偶数である場合（n＝2k、且つｋは２を超える奇数である）、整流素子が得る直流電圧の脈動率は、n＝2k（ｋは２を超える奇数である）の多相整流素子の脈動率と同じである。しかしながら、多相交流電源を生成するために用いられる巻線の組み合わせの数及び整流ダイオードの数はいずれも倍に増加する必要があり、ｎが奇数である場合と比較すると、好ましくないことが明らかである。ｋは２を超える偶数である場合も、ｎが奇数である場合と比較すると、同様に好ましくない。前記多相インバータの場合も完全に類似し、同じ効果を得るために、巻線の組み合わせの数と単方向導電電子スイッチデバイスの数はいずれも倍に増加する必要がある。したがって、多相ブリッジ整流において、導磁性鉄心における導電巻線コイル間の電磁誘導関係を利用して、所定の交流電源からｎ相交流電源を生成し、さらにｎ相ブリッジ整流回路を経た後、脈動率が低い直流電圧源として直流電圧及び電流を直接出力する。ここで、ｎは、５以上の奇数である。これに対して、本願では、前記インバータ装置は、１つのｎ相ブリッジインバータ回路（ここで、n＝2k+1、ｋは２以上の整数である）とｎ組の鉄心巻線コイルの組み合わせとを含む。
以上をまとめると、多相交流電源の上下包絡は、相数が十分に大きいときに、平直になっていき、変動が非常に小さいため、多相交流電源を、多相整流又は多相インバータを通じて移すことにより、直流と交流との間の変換を容易に実現できる。例えば、直流電源端に小さなインダクタンスコンデンサを直列接続すれば、直流と交流との間の変換はいかなる問題もなくなる。
ここで、多相ブリッジ整流回路で用いられるのはダイオードであるが、多相ブリッジインバータでは単方向導電電子スイッチデバイスに置き換えられる。このように、両者のうちの１つは直流を交流に変換し、もう１つは交流を直流に変換する。そして、両者の導通方向は互いに反する。もし、各前記単方向導電電子スイッチデバイスに、その導通方向に反するダイオードを並列接続すれば、直流電源と交流電源との間に以下のような関係性が成立する。交流電源から直流電源へ給電し、又は、直流電源から交流電源へ給電する。
さらに、各前記単方向導電電子スイッチデバイスに、その導通方向に反するダイオードが並列接続されてもよい。
さらに、前記ｎ相ブリッジインバータ回路は、ｎ組の直列接続された２つの単方向導電電子スイッチデバイスによって構成される。前記２ｎ個の単方向導電電子スイッチデバイスはいずれもサイリスタであってもよい。それぞれは、
VT1+,VT1-；VT2+,VT2-；VT3+,VT3-；…
…VTn-1+,VTn-1-；VTn+,VTn-、である。
前記３相交流変圧器の一次巻線コイルの組み合わせは、ｎ個の入出力端を有し、前記ｎ相ブリッジインバータ回路のｎ組の直列接続された２つのサイリスタの直列接続点に接続され、前記ｎ個の接続点の間は、ｎ個のコンデンサC1,C2,C3,… …Cn-2,Cn-1,Cnが並列接続される。
直流電圧の正入力端では、サイリスタVT1+が導通するとき、コンデンサC1が充電される。VT1+導通時の変圧器巻線の組み合わせ１の電圧が常に最高であるため、VT2+が導通し始めるとき、コンデンサC1における電圧によって、VT1+が逆方向電圧を受ける。コンデンサC1の値は、VT1+が切り替え過程の終了時に完全に遮断されることを保証すべきで、これにより、VT1+の導通がVT2+の導通になり、このとき、変圧器巻線の組み合わせについて、組み合わせ１が電源正極に接続されることから組み合わせ２が電源正極に接続されることになる。負電圧端では、サイリスタのスイッチのスイッチング過程はこれに類似する。全過程において、常に２つ～３つのサイリスタのみが導通し、即ち、スイッチングの瞬間に、３つのサイリスタが導通し、それ以外の時間は、２つのサイリスタが導通する。サイリスタは、決定された順番で順に導通し、周期循環を繰り返し、前記３相交流変圧器の一次巻線コイルの組み合わせのｎ個の入出力端と前記ｎ相ブリッジインバータ回路のｎ個の接続点において、ｎ相交流電圧源、又はｎ相ステップ波交流電圧源を得ることができる。
さらに、前記ｎ組の鉄心巻線コイルの組み合わせは、３相交流変圧器の一次巻線コイルの組み合わせであり、且つn＝3kで、ｋは３以上の奇数であってもよい。
以上で述べられたように、前記インバータ装置は、１つのｎ相ブリッジインバータ回路（ここで、n＝3kで、ｋは３以上の整数である）とｎ組の鉄心巻線コイルの組み合わせとを含み、このｎ組の鉄心巻線コイルの組み合わせは３相交流変圧器の一次巻線コイルの組み合わせであってもよい。多相ブリッジインバータが３相交流変圧器の巻線の組み合わせを利用して多相交流電源を生成する過程は、実際に、３相変圧器の３つの鉄心において３相交番磁界を生成する過程であるため、前記変圧器の二次３相巻線は、３相交流負荷に外部接続されてもよい。
さらに、前記３相交流変圧器の３つの二次巻線は、３相交流負荷に外部接続されてもよい。
さらに、前記３相交流変圧器の３つの二次巻線は、３相交流電力網に外部接続されてもよい。
前記ｎ相ブリッジインバータ回路は、位相同期回路によって、３相交流変圧器が出力する３相交流電圧と電力網の３相交流電圧の位相が完全に一致することを保証する。
さらに、前記インバータ装置は、ｍ相ブリッジ整流回路と共に直流変圧装置を構成してもよい。
ここで、前記３相交流変圧器の二次巻線は、１つのｍ組の鉄心巻線コイルの組み合わせである。ここで、m＝3iで、ｉは３以上の奇数である。前記ｍ組の鉄心巻線コイルの組み合わせからｍ相交流電圧源、又は、ｍ個の前記ｍ相交流電圧源に近似するｍ相ステップ波交流電圧源が生成される。前記ｍ相交流電圧源は、振幅が等しく、初期位相が順に360°/ｍの間隔であるｍ個の正弦波電圧源である。前記ｍ相ステップ波交流電圧源は、基本波振幅が等しく、初期位相が順に360°/ｍの間隔であるｍ個のステップ波交流電圧源である。
前記ｍ相交流電圧源、又はｍ個の前記ｍ相交流電圧源に近似するｍ相ステップ波交流電圧源の出力端は、ｍ相ブリッジ整流回路に接続されている。前記ｎ相ブリッジインバータ回路は、ｎ組の直列接続された２つの整流ダイオードによって構成される。すべての前記直列接続された２つの整流ダイオードは、１つのダイオードの陰極がもう１つのダイオードの陽極に接続され、陰極と陽極との間の各接続点は、それぞれ前記ｍ相交流電圧源のｍ相出力端に接続される。すべての前記ｎ組の直列接続された２つの整流ダイオードのもう１つの陰極は、接続され、ｎ相ブリッジインバータ回路の出力正極とされる。すべての前記ｎ組の直列接続された２つの整流ダイオードのもう１つの陽極は、接続され、ｎ相ブリッジインバータ回路の出力負極とされる。
前記ｍ相ブリッジ整流回路は、コンデンサフィルタリングを行うことなく、脈動率が低い直流電圧源として直流電圧及び電流を出力し、直流変圧を実現する。
前記ｎ相交流電源及びｍ相交流電源はいずれも変圧器の一次巻線、二次巻線のみに現れる。交流周波数は、インバータ回路のスイッチング周期によって決定され、５０Ｈｚや６０Ｈｚの商用周波数でなくてもよく、最適な周波数を任意に選択することができる。
上記の多相ブリッジインバータ回路を利用して、さらに多相ブリッジ整流回路を加え、直流変圧装置を得ることができる。直流変圧装置は、１つのｎ相ブリッジインバータ回路（ここで、n＝3kで、ｋは３以上の整数である）とｎ組の鉄心巻線コイルの組み合わせとを含み、ｎ組の鉄心巻線コイルの組み合わせは、３相交流変圧器の一次巻線コイルの組み合わせである。
さらに、前記３相交流変圧器の二次側のｍ組の鉄心巻線コイルの組み合わせは、一次側の鉄心巻線の組み合わせの数と同じであり、即ち、m＝nであってもよい。
さらに、前記３相交流変圧器の二次巻線は、前記一次巻線コイルの組み合わせのすべての巻線コイルとそれぞれ対応する二次側のｎ組の鉄心巻線コイルの組み合わせであり、且つすべての一次側及び二次側の対応する巻線コイルの間は、同じ巻き数の比であってもよい。
さらに、発電設備からユーザ端まで、送電線、並びに変圧、整流、及びインバータ設備によって直流送配変電網が構成され、ユーザに直流を直接給電できてもよい。
さらに、前記３相交流変圧器の二次巻線は３相交流巻線であり、３相交流電動機に外部接続される。前記単方向導電電子スイッチデバイスのスイッチング周期は調整可能であり、前記単方向導電電子スイッチデバイスのスイッチング周期を調整することによって、モータの速度調整を実現してもよい。
以上で述べられたインバータ装置について、もし前記３相交流変圧器の二次巻線が３相交流電動機に外部接続され、前記多相ブリッジインバータ回路の単方向導電電子スイッチデバイスのスイッチング周期が調整可能であれば、前記多相ブリッジインバータ回路の単方向導電電子スイッチデバイスのスイッチング周期を調整することによって、モータの速度調整を実現する。さらに、前記巻線の組み合わせは、交流モータの固定子巻線の組み合わせであってもよい。
もし前記ｎ組の鉄心巻線コイルの組み合わせは、始端と終端が接続され、固定子スロットに均一に嵌め込まれた巻線コイルの組み合わせで、前記多相ブリッジインバータ回路の単方向導電電子スイッチデバイスのスイッチング周期が調整可能であれば、鉄心巻線コイルが回転磁界を生成し、前記多相ブリッジインバータ回路の単方向導電電子スイッチデバイスのスイッチング周期を調整することによって、モータの速度調整を実現してもよい。
３相交流電圧源（初期位相がそれぞれ0°,120°,240°である）をモータ固定子の３つの角度が120°であるコイル（X-Y平面において、X軸との角度はそれぞれα,α+120°,α+240°である）に印加すると、振幅が一定で、均一速度で回転する回転磁界を得ることができる。
単相交流電圧が対応するコイルに印加される場合、３つのコイルで発生する空間磁場はそれぞれ以下のとおりである。
Bm[i cosαcosωt+j(Sinαcosωt)]、
Bm[i[cos(α+120°)cos(ωt+120°)]+j[Sin(α+120°)cos(ωt+120°)]]、
Bm[i[cos(α+240°)cos(ωt+240°)]+j[Sin(α+240°)cos(ωt+240°)]]。
３相交流電源を３つのコイルに同時印加する場合、磁界は重ね合わされ、ここで、
j Bm[Sinαcosωt+Sin(α+120°)cos(ωt+120°)
+Sin(α+240°)cos(ωt+240°)]
＝(j/2)Bm[Sin(ωt-α)+Sin(ωt+α)+Sin(ωt-α)+Sin(ωt+α+240°)+Sin(ωt-α)+Sin(ωt+α+480°)]
＝j(3/2)BmSin(ωt-α)
Sin(ωt+α)+Sin(ωt+α+240°)+Sin(ωt+α+480°)＝0によって、
i Bm[cosαcosωt+cos(α+120°)cos(ωt+120°)
+cos(α+240°)cos(ωt+240°)]
＝(i/2)Bm[cos(ωt-α)+cos(ωt+α)+cos(ωt-α)+cos(ωt+α+240°)+cos(ωt-α)+cos(ωt+α+480°)]
＝i(3/2)Bmcos(ωt-α)
cos(ωt+α)+cos(ωt+α+240°)+cos(ωt+α+480°)＝0であるため、
重ね合わせた結果、回転磁界を得る。
(3/2)Bm[i cos(ωt-α)+j Sin(ωt-α)]
ここで、３相交流電圧源（初期位相がそれぞれ0°,120°,240°である）をモータ固定子の３つの角度が120°であるコイル（X-Y平面において、X軸との角度はそれぞれα,α+120°,α+240°である）に印加すると、振幅が一定で、均一速度で回転する回転磁界を得ることができる。これは、３相交流モータ（非同期モータ及び同期モータを含む）の作動の基本的な動作原理である。
一般化すると、ｎ相交流電圧源（位相がそれぞれ(0,β,2β，…，(n-2)β，(n-1)β)である）をモータ固定子のｎ個の空間角度がβ＝360°/nであるコイル（X-Y平面において、X軸との角度はそれぞれ(α,α+β,α+2β，…，α+(n-2)β，α+(n-1)β)である）に印加すると、振幅が一定で、均一速度で回転する回転磁界を得ることができる。
単相交流電圧が対応するコイルに印加される場合、３つのコイルで発生する空間磁場はそれぞれ以下のとおりである。
Bm[i cosαcosωt+j(Sinαcosωt)]、
Bm[i[cos(α+β)cos(ωt+β)]+j[Sin(α+β)cos(ωt+β)]]；
Bm[i[cos(α+2β)cos(ωt+2β)]+j[Sin(α+2β)cos(ωt+2β)]]；
--- ---
Bm[i[cos(α+(n-2)β)cos(ωt+(n-2)β)]
+j[Sin(α+(n-2)β)cos(ωt+(n-)β)]]；
Bm[i[cos(α+(n-1)β)cos(ωt+(n-1)β)]
+j[Sin(α+(n-1)β)cos(ωt+(n-1)β)]]；
ｎ相交流電源をｎ個のコイルに同時印加する場合、磁界は重ね合わされ、ここで、
i Bm[cosαcosωt+cos(α+β)cos(ωt+β)
+cos(α+2β)cos(ωt+2β)+・・・+cos[α+(n-2)β]cos[ωt+(n-2)β]
+cos[α+(n-1)β]cos[ωt+(n-1)β]]；
＝i(n/2)Bmcos(ωt-α)
Cos(ωt+α)+Cos(ωt+α+2β)+Cos(ωt+α+4β)+・・・+Cos[ωt+α+(n-1)β]+Cos s[ωt+α+(n+1)β]+Cos[ωt+α+(n+3)β]+・・・+Cos[ωt+α+2(n-2)β]+Cos[ωt+α+2(n-1)β]によって、
＝Cos(ωt+α)+Cos(ωt+α+2β)+Cos(ωt+α+4β)+・・・+Cos[ωt+α+(n-1)β]+Cos(ωt+α+β)+Cos(ωt+α+3β)+・・・+Cos[ωt+α+(n-4)β]+Cos[ωt+α+(n-2)β]＝0

j Bm[(Sinαcosωt)+Sin(α+β)cos(ωt+β)+Sin(α+2β)cos(ωt+2β)+・・・・・・+Sin[α+(n-2)β]cos[ωt+(n-2)β]+Sin[α+(n-1)β]cos[ωt+(n-1)β]]；
＝j(n/2)BmSin(ωt-α)
Sin(ωt+α)+Sin(ωt+α+2β)+Sin(ωt+α+4β)+・・・+Sin[ωt+α+(n-1)β]+Sin s[ωt+α+(n+1)β]+Sin[ωt+α+(n+3)β]+・・・+Sin[ωt+α+2(n-2)β]+Sin[ωt+α+2(n-1)β]であるため、
＝Sin(ωt+α)+Sin(ωt+α+2β)+Sin(ωt+α+4β)+・・・+Sin[ωt+α+(n-1)β]+Sin(ωt+α+β)+Sin(ωt+α+3β)+・・・+Sin[ωt+α+(n-4)β]+Sin[ωt+α+(n-2)β]＝0
重ね合わせた結果、回転磁界を得る。
(n/2)Bm[i cos(ωt-α)+j Sin(ωt-α)]
この回転磁界は、モータの固定子鉄心に均一に嵌め込まれたｎ個の直列接続された巻線コイルに分割され、ｎ個の直列接続点において、ｎ相交流電圧源を得る。ｎが十分に大きいとき、前記ｎ相交流電圧源は、ｎ相ブリッジ整流を経て、脈動が少ない直流電圧源を得ることができる。例えば、ｎは９以上の奇数であるとき、直流電源の脈動率は、１％未満である。
これは、回転磁界によって生成される多相交流電源が、多相ブリッジ整流を経て、直流になる。逆に、多相ブリッジ整流のダイオードを多相ブリッジインバータの単方向導電電子スイッチデバイスに置き換えると、直流電源から多相交流電源を得ることができ、モータの固定子鉄心において回転磁界を発生させる。
多相ブリッジインバータのときのスイッチングデバイスのスイッチング動作時間を考慮せず、前記ｎ組の鉄心巻線コイルの組み合わせが、始端と終端が接続され、固定子スロットに均一に嵌め込まれた巻線コイルの組み合わせである場合、これらの巻線コイルがそれぞれ発生する磁場Bmは、時間とともに交互に変化する矩形波であり、その方向はコイル平面に垂直である。以上で述べられたように、これらの矩形波の基本波が重ね合わせた結果、回転磁界を得る。
(n/2)Bm[i cos(ωt-α)+j Sin(ωt-α)]
多相インバータの相数は奇数であるため、即ち、相数n＝2k+1(kは正の整数である)で、これらの高次高調波の重ね合わせの結果、一連の対応する回転磁界を得られることは明らかである（具体的な証明を省略する）。
(n/2)Bm調波[i cos(ω 調波t-α 調波)+j Sin(ω 調波t-α 調波)]
以上をまとめると、多相交流電源の上下包絡は、相数が十分に大きいときに、平直になっていき、変動が非常に小さいため、多相交流電源を、多相整流又は多相インバータを通じて移すことにより、直流と交流との間の変換を容易に実現できる。例えば、直流電源端に小さなインダクタンスコンデンサを直列接続すれば、直流と交流との間の変換はいかなる問題もなくなる。
また、多相交流電源は、回転磁界と関連しており、以上で述べられたように、前記ｎ組の鉄心巻線コイルの組み合わせは、ｎ組の始端と終端が接続され、固定子スロットに均一に嵌め込まれた巻線コイルの組み合わせであるため、直流電源からインバータによって多相交流電源と回転磁界を発生させると、回転子を回転させ、直流電力駆動を実現する。
以上で述べられたように、多相ブリッジインバータと多相ブリッジ整流は完全に類似している。多相ブリッジ整流回路で用いられるのはダイオードであるが、多相ブリッジインバータでは単方向導電電子スイッチデバイスに置き換えられる。このように、両者のうちの１つは直流を交流に変換し、もう１つは交流を直流に変換する。そして、両者の導通方向は互いに反する。もし、各前記単方向導電電子スイッチデバイスに、その導通方向に反するダイオードを並列接続すれば、直流電源と交流電源との間に以下のような関係性が成立する。交流電源から直流電源へ給電し、又は、直流電源から交流電源へ給電する。
したがって、前記ｎ相ブリッジインバータ回路の各単方向導電電子スイッチデバイスに、その導通方向と反するダイオードを並列接続すると、単方向ブリッジ整流を実現すると同時に、多相ブリッジインバータを実現できる装置を得ることができる。特に、直流駆動モータとして使用されるとき、モータは、モータの作動状況に基づいて、電動機又は発電機の状態として作動し、電力駆動又は制動を実現する。
本発明の技術的解決手段の第２の観点により、以上で述べられたいずれかのインバータ装置の応用を提供する。前記インバータ装置は、製品端に応用され、製品又は製品電源の一部とされる。
本発明の有益な効果は下記の通りである。
整流とインバータは、従来から、電気技術における重要な課題である。電気技術では、電源を直流と交流との間で繰り返して変換する必要があるが、この課題を理論上から適切に解決できていない。整流回路によって、正負交互に変化している電圧や電流を単方向の電圧や電流に変換できるが、平直な直流に変換することはできない。コンデンサフィルタリングによって、電圧を平直にすることはできるが、コンデンサフィルタリングによって発生する電流の高次高調波を除去するためのパワーファクタ校正が却って問題を多くもたらす。多くの場合、実際に実現することは不可能である。インバータについて、直流から交流への変換はもっと複雑であり、もたらした問題もより多い。
多相交流電源の概念を導入し、多相ブリッジ整流及び多相ブリッジインバータで直流と交流との伝達をしを、整流及びインバータにおける様々な難題を完全に解決する。これにより、交流と直流との間の変換を非常に容易に実現する。多相ブリッジ整流回路を介して、直流電源は多相交流電源の平直な上下包絡電圧のみと電気的な関連があり、交流から直流までは、とても低い脈動率（例えば、１％より低い）を処理する必要があり、交流側の３相交流電流も正弦波に非常に近いステップ波である。逆に、直流から交流までのインバータの場合も同じであり、直流側と交流側は多相インバータ回路によって直接接続され、直流電源も多相交流電源の平直な上下包絡電圧のみと電気的な関連があり、とても小さいずれだけを処理する必要がある。直流側は、小さいインダクタンスコンデンサに接続すれば、問題を完璧に解決できる。
本発明は、外部接続される３相交流負荷、又は外部接続される３相交流電力網に給電できること以外は、さらに、多相ブリッジ整流回路とともに直流変圧装置を構成することができる。前記多相ブリッジ整流回路は、コンデンサフィルタリングを行うことなく、脈動率が低い直流電圧源として直流電圧及び電流を出力し、直流変圧を実現する。ここで、交流電源は変圧器の一次巻線、二次巻線のみに現れ、変圧器内部のみに存在する。そのほかの送電及び給電設備はいずれも直流であり、環境への交流信号の影響を根本的に解消する。
本発明は、多相ブリッジインバータ方法を採用することによって、多相交流電源を生成し、回転磁界を形成させ、直流電力駆動を実現する。これは全く新しい直流駆動モータであり、整流子を電気スイッチデバイスに置き換えるだけでなく、直流モータ及び整流子の動作原理を完全に捨てた。直流駆動モータの構造を大幅に簡略化するだけでなく、同時にモータの速度調整を実現し、且つ速度調整の過程において、電動機又は発電機の２種類のモータの動作状態の自動変換により、駆動又は制動を実現する。このように、制動過程で消費された運動エネルギーは有害な発熱に用いられず、有用な電気エネルギーに変換される。
本発明の技術的な解決手段をより明確にするために、以下において、使用される図面について簡単に紹介する。以下の図面は、本発明の実施例の一部であり、当業者にとって、創造的な労力がない前提で、これらの図面に基づいて他の図面を得られることは明らかである。
ｎ種類の巻線の組み合わせを星型接続法で接続した図である。 変圧器の９つの一次巻線の組み合わせに印加する９相交流電源の電圧の波形を示す図である。 ３相変圧器の３つの鉄心における一次側と二次側の電流で発生する起磁力の対応関係図である。 固定子スロットに均一に嵌め込まれた巻線コイルの組み合わせと多相ブリッジインバータ回路の単方向導電電子スイッチデバイスとを接続し、直流電力駆動装置を構成するブロック図である。 サイリスタを電子スイッチとする９相ブリッジインバータ装置の原理ブロック図である。 直流変圧装置のブロック図である。
以下において、いくつかの実施態様を通して、具体的な実施形態を説明する。
実施形態１
これは、３相交流変圧器の二次巻線が３相交流電力網に接続される９相ブリッジインバータ回路の具体的な実施態様である。
ｎ相ブリッジインバータ回路のブロック図は、図１に示す通りである。ここで、n＝9である。
ここで、３相交流変圧器のすべての一次巻線の巻き数は５種類あり、互いの間の巻き数の比は、N1:N2:N3:N4:N5＝Sin90°:Sin50°:Sin10°:Sin30°:Sin70°である。
この５種類の巻き数に正負の極性を加え、３つを１組にして、直列接続して、必要とする９種類の変圧器の一次巻線の組み合わせを構成する。それらは以下の通りである。
変圧器の一次巻線の組み合わせ１：Ａ相Ｎ１回、Ｂ相－Ｎ４回、Ｃ相－Ｎ４回、
変圧器の一次巻線の組み合わせ２：Ａ相Ｎ２回、Ｂ相Ｎ３回、Ｃ相－Ｎ５回、
変圧器の一次巻線の組み合わせ３：Ａ相Ｎ３回、Ｂ相Ｎ２回、Ｃ相－Ｎ５回、
変圧器の一次巻線の組み合わせ４：Ａ相－Ｎ４回、Ｂ相Ｎ１回、Ｃ相－Ｎ４回、
変圧器の一次巻線の組み合わせ５：Ａ相－Ｎ５回、Ｂ相Ｎ２回、Ｃ相Ｎ３回、
変圧器の一次巻線の組み合わせ６：Ａ相－Ｎ５回、Ｂ相Ｎ３回、Ｃ相Ｎ２回、
変圧器の一次巻線の組み合わせ７：Ａ相－Ｎ４回、Ｂ相－Ｎ４回、Ｃ相Ｎ１回、
変圧器の一次巻線の組み合わせ８：Ａ相Ｎ３回、Ｂ相－Ｎ５回、Ｃ相Ｎ２回、
変圧器の一次巻線の組み合わせ９：Ａ相Ｎ２回、Ｂ相－Ｎ５回、Ｃ相Ｎ３回。
図１は、ｎ種類の巻線の組み合わせを星型接続法で接続した図である。
図２は、変圧器の９つの一次巻線の組み合わせに印加する９相交流電源の電圧の波形を示す図である。
図３は、３相変圧器の３つの鉄心における一次側と二次側の電流で発生する起磁力の対応関係図である。（変圧器の二次側の負荷パワーファクタは、パワーファクタ補償後に、１．０である)
実施形態２
以下では、固定子スロットに均一に嵌め込まれた巻線コイルの組み合わせと多相ブリッジインバータ回路によって構成される直流電力駆動装置を例として、もう１つの具体的な実施形態について説明する。
図４は、固定子スロットに均一に嵌め込まれた巻線コイルの組み合わせと多相ブリッジインバータ回路の単方向導電電子スイッチデバイスとを接続し、直流電力駆動装置を構成するブロック図である。
実施形態３
図５は、サイリスタを電子スイッチとする多相ブリッジインバータ装置の原理ブロック図である。
直流電圧の正入力端では、サイリスタVT1+が導通するとき、コンデンサC1が充電される。VT1+導通時の変圧器巻線の組み合わせ１の電圧が常に最高であるため、VT2+が導通し始めるとき、コンデンサC1における電圧によって、VT1+が逆方向電圧を受ける。コンデンサC1の値は、VT1+が完全に遮断されることを保証すべきで、これにより、VT1+の導通がVT2+の導通になり、このときに、変圧器巻線の組み合わせについて、組み合わせ１が電源の正極に接続されることから、組み合わせ２が電源の正極に接続されることになる。負電圧端では、サイリスタのスイッチの切り替え過程はこれに類似する。全過程において、常に２～３つのサイリスタのみが導通する。即ち、スイッチングの瞬間に、３つのサイリスタが導通し、それ以外の時間は、２つのサイリスタが導通する。サイリスタが導通する順番は以下のとおりである。
(VT1+,VT5-)(VT1+,VT2+,VT5-)(VT2+,VT5-)(VT2+,VT5-,VT6-)
(VT2+,VT6-)(VT2+,VT3+,VT6-)(VT3+,VT6-)(VT3+,VT6-,VT7-)
(VT3+,VT7-)(VT3+,VT4+,VT7-)(VT4+,VT7-)(VT4+,VT7-,VT8-)
(VT4+,VT8-)(VT4+,VT5+,VT8-)(VT5+,VT8-)(VT5+,VT8-,VT9-)
(VT5+,VT9-)(VT5+,VT6+,VT9-)(VT6+,VT9-)(VT6+,VT9-,VT1-)
(VT6+,VT1-)(VT6+,VT7+,VT1-)(VT7+,VT1-)(VT7+,VT1-,VT2-)
(VT7+,VT2-)(VT7+,VT8+,VT2-)(VT8+,VT1-)(VT8+,VT2-,VT3-)
(VT8+,VT3-)(VT8+,VT9+,VT3-)(VT9+,VT2-)(VT9+,VT3-,VT4-)
(VT9+,VT4-)(VT9+,VT1+,VT4-)(VT1+,VT3-)(VT1+,VT4-,VT5-)
継続的な周期循環
(VT1+,VT5-)(VT1+,VT2+,VT5-)(VT2+,VT4-)(VT2+,VT5-,VT6-)
--- ---
サイリスタは、この順番で順に導通し、周期循環を繰り返し、３相交流変圧器の一次巻線コイルの組み合わせの９つの入出力端と９相ブリッジインバータ回路の９個の接続点において、８相交流電圧源、又は９相ステップ波交流電圧源を得ることができる。
実施形態４
これは、直流変圧装置であり、その原理ブロック図は、図６に示す。
３相交流変圧器の二次巻線は、一次側のｎ組の鉄心巻線コイルの組み合わせのすべての巻線コイルとそれぞれ対応する二次側のｎ組の鉄心巻線コイルの組み合わせであり、且つ一次側及び二次側の対応する巻線コイルの間は、同じ巻き数の比である。
ここで、３相変圧器のすべての一次巻線の巻き数は、５種類あり、巻き数の比は、
N1 一次:N2 一次:N3 一次:N4 一次:N5 一次＝Sin90°:Sin50°:Sin10°:Sin30°:Sin70°である。
この５種類の巻き数に正負の極性を加え、３つを１組にして、直列接続して、必要とする９種類の変圧器の一次巻線の組み合わせを構成する。それらは以下の通りである。
変圧器の一次巻線の組み合わせ１：Ａ相Ｎ１回、Ｂ相－Ｎ４回、Ｃ相－Ｎ４回、
変圧器の一次巻線の組み合わせ２：Ａ相Ｎ２回、Ｂ相Ｎ３回、Ｃ相－Ｎ５回、
変圧器の一次巻線の組み合わせ３：Ａ相Ｎ３回、Ｂ相Ｎ２回、Ｃ相－Ｎ５回、
変圧器の一次巻線の組み合わせ４：Ａ相－Ｎ４回、Ｂ相Ｎ１回、Ｃ相－Ｎ４回、
変圧器の一次巻線の組み合わせ５：Ａ相－Ｎ５回、Ｂ相Ｎ２回、Ｃ相Ｎ３回、
変圧器の一次巻線の組み合わせ６：Ａ相－Ｎ５回、Ｂ相Ｎ３回、Ｃ相Ｎ２回、
変圧器の一次巻線の組み合わせ７：Ａ相－Ｎ４回、Ｂ相－Ｎ４回、Ｃ相Ｎ１回、
変圧器の一次巻線の組み合わせ８：Ａ相Ｎ３回、Ｂ相－Ｎ５回、Ｃ相Ｎ２回、
変圧器の一次巻線の組み合わせ９：Ａ相Ｎ２回、Ｂ相－Ｎ５回、Ｃ相Ｎ３回。
３相変圧器のすべての二次巻線の巻き数も５種類あり、巻き数の比も同じく、
N1 二次:N2 二次:N3 二次:N4 二次:N5 二次＝Sin90°:Sin50°:Sin1°:Sin30°:Sin70°である。
ただし、二次巻線の巻き数は、いずれも対応する一次巻線の巻き数よりも大きい(昇圧時)、又はｋ倍小さくなる(降圧時)。
この５種類の巻き数の巻線に正負の極性を加え、３つを１組にして、直列接続して、必要とする９種類の変圧器の二次巻線の組み合わせを構成する。それらは以下の通りである。
変圧器の二次巻線の組み合わせ１：Ａ相ｋｎ１回、Ｂ相－ｋＮ４回、Ｃ相－ｋＮ４回、
変圧器の二次巻線の組み合わせ２：Ａ相ｋＮ２回、Ｂ相ｋＮ３回、Ｃ相－ｋＮ４回、
変圧器の二次巻線の組み合わせ３：Ａ相ｋＮ３回、Ｂ相ｋＮ２回、Ｃ相－ｋＮ５回、
変圧器の二次巻線の組み合わせ４：Ａ相－ｋＮ４回、Ｂ相ｋＮ１回、Ｃ相－ｋＮ４回、
変圧器の二次巻線の組み合わせ５：Ａ相－ｋＮ５回、Ｂ相ｋＮ２回、Ｃ相ｋＮ３回、
変圧器の二次巻線の組み合わせ６：Ａ相－ｋＮ５回、Ｂ相ｋＮ３回、Ｃ相ｋＮ２回、
変圧器の二次巻線の組み合わせ７：Ａ相－ｋＮ４回、Ｂ相－ｋＮ４回、Ｃ相ｋＮ１回、
変圧器の二次巻線の組み合わせ８：Ａ相ｋＮ３回、Ｂ相－ｋＮ５回、Ｃ相ｋＮ２回、
変圧器の二次巻線の組み合わせ９：Ａ相ｋＮ２回、Ｂ相－ｋＮ５回、Ｃ相ｋＮ３回。
この５種類の巻き数の巻線に正負の極性を加え、３つを１組にして、直列接続して、必要とする９種類の変圧器の二次巻線の組み合わせを構成する。最後は、多相ブリッジ整流によって直流電圧を出力し、直流変圧を実現する。
上記の直流変圧装置を利用して、発電設備からユーザ端まで、送電線、並びに変圧、整流、及びインバータ設備を繰り返し通過させることによって直流送配変電網が構成され、ユーザに直流を直接給電できる。
以上において、図面と併せて本発明の実施形態について説明したが、本発明は、上記の具体的な実施形態に制限されない。上記の具体的な実施形態は、制限的なものではなく、例示的なものである。本発明を踏まえて、当業者は、本発明の趣旨及び特許請求の範囲から逸脱することなく、多くの形態を作り出すことができ、これらはすべて本発明の保護範囲内に含まれる。

Claims (14)

  1. インバータ装置であって、前記インバータ装置は、１つのｎ相ブリッジインバータ回路とｎ組の鉄心巻線コイルの組み合わせとを含み、ここで、n＝2k+1で、ｋは２以上の整数であり、
    前記ｎ相ブリッジインバータ回路は、ｎ組の直列接続された２つの単方向導電電子スイッチデバイスによって構成されており、合計２ｎ個の単方向導電電子スイッチデバイスを有し、それぞれ以下の通りであり、
    S1+,S1-；S2+,S2-；S3+,S3-；… …Sn-1+,Sn-1-；Sn+,Sn-；
    前記直列接続された２つの単方向導電電子スイッチデバイスは、いずれも、一端が直流電源の正極に接続されており、他端が直流電源の負極に接続されており、同一時点に、前記直列接続された２つの単方向導電電子スイッチデバイスのうちの多くとも１つのみが導通し、これにより、直列接続点における電位は、直流電源の正極電位又は負極電位をとることができ、さらに高抵抗状態にあることもでき、即ち、２つの単方向導電電子スイッチデバイスの両方とも遮断するとき、電位は、他の因数によって決定される任意の値であることができ、
    前記ｎ組の鉄心巻線コイルの組み合わせは、星型接続法が採用されており、即ち、ｎ個の鉄心巻線コイルの組み合わせの一端が共に一箇所に接続されており、他端が前記ｎ相ブリッジインバータ回路の直列接続された２つの単方向導電電子スイッチデバイスのｎ個の接続点に接続されており、または、多辺形接続法が採用されており、即ち、ｎ組の鉄心巻線コイルの組み合わせの間は、所定の順番に従って始端と終端が接続されて、閉ループが形成されており、前記多辺形接続法のｎ個の接続点は、前記ｎ相ブリッジインバータ回路のｎ組の直列接続された２つの単方向導電電子スイッチデバイスの直列接続点に接続されており、
    ２ｎ個の前記単方向導電電子スイッチデバイスは、決定されたオンオフ順番に従ってスイッチング動作を行い、スイッチングの動作時間を考慮して、２ｎ個の前記単方向導電電子スイッチデバイスは、任意の瞬間においても２～３つの単方向導電電子スイッチデバイスがオンになっており、即ち、単方向導電電子スイッチデバイスが切り替わる瞬間に、オン及びオフしている単方向導電電子スイッチデバイスが同時にオンになり、このときの単方向導電電子スイッチデバイスがオンになる順番は以下のとおりであり、
    (S1+，Sk+1-)、(S1+,S2+,Sk+1-)、(S2+,Sk+1-)、(S2+,Sk+1-,Sk+2-)、(S2+,Sk+2-)、(S2+,S3+,Sk+2-)、(S3+,Sk+2-)、(S3+,Sk+2-,Sk+3-)、(S3+,Sk+3-)、 … …
    (S2k+,Sk-1-,Skk-)、(S2kk+,Sk-)、(S2k+,S2k+1+,Sk-)、(S2k+1+,Sk-)、(S2k+1+,Skkk-,Sk+1-)、(S2k+1+,Sk+1-)、(S2k+1+,S1+,Sk+1-)、 継続的なサイクル→(S1+,Sk+1-)… …
    鉄心巻線コイルの間に、決定された電磁誘導関係が存在していることにより、所定の直流電源から、前記ｎ組の鉄心巻線コイルの組み合わせのｎ個の接続点と前記ｎ相ブリッジインバータ回路のｎ組の直列接続された２つの単方向導電電子スイッチデバイスのｎ個の直列接続点においてｎ相交流電圧源が生成され、又はｎ個の前記ｎ相交流電圧源に近似するｎ相ステップ波交流電圧源が生成され、
    前記ｎ相交流電圧源は、振幅が等しく、且つ位相が順に360°/nの間隔であるｎ個の正弦波電圧源を含んでおり、前記ｎ相ステップ波交流電圧源は、振幅が等しく、且つ基本波位相が順に360°/nの間隔であるｎ個のステップ波交流電圧源を含んでいる、ことを特徴とするインバータ装置。
  2. 各前記単方向導電電子スイッチデバイスに、その導通方向と反するダイオードが並列接続されている、ことを特徴とする請求項１に記載のインバータ装置。
  3. 前記単方向導電電子スイッチデバイスは、いずれもサイリスタであり、
    前記ｎ組の鉄心巻線コイルの組み合わせは、ｎ個の入出力端を有し、前記ｎ相ブリッジインバータ回路のｎ組の直列接続された２つのサイリスタの直列接続点に接続されており、前記ｎ個の接続点の間にｎ個のコンデンサが並列接続されて、前記ｎ個の接続点において、ｎ相交流電圧源、又はｎ相ステップ波交流電圧源を得る、ことを特徴とする請求項１に記載のインバータ装置。
  4. 前記ｎ組の鉄心巻線コイルの組み合わせは、３相交流変圧器の一次巻線コイルの組み合わせであり、且つn＝3kで、ｋは３以上の奇数である、ことを特徴とする請求項１に記載のインバータ装置。
  5. 前記３相交流変圧器の３つの二次巻線は、３相交流負荷に外部接続されている、ことを特徴とする請求項４に記載のインバータ装置。
  6. 前記３相交流変圧器の３つの二次巻線は、３相交流電力網に外部接続されており、前記ｎ相ブリッジインバータ回路は、位相同期回路によって、３相交流変圧器が出力する３相交流電圧と電力網の３相交流電圧の位相が完全に一致することを保証する、
    ことを特徴とする請求項４に記載のインバータ装置。
  7. 前記インバータ装置及びｍ相ブリッジ整流回路によって、直流変圧装置が構成されており、
    ここで、前記３相交流変圧器の二次巻線は、１つのｍ組の鉄心巻線コイルの組み合わせであり、ここで、m＝3iで、ｉは３以上の奇数であり、前記ｍ組の鉄心巻線コイルの組み合わせからｍ相交流電圧源、又は、ｍ個の前記ｍ相交流電圧源に近似するｍ相ステップ波交流電圧源が生成され、前記ｍ相交流電圧源は、振幅が等しく、且つ位相が順に360°/ｍの間隔であるｍ個の正弦波電圧源を含んでおり、前記ｍ相ステップ波交流電圧源は、基本波振幅が等しく、且つ位相が順に360°/ｍの間隔であるｍ個のステップ波交流電圧源を含んでおり、
    前記ｍ相交流電圧源、又はｍ個の前記ｍ相交流電圧源に近似するｍ相ステップ波交流電圧源の出力端は、ｍ相ブリッジ整流回路に接続されており、
    前記直流変圧装置は、
    n＝3k（kは3以上の整数）である前記ｎ相ブリッジインバータ回路と、
    ３相交流変圧器の一次巻線コイルの組み合わせである前記ｎ組の鉄心巻線コイルの組み合わせと、を含む構成であり、
    前記ｎ相ブリッジインバータ回路は、
    ｎ組の直列接続された２つの単方向導電電子スイッチデバイスによって構成されており、合計２ｎ個の単方向導電電子スイッチデバイスを有し、それぞれ以下の通りであり、
    S 1 +,S 1 -；S 2 +,S 2 -；S 3 +,S 3 -；… …S n-1 +,S n-1 -；S n +,S n -；
    前記直列接続された２つの単方向導電電子スイッチデバイスは、いずれも、一端が直流電源の正極に接続されており、他端が直流電源の負極に接続されており、同一時点に、前記直列接続された２つの単方向導電電子スイッチデバイスのうちの多くとも１つのみが導通し、これにより、直列接続点における電位は、直流電源の正極電位又は負極電位をとることができ、さらに高抵抗状態にあることもでき、
    前記ｍ相ブリッジ整流回路が、フィルタを必要とすることなくリップル係数の小さい直流電圧源として直流電圧および直流電流を出力することにより、直流変圧を実現し、
    前記ｎ相交流電圧源および前記ｍ相交流電圧源は、いずれも変圧器の一次巻線、二次巻線のみに現れ、その交流周波数は、前記ｎ相ブリッジインバータ回路のスイッチング周期によって決定され、５０Ｈｚまたは６０Ｈｚに限定されることなく、任意の周波数を選択可能であることを特徴とする請求項４に記載のインバータ装置。
  8. 前記３相交流変圧器の二次側のｍ組の鉄心巻線コイルの組み合わせは、一次側の鉄心巻線の組み合わせの数と同じであり、即ち、m＝nである、ことを特徴とする請求項７に記載のインバータ装置。
  9. 前記３相交流変圧器の二次巻線は、前記一次巻線コイルの組み合わせのすべての巻線コイルとそれぞれ対応する二次側のｎ組の鉄心巻線コイルの組み合わせであり、且つすべての一次側及び二次側の対応する巻線コイルの間は、同じ巻き数の比である、ことを特徴とする請求項８に記載のインバータ装置。
  10. 送電線、並びに、前記インバータ装置及び前記ｍ相ブリッジ整流回路により構成された直流変圧装置によって、発電設備からユーザ端までの、ユーザに直流を直接給電する直流送配変電網が構成されることを特徴とする請求項９に記載のインバータ装置。
  11. 前記３相交流変圧器の二次巻線は３相交流巻線であり、３相交流電動機に外部接続されており、前記単方向導電電子スイッチデバイスのスイッチング周期は調整可能であり、前記単方向導電電子スイッチデバイスのスイッチング周期を調整することによって、モータの速度調整を実現する、ことを特徴とする請求項４に記載のインバータ装置。
  12. 前記ｎ組の鉄心巻線コイルの組み合わせは、前記多辺形接続法が採用されており、
    前記ｎ組の鉄心巻線コイルの組み合わせは、始端と終端が接続され、モータの固定子鉄心のスロットに嵌め込まれた巻線コイルの組み合わせであり、前記単方向導電電子スイッチデバイスのスイッチング周期が調整可能で、前記単方向導電電子スイッチデバイスのスイッチング周期を調整することによって、モータの速度調整を実現する、ことを特徴とする請求項１に記載のインバータ装置。
  13. ｋは３以上の整数であることを特徴とする請求項１２に記載のインバータ装置。
  14. 前記インバータ装置は、製品端に使用され、製品又は製品電源の一部とされる、ことを特徴とする請求項１～１３のいずれか１項に記載のインバータ装置の使用。
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