CN201063547Y - 开关磁阻电动机调速系统的功率整流电源 - Google Patents

Abstract

本实用新型提供一种开关磁阻电动机调速系统的功率整流电源，包括N个三相桥式整流单元和一个整流变压器；整流变压器具有与三相桥式整流单元相对应的N组副边绕组，整流变压器的各组副边绕组连接三项桥式整流单元，供给三相桥式整流单元的三相电源；N个三相桥式整流单元的直流输出并联或串联后连接负载。网侧供电电流的波形多，不再需要功率因数补偿和谐波抑制装置就达到国际和国内标准要求。直流输出电压的纹波分量也比较小，而且电源装置很可靠，效率很高。

Description

开关磁阻电动机调速系统的功率整流电源

技术领域

本实用新型涉及开关磁阻电动机调速系统的功率整流电源。

技术背景

开关磁阻电动机调速系统主电路中，功率逆变电路由功率整流电源供电，所需直流输出电压较高，负载功率和电流较大。图1示为现在用功率整流电源的电路图，图中略去了上电时限制电流过大的有关电路。

这是一个三相输入6脉冲输出的整流电源，简称三相6脉冲整流电源，靠六个功率二极管进行桥式整流，把三相正弦波线电压变换为一个周期T内6次脉动的直流电压。整流后电压用滤波电容C滤平。电容C的接入也是功率逆变电路本身工作的需要。

图2中u1c是电容C上的电压，也即整流电源的输出电压。如果电容C不接，输出电压应是u1，一个周期T内由六个正弦波的波顶构成，峰值为三相线电压的幅值Um，谷点处功率二极管的导通换向，谷点电压为0.866Um。

由于接有滤波电容C，只有u1大于u1c时，整流电路中的二极管才会导通，才会对C以及相并联的负载输出电流i₁。i₁的波形已在图2中画出，在周期T内共有6个波形一样的脉冲，i₁的平均值应等于负载中流过的平均电流。(在粗略分析i₁波形时，可不计u1c电压的脉动)。电压差u1-u1c降在整流电路的内阻上，所以i₁的导通角与负载电流和电阻的大小有关。空载时很小，随着负载的加大，导通角加大，但也不会很大，因为内阻值较小。内阻大意味着整流电路的功耗大，效率低。

i₁中除直流分量外，还存在着6m(m为正整数)次谐波电流，。把谐波电流乘上滤波电容的值，大致上是输出电压的纹波电压。输出电压中纹波电压与直流电压之比叫纹波分量。

相应于i₁网侧某一相供电电流为图2中的i₂，i₂的正负半波各有2个波形一样的脉冲，电角度相距π/3。i₂是个正负交变的电流，除了基波电流外，还存在着6m±1次谐波电流。谐波电流与基波电流幅值之比叫谐波分量。

现在电源存在的问题是i₂的谐波电流太大。过大的谐波电流既增加电网设备和线路的功耗，降低它们的寿命，又会使供电电压产生畸变，影响其他用电装置的运行，造成所谓电网公害。按照现行国内和国际标准，一般单次电压畸变率只允许3～6％，总电压畸变率只允许5～8％。

电流i₁和i₂中电流脉冲的波形比较复杂，但各个电流脉冲的波形相同。为了便于绘制和统一表达组成，可用线段来表示脉冲，线段的长度表示该脉冲半个周期的直流分量，所在的相位则与产生该脉冲的线电压一致。这样一来，i₁和i₂的脉冲就成图3示那样，非常简单和清楚，谐波分析时，很容易计算它们与电流脉冲间的变换关系。

剩下来考虑电流脉冲本身的波形和谐波分量。电流脉冲的波形与整流电源的负载大小有关。负载重时，脉冲的导通角比轻载时大，谐波分量相对较小，但基波电流大，结果谐波电流仍较大。因此从考察谐波电流的危害来说，应当负载状态取满载。

如果满载时直流输出电压为0.866Um，放大了比例后，现在电源的电流脉冲就是图4中的i_a，i_a的导通角已达π/3。i₁中6个脉冲正好连上，i₁正负半波中2个脉冲也是如此。结果算得i_a中5次谐波的分量为0.368。5次谐波是i₂中的最低次，分量也为0.368。实际情况是直流输出电压比0.866Um大，i₂中5次谐波分量比0.368大。

为了减小电流脉冲的谐波分量，最简便的办法是在i₁流经的电路上串联直流电抗器。如果直流电抗器的电感很大，电源满载的电流脉冲就是图4中的i_b，其波形近似地为导通角π/3的方波，i_b及i₂的谐波分量可降到0.20。

另一种办法是在电源的三相输入上串联交流电抗器。交流电抗器接入后，只要电源线电压瞬时值的绝对值还大于滤波电容上的电压，经过电抗器向滤波电容及负载输出的脉冲电流就继续增大。到了绝对值小于电容上电压以后，脉冲电流值开始下降，直至降到零时，整流电路中的二极管才自动关断。一个完整的电流脉冲为图4中的i_c。i_c比i_a导通角大，谐波分量较小。

在采用交流电抗器降低网侧供电电流的谐波分量时，电抗器的电感值必须适当，不能像直流电抗器那样不受限制。交流电抗器的电感值较大，满载时整流电源输出的直流电压较低，结果满载和轻载时输出直流电压的波动比较大，会影响功率逆变电路负载的工作。还有满载时，电流脉冲的基波电流的相角滞后较大，i₂也一样，会使电源的网侧供电功率因数较差。

如果适当选择交流电抗器的电感，在满载时电流脉冲i_c的导通角为π/2，则整流电源的直流输出电压为0.866Um，i_c以及网侧供电电流的5次谐波分量也为0.20左右，而网侧供电的功率因数大约为0.96。

原来电源串联了直流电抗器或交流电抗器以后，确实能降低网侧供电电流的谐波电流，而且在功率因数、效率以及输出电压的纹波分量等方面性能良好，所增加器件也很可靠。存在的缺陷是谐波电流只减少2倍左右，尚不能满足用户的需求和标准的需要。

近年来开关磁阻电动机调速系统得到广泛的应用，调速系统的功率愈来愈大，而用户对减少电网公害的呼声有所加强，因此必须设法减少网侧供电电流的谐波分量。

实用新型内容

本实用新型所要解决的技术问题是提供一种网侧供电电流的谐波电流小、对电网危害小的开关磁阻电动机调速系统的功率整流电源。

本实用新型的开关磁阻电动机调速系统的功率整流电源，包括N个三相桥式整流单元和一个整流变压器；整流变压器具有与三相桥式整流单元相对应的N组付边绕组，整流变压器的各组付边绕组连接三项桥式整流单元，供给三相桥式整流单元的三相电源；N个三相桥式整流单元的直流输出并联或串联后连接负载；

所述三相桥式整流单元并联，即每个三相桥式整流单元输出的正端、负端分别连接后作为整个电源的正负端输出，为负载提供电流；

所述三相桥式整流单元串联，即将第一个三相桥式整流单元输出的负端连接下一个整流单元输出的正端，依次连接，以第一个整流单元输出的正端和最后一个整流单元输出的负端作为整个电源的输出，向负载提供电流。

所述的三相桥式整流单元的个数N优选为2或3个，优先推荐较为简单、但性能已相当好的N＝2时的双三相12脉冲整流电源。在开关磁阻电动机调速系统功率较大、降低网侧供电电流谐波电流要求较高时，则可采用N＝3时的仨三相18脉冲整流电源以及N值更大的N三相6N脉冲整流电源。

本实用新型所述的三相桥式整流单元，整流单元内部电路与现有技术的电路相同，三相桥式整流电路可由六只二极管接成，或由相应的二极管组件接成，或者为一个三相整流桥。所述三相桥式整流单元的整流电路的直流输出上并联有滤波电容。所有的整流单元的构成、参数和性能一致。当所述三相桥式整流单元并联时，各整流单元的输出上可不接滤波电容，而在并联后的整个电源的输出上并联滤波电容。

本实用新型所述的N个整流单元的N组三相电源，一般由一只原边用工频电网供电的整流变压器的付边供给，要求每组付边电源三个线电压的大小相等，相位均匀地错开2π/3电角度。并且绕组有一定的相等的漏感，所述漏感起交流电抗器的作用。所述整流变压器共有N组付边绕组，要求各组间线电压的大小相等，相位均匀地错开π/3N电角度，绕组的漏感尽可能相等，另外各组间必须电气上是绝缘的，其耐压必须得到保证。

整流变压器是一只工频三相变压器，在满足上述技术要求的前提下，各三相绕组的接法可用星形、三角形、带异相边星形、带异相边三角形及带延长边三角形等。后几种从星形和三角形派生出来的接法，又可转向相反地设置。

整流变压器的原付边绕组间除可靠的绝缘外，其线电压的变比要适当选择，在N个三相桥式整流单元直流输出串联时，显然应该比并联时降压N倍。至于相位上则没有特别要求，故原边绕组可简单地接成星形或三角形。

本实用新型所述的整流变压器为一个三相整流变压器，或用相应个数的独立的变压器代替，如三只单相变压器，N只三相变压器等。

本实用新型所述的开关磁阻电动机调速系统的功率整流电源，把整流电源的输入和输出脉冲数增大N倍，成为N三相输入6N脉冲的整流电源，这种电源的网侧供电电流只存在6Nm±1次谐波，其最低次谐波为6N-1，输出直流电压只存在6Nm次纹波，其最低次纹波为6N。谐波分量和纹波分量小。

当N＝2时，网侧供电电源最低谐波次数为11次，如果N＝3，最低谐波次数为17次。但N值不宜过大，N越大，电源的结构越复杂，而且实际电源与理论上有差别，低次谐波存在着残留，不能完全消除。

与传统的多相共阳极整流电源不同，本实用新型由N个三相桥式整流单元和一只整流变压器组成。整流变压器可作为开关磁阻电动机调速系统的直属部件，不包含在系统的控制器中。

本实用新型所述的的开关磁阻电动机调速系统的功率整流电源，N个三相桥式整流单元的直流输出并联时，整流电源存在着各单元间电流均衡问题，受供电线电压大小和相位的影响较大，低次谐波电流也会有所残留。这些都会使电源的实际性能降低。改善办法是整流变压器的二组付边绕组接法对称和组成一样，并且结构上对原边绕组的位置也要对称，以便获得同样的耦合系数和漏感，所以并联方式适合于N值较小的情况。而串联时不存在上述问题，各单元通过的电流相等，更适宜于N值较大的情况。

本实用新型整流电源网侧供电电流的波形比原来好得多，在开关磁阻电动机调速系统使用后，可不再需要功率因数补偿和谐波抑制装置就达到国际和国内标准要求。直流输出电压的纹波分量也比较小，而且电源装置很可靠，效率很高。

附图说明

图1是现有技术中开关磁阻电动机调速系统的功率整流电源。

图2是现有技术直流母线电源中几个参数的波形。

其中u_1c和u_c：未接和接上滤波电容时的输出电压。

i₁：接上滤波电容后整流电路向滤波电容及负载输出的电流。

i₂：接上滤波电容后整流电路某一相输入电流。

图3是以线段形式表示脉冲组成的i₁和i₂的电流脉冲。

图4是三相桥式整流电路中组成输入电流i₂的电流脉冲。

i_a：现有技术的直流母线电源。

i_b：在直流输出处串联进直流电抗器后的直流母线电源。

i_c：在三相输入处串联进交流电抗器的直流母线电源。

图5是本实用新型的整流变压器原付边三相绕组的接法示意图。

图6是本实用新型的并联式双三相12脉冲整流电源的示意图。

图7是图6所示实施方案中，整流电路输出电流i₁和网侧供电电流i₃的脉冲组成。

图8是整流变压器绕组接法改进后的并联式双三相12脉冲整流电源示意图。

图9是图8所示实施方案中整流电路输出电流i₁和网侧供电电流i₃的脉冲组成。

图10是本实用新型的串联式双三相12脉冲整流电源的示意图。

图11是本实用新型的串联式仨三相18脉冲整流电源的示意图。

图12是图11所示实施方案中三相桥式整流单元输入电流i₂和网侧供电电流i₃的脉冲组成。

具体实施方式

实施例1

如图6所示，本实用新型的N＝2时的双三相12脉冲整流电源，2个三相桥式整流单元U₁和U₂的直流输出并联，U₁和U₂的正端和负端分别连接后的正负端作为整个电源的输出端，每个整流单元上滤波电容已经移出来，直接并联在电源输出上，并用滤波电容C表示。

二个整流单元的三相电源由整流变压器T的付边分组供给，每组电源的三个线电压大小相等，相位均匀错开2π/3电角度，每组付边都有具有相等的漏感。二组付边绕组间，线电压的大小也相等，相位则均匀地错开π/3电角度，绕组的漏感尽可能相等。二组间电气上必须可靠地绝缘。付边绕组的接法，一组用三角形，一组用星形。

整流变压器T的原边接三相电网，绕组的接法可用三角形或星形。整流变压器的原边与付边间电绝缘，其变比则可适当选择，使负载上得到合适的直流电压。

在这种双三相12脉冲整流电源中，三相桥式整流单元的输入电流的脉冲组成和原来三相6脉冲整流电源一样，都为图3中的i₂。i₂电流的脉冲的波形，则相当于三相输入串联了电抗器，其波形如图4中的i_C。不同之处，在于电源的直流输出电压的纹波电压和网侧供电电流的脉冲组成。

由于整流单元直流输出上的滤波电容已经移出来，直接并联在电源的直流输出上，所以能直接找到对C以及负载输出的电流i₁。考虑到二个整流单元的三相电源是均匀地错开的，i₁的脉冲组成就如图7所示，每个周期T内共有等幅的12个脉冲，间隔是π/6电角度。把i₁谐波电流乘上C的容抗就得到输出电压的纹波电压。

网侧供电电流的脉冲组成图中的i₃，由于存在上面所述的整流变压器T，网侧供电电流i₃已不同于三相桥式整流单元的输入电流i₂。i₃上也有间距为π/6的12个脉冲，但12个脉冲顶端的包络线是一工频正弦波，波形表示了电网相电压的波形，其相位与接法同原边不同的一组付边的线电压一致。

对i₁和i₃的谐波分析表明，理论上只存在12m±1次谐波，最低谐波次数为11，其他次数谐波已经消除掉，因此就网侧供电电流i₃来说，谐波分量大约减小2(11/5)＝4.4倍。此处倍数2是考虑三相输入处有了交流电感，波形改善，分数11/5是基于最低谐波次数的提高。

并联式双三相12脉冲整流电源中二个整流单元间存在着负载输出电流的分配问题，受供电线电压大小和相位的影响较大，低次谐波电流也会有所残留。这些都会使电源的实际性能降低。改善办法是整流变压器T的二组付边绕组接法对称和组成一样，并且结构上对原边绕组的位置也要对称，以便获得同样的耦合系数和漏感。

图8所示即为这种改进的并联式双三相12脉冲整流电源，整流变压器T的原边绕组仍简单地采用三角形或星形接法，两组付边绕组则采用转向相反的带异相边星形。

对应于同样脉冲组成的整流电路输出电流i₁，图9绘出了图8方案中网侧供电电流i₃的组成，i₃的线段顶点包络线仍为工频正弦波，但相位移动了π/12电角度，正好在二个脉冲所处相位的中间。相位的这一移动并不改变i₃的谐波分量，只是谐波电流的正负极性正好反过来。

实施例2

图10所示是本实用新型串联式的双三相12脉冲整流电源的实施方案，三相桥式整流单元U₁输出的负端连到三相桥式整流单元U₂输出的正端，并以U₁输出的正端和U₂输出的负端作为整流电源的输出，滤波电容包含在三相桥式整流单元的内部，不允许像并联式一样移出来并联在电源输出上。

在图10所示的实施方案中，整流电源的输出电压是一个三相桥式整流单元输出电压的2倍，如果电网电压和电源负载上所需电压不变，那么整流变压器T原付边变比要比并联式降2倍。这样设计后，三相桥式整流单元输入电流的i₂就和并联式完全一样，包括i₂的脉冲组成和每一个脉冲的波形。

在图10所示的实施方案中，找不到并联式的电流i₁，但输出电压上的纹波分量是一样的，二个三相桥式整流单元U₁和U₂的输出相加后，理论上只存在12m次纹波电压，别的纹波电压已经抵消。至于网侧供电电流i₃的波形和谐波分量则与并联式完全相同，理论上也只存在12m±1次谐波。

在图10所示的实施方案中，整流变压器T的原边采用三角形或星形接法，两组付边则采用转向相反的带延长边三角形。串联式整流电源中，各整流单元的输出都流过负载电流，不存在电流分配问题。T两组付边绕组仍采用对称接法，是为了确保电流i₂中脉冲形状相同。

实施例3

图11所示，是本实用新型的串联式仨三相18脉冲的整流电源实施方案，三个三相桥式整流单元U₁、U₂和U₃的直流输出按正负极性依次串联起来，并以最上一个整流单元U₁的正端和最下一个整流单元U₃的负端作整个电源的输出，输出电压是一个整流单元输出电压的3倍。滤波电容包含在每个整流单元内。

三个整流单元的三相电源由整流变压器T的三组付边绕组供电，其接法现采用一个三角形和二个带延长边的三角形，所提供的线电压的大小相等，相位均匀地错开π/9电角度，其他要求不变。T的原边现采用星形接法，原付边的变比取决于电网电压和负载上所需的电压。

在图11所示的方案中，三相桥式整流单元输入电流i₂的脉冲组成和脉冲形状不变，只是如图12所示，网侧供电电流i₃的脉冲组成更细密了，正负半波各有9个脉冲电角度相距π/9，脉冲顶端包络线为工频正弦波，表示了电网相电压的波形。

仨三相18脉冲整流电源的技术性能很好，理论上网侧供电电流只存在18m±1次谐波，输出电压只存在18m次纹波。网侧供电电流的最低次谐波是17次，所以以网侧供电电流的谐波分量来说，可大约降低2(17/5)＝6.8倍，完全能满足标准的要求。

串联式N三相6N脉冲整流电源可按串联式仨三相18脉冲整流电源类推。

Claims (10)

1.开关磁阻电动机调速系统的功率整流电源，其特征是，包括N个三相桥式整流单元和一个整流变压器；整流变压器具有与三相桥式整流单元相对应的N组付边绕组，整流变压器的各组付边绕组连接三项桥式整流单元，供给三相桥式整流单元的三相电源；N个三相桥式整流单元的直流输出并联或串联后连接负载；

所述三相桥式整流单元并联，即每个三相桥式整流单元输出的正端、负端分别连接后作为整个电源的正负端输出，为负载提供电流；

所述三相桥式整流单元串联，即将第一个三相桥式整流单元输出的负端连接下一个整流单元输出的正端，依次连接，以第一个整流单元输出的正端和最后一个整流单元输出的负端作为整个电源的输出，向负载提供电流。

2.根据权利要求1所述的开关磁阻电动机调速系统的功率整流电源，其特征在于，所述的三相桥式整流单元的个数N优选为2或3个。

3.根据权利要求1所述的开关磁阻电动机调速系统的功率整流电源，其特征在于，所述三相桥式整流单元的整流电路由六只二极管接成，或由相应的二极管组件接成，或者为一个三相整流桥。

4.根据权利要求3所述的开关磁阻电动机调速系统的功率整流电源，其特征在于，所述三相桥式整流单元的整流电路的直流输出上并联有滤波电容。

5.根据权利要求1或3所述的开关磁阻电动机调速系统的功率整流电源，其特征在于，所述三相桥式整流单元并联时，各整流单元的输出上不接滤波电容，而在并联后的整个电源的输出上并联滤波电容。

6.根据权利要求1所述的开关磁阻电动机调速系统的功率整流电源，其特征在于，所述整流变压器的每组三相电源中线电压大小相等，相位均匀错开2π/3电角度，每相绕组漏感相等。

7.根据权利要求1所述的开关磁阻电动机调速系统的功率整流电源，其特征在于，所述整流变压器的各组付边绕组间线电压大小相等、相位均匀地错开π/3N电角度，漏感相等，各组间电气上可靠地绝缘。

8.根据权利要求1所述的开关磁阻电动机调速系统的功率整流电源，其特征在于，所述整流变压器的原边绕组采用三角形或星形接法，原付边绕组间有可靠的绝缘。

9.根据权利要求1所述的开关磁阻电动机调速系统的功率整流电源，其特征在于，所述的整流变压器为一个三相整流变压器或相应个数的独立的变压器。

10.根据权利要求2所述的开关磁阻电动机调速系统的功率整流电源，其特征在于，在N＝2时的双三相桥式整流单元并联时，整流变压器的二组付边绕组接法对称和组成一致，并且结构上对原边绕组的位置对称，以获得同样的耦合系数和漏感。

Images