JP7431335B2 - 静電容量検出装置、及び、静電容量検出方法 - Google Patents

Description

本発明は、静電容量検出装置、及び、静電容量検出方法に関する。

従来より、被測定容量の持つ静電容量に比例した信号を出力することができるインピーダンス検出回路であって、交流信号を発生する交流信号発生器と、反転入力端子、非反転入力端子及び出力端子を有し、前記出力端子と前記反転入力端子との間が帰還抵抗によって接続され、前記交流信号が前記非反転入力端子に印加される演算増幅器と、前記反転入力端子に一端が接続され、前記被測定容量を他端に接続することができる信号線と、前記信号線の一部露出しており且つ前記非反転入力端子に接続されたシールド線と、前記交流信号を受け取って、該交流信号の位相及び振幅を補償するための補償回路であって、該補償回路の出力を前記演算増幅器の前記反転入力端子に接続する補償回路と、を具備するインピーダンス検出回路がある（例えば、特許文献１参照）。

特開２００２－３５０４７７号公報

従来のインピーダンス検出回路では、位相の補償に関しては、信号線の寄生容量と帰還抵抗により発生する反転入力端子の入力の位相遅れの影響が演算増幅器の出力の位相に生じないように補正している。しかしながら、演算増幅器の反転入力端子の入力の位相自体は変わらないため、演算増幅器の反転入力端子の入力と非反転入力端子の入力とに位相差が生じている。このため、反転入力端子に補償回路の出力を入力しても、検出対象とする静電容量の反転入力端子への入力の非反転入力端子の入力に対する位相の遅れはなくならない。それは検出対象とする静電容量から反転入力端子までの配線に抵抗値が存在し、検出すべき入力は電流して取り出す必要があるが非反転入力端子の電圧と検出対象の静電容量の電極との間に電位差が生じるためである。このような補償方法では、特に検出対象と反転入力端子の間の配線の抵抗が大きい場合や配線に存在する寄生容量が大きい場合、抵抗値の影響による検出すべき入力電流の位相遅れを実質的に補正しないため、演算増幅器の出力の感度（検出感度）が低下する。

そこで、信号の位相の遅延による検出感度の低下を抑制した静電容量検出装置、及び、静電容量検出方法を提供することを目的とする。

本発明の実施形態の静電容量検出装置は、１又は複数の検出電極と、前記検出電極に近接して配置されるシールド電極と、前記シールド電極に交流信号を供給する交流信号源と、前記検出電極から出力される検出信号と前記交流信号源から出力される交流信号とに基づいて、前記検出電極に近接する対象物と前記検出電極との間の静電容量を検出する検出回路と、前記交流信号源と前記シールド電極との間に設けられ、前記交流信号源により出力される交流信号の位相を進める位相調整回路と含む。

信号の位相の遅延による検出感度の低下を抑制した静電容量検出装置、及び、静電容量検出方法を提供することができる。

実施形態の静電容量検出装置１００を示す図である。 検出回路１３０の構成を示す図である。 位相シフト回路１４０Ａの入力信号に対する出力信号の位相とゲインの周波数特性のシミュレーション結果を示す図である。 交流信号源１２０から検出電極１１１の間で得られる信号の位相の関係を示す図である。 静電容量検出装置１００のセンサ部１１０における抵抗と静電容量を示す図である。 静電容量検出装置１００における各部の信号波形を示す図である。 差動増幅器１３５を示す図である。 実施形態の変形例の静電容量検出装置１００Ｍを示す図である。 静電容量検出装置１００Ｍの各部の信号波形を示す図である。 静電容量検出装置１００Ｍの位相調整回路１４０における位相調整量を説明する図である。

以下、本発明の静電容量検出装置、及び、静電容量検出方法を適用した実施形態について説明する。

＜実施形態＞
図１は、実施形態の静電容量検出装置１００を示す図である。静電容量検出装置１００は、センサ部１１０、交流信号源１２０、検出回路１３０、及び位相調整回路１４０を含む。静電容量検出方法は、静電容量検出装置１００において静電容量を検出するために後述する位相の調整を行う方法である。

以下では、センサ部１１０についてはＸＹＺ座標系を定義して説明する。また、センサ部１１０については、説明の便宜上、－Ｚ方向側を下側又は下、＋Ｚ方向側を上側又は上と称すが、普遍的な上下関係を表すものではない。また、センサ部１１０については、ＸＹ面視することを平面視と称す。

センサ部１１０は、一例として１２個の検出電極１１１及び１個のアクティブシールド電極１１２を含む。１２個の検出電極１１１は、マトリクス状に３行×４列で配置されている。検出電極１１１は、特に手等の人体との間の静電容量を自己容量式で検出する電極であり、一例としてＩＴＯ(Indium Tin Oxide)膜のような数10Ω/□～100Ω/□程度のシート抵抗値を持つ導電材料で作製される。これは従来技術において感度の低下の影響を及ぼすレベルである。手等の人体は、静電容量検出装置１００の検出対象になる対象物の一例である。

ここで、ＩＴＯ膜などは導電材料としては、アクティブシールド電極１１２に印加される交流信号に対して後述する位相調整回路１４０による位相の調整が行われなければ、検出回路１３０の検出感度の低下を招くほどの位相の遅延が検出電極１１１を伝搬する交流信号に生じるほど大きな時定数をもたらす。検出電極１１１は、一例として透明基板の表面に形成されている。なお、検出電極１１１の材料は、ＩＴＯに限らず、酸化亜鉛、酸化スズ、酸化チタン等でもよい。また、検出電極１１１は透明ではなくてもよい。

アクティブシールド電極１１２は、平面視で１２個の検出電極１１１と重なる位置に配設されており、１２個の検出電極１１１の下側（裏側）に設けられている。また、アクティブシールド電極１１２には、位相調整回路１４０を介して交流信号源１２０が接続されている。アクティブシールド電極１１２は、１２個の検出電極１１１をノイズから遮蔽するためと寄生容量を抑制するために設けられており、交流信号源１２０から出力され、位相調整回路１４０によって位相が進められた交流信号が印加される。

アクティブシールド電極１１２は、一例としてＩＴＯ膜のような導電材料で構成される。アクティブシールド電極１１２についてＩＴＯ膜を用いることによる位相遅延の影響は、検出電極１１１と同様であり、アクティブシールド電極１１２に印加される交流信号に対して後述する位相調整回路１４０による位相の調整が行われなければ、検出回路１３０の検出感度の低下を招くほどの位相の遅延がアクティブシールド電極１１２を伝搬する交流信号に生じるほど大きな時定数をもたらす抵抗値を有することをいう。

アクティブシールド電極１１２は、１２個の検出電極１１１に近接して配置される。アクティブシールド電極１１２が１２個の検出電極１１１に近接しているとは、アクティブシールド電極１１２が主に下方からのノイズに対して１２個の検出電極１１１を遮蔽可能なほどに、また周辺や下方との結合による寄生容量を抑制するほどに、アクティブシールド電極１１２が１２個の検出電極１１１の近くに位置することをいう。なお、アクティブシールド電極１１２の材料は、ＩＴＯに限らず、酸化亜鉛、酸化スズ、酸化チタン等でもよい。また、アクティブシールド電極１１２は透明ではなくてもよい。

交流信号源１２０は、アクティブシールド電極１１２に交流信号を供給する。具体的には、交流信号源１２０は、位相調整回路１４０の入力端子に接続される出力端子を有し、位相調整回路１４０に交流信号を出力する。交流信号源１２０から出力される交流信号は、位相調整回路１４０によって位相が進められた状態でアクティブシールド電極１１２に供給される。交流信号の周波数は、一例として３０ｋＨｚから３００ｋＨｚである。

検出回路１３０は、検出電極１１１から出力される検出信号と交流信号源１２０から出力される交流信号とに基づいて、検出電極１１１に近接する対象物と検出電極１１１との間の静電容量を検出する。具体的には、検出回路１３０は、１２個の入力端子１３０Ａ、１個の入力端子１３０Ｂ、及び１２個の出力端子１３０Ｃを有する。１２個の入力端子１３０Ａは、１２個の検出電極１１１にそれぞれ接続されている。入力端子１３０Ｂは交流信号源１２０の出力端子に接続されている。１２個の出力端子１３０Ｃは、静電容量検出装置１００を含む電子機器、又は、静電容量検出装置１００の外部に配置される電子機器等に接続されている。電子機器は、静電容量検出装置１００を入力装置とする電子機器であれば、どのようなものであってもよい。例えばスマートフォやタブレットまたはコピー機などがあげられる。

ここで、検出回路１３０については図２を用いて説明する。図２は、検出回路１３０の構成を示す図であるが物理的に構成する詳細回路は割愛して示している。検出回路１３０は、乗算器１３１及びＬＰＦ(Low Pass Filter)１３２を有する。検出回路１３０は、乗算器１３１及びＬＰＦ１３２を１２個ずつ有するが、図２には乗算器１３１及びＬＰＦ１３２を１つずつ示す。

乗算器１３１の２個の入力端子には、入力端子１３０Ａ及び１３０Ｂが接続される。乗算器１３１の出力端子はＬＰＦ１３２の入力端子に接続される。検出電極１１１から入力端子１３０Ａに入力される入力信号は、アクティブシールド電極１１２から伝搬する交流信号と、検出電極１１１と手等の対象物との間の容量によって得られる信号とが重畳された信号である。入力端子１３０Ｂに入力される入力信号は、交流信号源１２０から出力される交流信号である。

入力端子１３０Ａに入力される入力信号は、交流信号源１２０から出力された交流信号の位相が位相調整回路１４０で進められ、アクティブシールド電極１１２及び検出電極１１１を伝搬する際に位相が遅延されるとともに、手等の対象物との間の容量によって得られる信号とが重畳された信号である。位相調整回路１４０は、入力端子１３０Ａに入力される入力信号と、入力端子１３０Ｂに入力される入力信号との位相が一致するように、交流信号源１２０から出力された交流信号の位相を進めてアクティブシールド電極１１２に出力する。このため、入力端子１３０Ａに入力される入力信号と、入力端子１３０Ｂに入力される入力信号との位相は一致しており、乗算器１３１の２個の入力端子には、位相が一致した信号が入力される。

乗算器１３１の２個の入力端子に入力される信号が一致された状態で乗算されると、周波数が２倍で直流（ＤＣ）成分に重畳された信号が得られ、乗算器１３１の出力端子からＬＰＦ１３２に入力される。ＬＰＦ１３２は、乗算器１３１の出力のうち所定の遮断周波数以下の帯域成分を通過させて、出力端子１３０Ｃから出力する。ＬＰＦ１３２の出力は、検出電極１１１と手等の対象物との間の容量によって得られる信号に対応した直流成分である。

位相調整回路１４０は、交流信号源１２０とアクティブシールド電極１１２との間に設けられ、交流信号源１２０により出力される交流信号の位相を進める。特に、位相調整回路１４０は、検出回路１３０に入力される検出信号と交流信号との位相が揃うように、交流信号の位相を進める。具体的には、位相調整回路１４０は、位相シフト回路１４０Ａ及び反転増幅回路１４０Ｂを有する。位相シフト回路１４０Ａは、オペアンプ１４１Ａ、可変コンデンサ１４２Ａ、可変抵抗器１４３Ａ、及び抵抗器１４４Ａ、１４５Ａを有する。オペアンプ１４１Ａの反転入力端子及び非反転入力端子は、抵抗器１４４Ａ及び可変抵抗器１４３Ａを介して交流信号源１２０の出力端子に接続されている。オペアンプ１４１Ａの反転入力端子と出力端子との間には帰還抵抗として抵抗器１４５Ａが接続されている。抵抗器１４４Ａ、１４５Ａの抵抗値はともにＲａである。オペアンプ１４１Ａの非反転入力端子と可変抵抗器１４３Ａとの間には、可変コンデンサ１４２Ａの一端が接続されている。可変コンデンサ１４２Ａの他端はグランドに接続されている。オペアンプ１４１Ａの出力端子は、反転増幅回路１４０Ｂの入力端子に接続されている。

位相シフト回路１４０Ａは、可変コンデンサ１４２Ａの静電容量Ｃｓと、可変抵抗器１４３Ａの抵抗値Ｒｓとを変化させることにより、オペアンプ１４１Ａの非反転入力端子の入力電圧を可変的に制御することができる。すなわち、位相シフト回路１４０Ａは、オペアンプ１４１Ａの非反転入力端子の入力電圧を制御することにより、反転入力端子に入力する交流信号に対するオペアンプ１４１Ａの出力端子から出力される交流信号の位相を遅延させることができる。

反転増幅回路１４０Ｂは、オペアンプ１４１Ｂ、及び抵抗器１４２Ｂ、１４３Ｂを有する。オペアンプ１４１Ｂの非反転入力端子はグランドに接続されており、反転入力端子は抵抗器１４２Ｂを介して位相シフト回路１４０Ａのオペアンプ１４１Ａの出力端子に接続されている。オペアンプ１４１Ｂの出力端子はアクティブシールド電極１１２に接続されている。オペアンプ１４１Ｂの反転入力端子と出力端子との間には帰還抵抗として抵抗器１４３Ｂが接続されている。抵抗器１４２Ｂ及び１４３Ｂの抵抗値は、ともにＲｂである。反転増幅回路１４０Ｂは、オペアンプ１４１Ｂの反転入力端子に入力される交流信号の位相を反転させて（１８０度シフトさせて）出力する。

ここで、アクティブシールド電極１１２及び検出電極１１１と、アクティブシールド電極１１２及び検出電極１１１に接続される配線等との時定数によって交流信号に生じる位相の遅延量をα度とする。位相調整回路１４０は、位相シフト回路１４０Ａにおいて、交流信号源１２０から入力される交流信号に（π－α）度の遅延を与えてから、反転増幅回路１４０Ｂで位相を反転させて出力する。このため、位相調整回路１４０が出力する交流信号の位相は、位相調整回路１４０に入力する交流信号の位相に対してα度進んでいる。実験又はシミュレーション等によってα度を測定し、位相シフト回路１４０Ａの可変コンデンサ１４２Ａの静電容量Ｃｓと、可変抵抗器１４３Ａの抵抗値Ｒｓとで決まる時定数ＲｓＣｓでα度の遅延を実現できるように、静電容量Ｃｓ及び抵抗値Ｒｓの値を決定すればよい。

図３は、位相シフト回路１４０Ａの入力信号に対する出力信号の位相とゲインの周波数特性のシミュレーション結果を示す図である。図３において、横軸は周波数ｆであり、位相シフトが－９０度になる周波数がｆｄ＝１／（２πＲｓＣｓ）（Ｈｚ）である。横軸の周波数ｆｄは、位相シフト回路１４０Ａの可変コンデンサ１４２Ａの静電容量Ｃｓと、可変抵抗器１４３Ａの抵抗値Ｒｓとで決まる時定数ＲｓＣｓによって定まる周波数である。図３の縦軸は、位相シフト回路１４０Ａの出力信号の位相とゲインを示す。位相を破線で示し、ゲインを実線で示す。

図３に示すように、位相は０度（位相シフト０°）から－１８０度（位相シフト－１８０°）まで連続的に変化している。また、周波数ｆが変化してもゲインは０ｄＢである。以上より、位相シフト回路１４０Ａは、入力信号に対する出力信号の位相を０度から－１８０度までシフト可能であり、入力信号と出力信号の信号レベルに変化は生じないことが分かる。

このような位相シフト回路１４０Ａの出力信号の位相を反転増幅回路１４０Ｂで反転させれば、反転増幅回路１４０Ｂの出力信号の位相は、位相シフト回路１４０Ａの入力信号の位相に対して－１８０度から－３６０度シフトされることになる。すなわち、位相調整回路１４０は、位相シフト回路１４０Ａの入力信号の位相を０度から１８０度進めることができる。

図４は、交流信号源１２０から検出電極１１１の間で得られる信号の位相の関係を示す図である。図４（Ａ）には位相調整回路１４０による位相の調整量が０度の場合の検出電極１１１の出力信号の位相を示す。図４（Ｂ）には交流信号源１２０の交流信号の位相を示す。図４（Ｃ）には位相シフト回路１４０Ａの出力信号の位相を示す。図４（Ｄ）には反転増幅回路１４０Ｂの出力信号の位相を示す。

図４（Ｂ）には交流信号源１２０の交流信号の位相を基準とすると、図４（Ａ）に示す位相調整回路１４０による位相の調整量が０度の場合の検出電極１１１の出力信号の位相は、α度遅れている。また、図４（Ｃ）には位相シフト回路１４０Ａの出力信号の位相は、図４（Ｂ）に示す交流信号源１２０の交流信号の位相に対して（π－α）度遅延されている。図４（Ｄ）に示す反転増幅回路１４０Ｂの出力信号の位相は、図４（Ｂ）に示す交流信号源１２０の交流信号の位相に対してα度進んでいる。図４（Ｄ）に示すように、交流信号源１２０の交流信号に対して位相をα度進めた交流信号をアクティブシールド電極１１２に入力すれば、検出回路１３０の乗算器１３１の２個の入力端子に入力する交流信号の位相を一致させることができる。

図５は、静電容量検出装置１００のセンサ部１１０における抵抗と静電容量を模式的に示す図である。図５（Ａ）には、センサ部１１０のうちの１個の検出電極１１１と、アクティブシールド電極１１２の一部とに対応する部分を示す。検出電極１１１を抵抗Ｒ１１１として示し、アクティブシールド電極１１２を抵抗Ｒ１１２として示す。また、検出電極１１１とアクティブシールド電極１１２との間のギャップに生じる静電容量をコンデンサＣＧ、手Ｈと検出電極１１１との間の静電容量をコンデンサＣＨ、検出電極１１１の寄生容量をコンデンサＣＰとして示す。

アクティブシールド電極１１２に入力する交流信号は、コンデンサＣＧを経て検出電極１１１に流れる。センサ部１１０には、抵抗値として抵抗Ｒ１１１及びＲ１１２が存在するとともに、コンデンサＣＧ、ＣＨ、ＣＰが存在するため、抵抗Ｒ１１１及びＲ１１２の抵抗値と、コンデンサＣＧ、ＣＨ、ＣＰの静電容量とによる時定数が存在する。このような時定数により、アクティブシールド電極１１２に入力する交流信号に対して、検出電極１１１から出力される交流信号の位相の遅れが生じる。

図５（Ｂ）において、位相調整回路１４０の出力信号は、（１）の交流信号源１２０の交流信号に対して、（２）に示すように位相がα度進んでいる。交流信号源１２０の交流信号に対して位相をα度進めた交流信号をアクティブシールド電極１１２に入力すれば、（３）に示すように検出電極１１１の出力信号は、アクティブシールド電極１１２に入力する交流信号に対してα度位相が送遅れるため、（１）の交流信号源１２０の交流信号と同位相になる。このため、乗算器１３１の２個の入力端子に位相が一致した２つの交流信号を入力することができる。

図６は、静電容量検出装置１００における各部の信号波形を示す図である。図６には、（１）交流信号源１２０の交流信号、（２）検出電極１１１の出力信号、（３）乗算器１３１の出力信号、（４）ＬＰＦ１３２の出力信号を示す。（２）検出電極１１１の出力信号、及び、（４）ＬＰＦ１３２の出力信号については、位相調整回路１４０による位相調整を行った場合の信号波形を実線で示し、位相調整回路１４０による位相調整を行っていない場合の信号波形を破線で示す。

位相調整回路１４０による位相調整を行っている場合は、（１）の交流信号源１２０の交流信号と、（２）の実線で示す検出電極１１１の出力信号との位相が一致するため、（３）に実線で示すように交流信号の周波数の２倍の周波数の乗算器１３１の出力信号が得られ、ＬＰＦ１３２の出力信号は、（４）に実線で示す直流信号として得られる。

一方、位相調整回路１４０による位相調整を行っていない場合は、（１）の交流信号源１２０の交流信号と、（２）の破線で示す検出電極１１１の出力信号との位相が一致しないため、（３）に破線で示すように乗算器１３１の出力信号の直流レベルは低くなり、ＬＰＦ１３２の出力信号は、（４）に破線で示すように実線の直流信号に比べて信号レベルが低下した直流信号になる。

以上のように、アクティブシールド電極１１２に入力する交流信号の位相をセンサ部１１０で生じる位相の遅れの分だけ位相調整回路１４０で予め進めておくことにより、検出電極１１１の出力信号の位相を交流信号源１２０から出力される交流信号の位相と一致させることができる。このため、検出回路１３０の出力信号の信号レベルは、検出電極１１１の出力信号と交流信号源１２０から出力される交流信号とを乗算してＬＰＦ１３２に通して得られる信号として最大の信号レベルになる。このことは指などの検出対象の在否によるコンデンサＣＨの変化分を最大化する事を意味する。

したがって、信号の位相の遅延による検出感度の低下を抑制した静電容量検出装置１００、及び、静電容量検出方法を提供することができる。また、検出感度の低下を抑制することにより、検出におけるダイナミックレンジを向上させた静電容量検出装置１００、及び、静電容量検出方法を提供することができる。例えばＩＴＯのように抵抗値を持つ導電膜を検出電極１１１又はアクティブシールド電極１１２に用いても、交流信号源１２０から出力される交流信号の位相を位相調整回路１４０で進めてからアクティブシールド電極１１２に入力でき、検出回路１３０における検出感度の低下を抑制できる。

また、検出電極１１１の出力信号と交流信号源１２０の交流信号とが一致するように交流信号の位相を位相調整回路１４０で進めることは、検出電極１１１の出力信号と交流信号との位相が揃うように交流信号の位相を進めることである。位相調整回路１４０で交流信号の位相を調整すれば、検出電極１１１の出力信号と交流信号源１２０の交流信号とが完全に一致していなくても、位相調整回路１４０で交流信号の位相を調整しない場合に比べて、検出回路１３０における検出感度を向上させることができる。このため、位相調整回路１４０で交流信号の位相を適切に進めれば、検出電極１１１の出力信号と交流信号源１２０の交流信号とが完全に一致していなくても、検出回路１３０における検出感度の低下を抑制できる。

また、厳密に言えば、交流信号の位相を進めることはできないが、位相調整回路１４０が交流信号の位相を遅延させる位相シフト回路１４０Ａと、交流信号の位相を反転させる反転増幅回路１４０Ｂとを有するため、実質的に交流信号の位相を進めることができ、センサ部１１０で生じる位相の遅延を相殺させることができる。

また、検出回路１３０が乗算器１３１及びＬＰＦ１３２を有するため、シンプルな構成の検出回路１３０で検出電極１１１と手Ｈ等の対象物との間の静電容量を検出することができる。

なお、以上では、センサ部１１０が１２個の検出電極１１１を有する形態について説明したが、センサ部１１０は、１個以上の（１又は複数の）検出電極１１１を有していればよく、検出電極１１１の数は幾つであってもよい。

また、以上では、検出回路１３０が乗算器１３１及びＬＰＦ１３２を有する形態について説明したが、検出回路１３０は、乗算器１３１の代わりに差動増幅器を有する構成であってもよい。図７は、差動増幅器１３５を示す図である。差動増幅器１３５は、オペアンプ１３３と抵抗器Ｒ１～Ｒ４、入力端子１３５Ａ、１３５Ｂ、及び出力端子１３５Ｃを有する。このような差動増幅器１３５の入力端子１３５Ａ、１３５Ｂ、及び出力端子１３５Ｃを乗算器１３１の２個の入力端子及び出力端子の代わりに接続すればよい。すなわち、差動増幅器１３５は、検出電極１１１に接続される反転入力端子１３５Ｂと交流信号が印加される非反転入力端子１３５Ａとの電圧差を増幅して出力する。差動増幅器１３５は、２個の入力端子に入力される信号ＶＩＮ＋、ＶＩＮ－の差を増幅して出力端子から出力する。差動増幅器１３５の出力をＬＰＦ１３２に入力すれば、乗算器１３１及びＬＰＦ１３２を有する検出回路１３０と同様の出力信号が得られる。このため、差動増幅器を有する検出回路における検出感度の低下を抑制できる。また、検出回路１３０は１３０Ａから乗算器１３１の間に演算増幅器による積分回路を配置する事も可能である。

また、図８に示すように、マルチプレクサ（ＭＵＸ）１５０を含む構成であってもよい。この場合において、検出電極１１１は複数あるものとする。図８は、実施形態の変形例の静電容量検出装置１００Ｍを示す図である。静電容量検出装置１００Ｍは、センサ部１１０の出力側にマルチプレクサ１５０を設けるとともに、検出回路１３０の代わりに検出回路１３０Ｍを含む構成を有する。マルチプレクサ１５０は、選択部に対応し、複数の検出電極１１１のうちの１又は複数の検出電極１１１を時分割で選択する。また、検出回路１３０Ｍは、マルチプレクサ１５０（選択部）により選択された検出電極１１１から出力される検出信号と交流信号源１２０から出力される交流信号とに基づいて、検出電極１１１に近接する対象物と検出電極１１１との間の静電容量を検出する。位相調整回路１４０は、マルチプレクサ１５０により選択された１又は複数の検出電極１１１に応じて、交流信号の位相進み量を調節する。

マルチプレクサ１５０は、センサ部１１０と検出回路１３０Ｍとの間に設けられており、１２個の検出電極１１１をＸ方向に４つのグループＧ１～Ｇ４に分けて時分割で出力信号を取得して検出回路１３０Ｍに出力する。グループＧ１に含まれる３個の検出電極１１１は、マルチプレクサ１５０に最も近いため、マルチプレクサ１５０までの配線長が最も短く、グループＧ１～Ｇ４の中では配線の抵抗値が最も小さい。グループＧ４に含まれる３個の検出電極１１１は、マルチプレクサ１５０から最も遠いため、マルチプレクサ１５０までの配線長が最も長く、グループＧ１～Ｇ４の中では配線の抵抗値が最も大きい。このような配線長の差による時定数の差が、検出電極１１１から出力される位相差として静電容量検出装置１００Ｍの検出結果に与える影響が大きい場合には、静電容量検出装置１００Ｍのような構成が有用である。

検出回路１３０Ｍは、グループＧ１～Ｇ４の各々に含まれる３つの検出電極１１１の出力信号と、交流信号源１２０から出力される交流信号とに基づいて、３つの検出電極１１１と手Ｈ等の対象物との間の静電容量を時分割的に検出する。このため、検出回路１３０Ｍは、乗算器１３１及びＬＰＦ１３２を３つずつ有していればよい。

図９は、静電容量検出装置１００Ｍの各部の信号波形を示す図である。（Ａ）は交流信号源１２０の交流信号を示し、（Ｂ）は位相調整回路１４０による位相調整量が０度の場合のグループＧ１に含まれる検出電極１１１の出力信号を示し、（Ｃ）は位相調整回路１４０による位相調整量が０度の場合のグループＧ４に含まれる検出電極１１１の出力信号を示す。グループＧ１とＧ４を比べると、マルチプレクサ１５０に近くて配線長の短いグループＧ１の検出電極１１１の出力信号の位相遅れα１度の方が、グループＧ４の検出電極１１１の出力信号の位相遅れα４度よりも小さい。配線長が短い分だけ時定数が小さいためである。

図１０は、静電容量検出装置１００Ｍの位相調整回路１４０における位相調整量を説明する図である。図１０には、検出対象になるグループＧ１～Ｇ４、位相調整量α１度～α４度、及び時間区分Ｔ１～Ｔ４を示す。グループＧ１～Ｇ４を検出する時間の区分（時間区分）をＴ１～Ｔ４に分け、時間区分Ｔ１～Ｔ４において、それぞれ、位相調整回路１４０が交流信号源１２０から入力される交流信号の位相をα１度～α４度進めるようにすればよい。このようにすれば、グループ毎に配線長に応じた位相調整量α１度～α４度を用いて、検出回路１３０ＭでグループＧ１～Ｇ４の各々の検出電極１１１から出力される出力信号と、交流信号源１２０から出力される交流信号とを一致させて、検出電極１１１と手Ｈ等の対象物との間の静電容量を検出することができる。

したがって、信号の位相の遅延による検出感度の低下を抑制した静電容量検出装置１００Ｍ、及び、静電容量検出方法を提供することができる。特に、複数の検出電極１１１の配線長の違いによる出力信号の位相の差が検出結果に影響を与えるような場合には、マルチプレクサ１５０で時分割に検出し、グループ毎に位相調整量を設定することが非常に有用である。静電容量検出装置１００Ｍでは、検出回路１３０Ｍの出力信号の信号レベルは、グループ毎に検出電極１１１の出力信号と交流信号源１２０から出力される交流信号とを乗算してＬＰＦ１３２に通して得られる信号として最大の信号レベルが得られる。

以上、本発明の例示的な実施形態の静電容量検出装置、及び、静電容量検出方法について説明したが、本発明は、具体的に開示された実施形態に限定されるものではなく、特許請求の範囲から逸脱することなく、種々の変形や変更が可能である。

なお、本国際出願は、２０２０年８月２０日に出願した日本国特許出願２０２０－１３９６４５に基づく優先権を主張するものであり、その全内容は本国際出願にここでの参照により援用されるものとする。

１００、１００Ｍ 静電容量検出装置
１１０ センサ部
１２０ 交流信号源
１３０、１３０Ｍ 検出回路
１３５ 差動増幅器
１４０ 位相調整回路
１３１ 乗算器
１３２ ＬＰＦ
１４０Ａ 位相シフト回路
１４０Ｂ 反転増幅回路
１５０ マルチプレクサ

Claims (7)

1. １又は複数の検出電極と、
   前記検出電極に近接して配置されるシールド電極と、
   前記シールド電極に交流信号を供給する交流信号源と、
   前記検出電極から出力される検出信号と前記交流信号源から出力される交流信号とに基づいて、前記検出電極に近接する対象物と前記検出電極との間の静電容量を検出する検出回路と、
   前記交流信号源と前記シールド電極との間に設けられ、前記検出回路に入力される前記検出信号と前記交流信号との位相が揃うように、前記交流信号の位相を進める位相調整回路と
   含む、静電容量検出装置。
2. 前記位相調整回路は、
   前記交流信号の位相を遅らせる位相シフト回路と、
   前記交流信号の位相を反転させる反転増幅回路と
   を有する、請求項１に記載の静電容量検出装置。
3. 前記検出回路は、前記検出信号と前記交流信号とを乗算する乗算器を有する、請求項１又は２に記載の静電容量検出装置。
4. 前記検出回路は、前記乗算器の出力のうち遮断周波数以下の帯域成分を通過させるローパスフィルタをさらに有する、請求項３に記載の静電容量検出装置。
5. 前記検出回路は、前記検出電極に接続される反転入力端子と前記交流信号が印加される非反転入力端子との電圧差を増幅して出力する演算増幅器を有する、請求項１又は２に記載の静電容量検出装置。
6. 前記検出電極は複数あり、
   複数の前記検出電極のうちの１又は複数の前記検出電極を時分割で選択する選択部をさらに備え、
   前記検出回路は、前記選択部により選択された検出電極から出力される検出信号と前記交流信号源から出力される交流信号とに基づいて、前記検出電極に近接する対象物と前記検出電極との間の静電容量を検出し、
   前記位相調整回路は、前記選択部により選択された１又は複数の前記検出電極に応じて、前記交流信号の位相進み量を調節する、請求項１乃至５のいずれか１項に記載の静電容量検出装置。
7. １又は複数の検出電極と、
   前記検出電極に近接して配置されるシールド電極と
   を含む静電容量検出装置における静電容量検出方法であって、
   交流信号源から前記シールド電極に交流信号を供給するステップと、
   前記検出電極から出力される検出信号と前記交流信号源から出力される交流信号とに基づいて、前記検出電極に近接する対象物と前記検出電極との間の静電容量を検出するステップと、
   前記静電容量を検出するステップにおける前記検出信号と前記交流信号との位相が揃うように、前記交流信号の位相を進めるステップと
   含む、静電容量検出方法。
   
   
   
   
   
   
   
   

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