JP7403111B2 - 電力変換装置 - Google Patents

Description

本開示は、各種電気機器に使用される電力変換装置に関し、特に、ＤＣＤＣコンバータを備える電力変換装置に関する。

以下、従来の電力変換装置について説明する。従来の電力変換装置は、出力電圧を出力指示電圧に対して等しくなるように、電力変換装置に流す電流目標値を算出する第１コントローラと、電流目標値に対してコンバータ電流値をフィードバックして、電流を追従させるように電力変換装置を駆動するための信号を出力する電流コントローラとを用いることで出力電圧を安定させている。

なお、この出願の開示に関連する先行技術文献情報としては、例えば特許文献１が知られている。

特開２００８－１０９７３６号公報

しかしながら、従来の電力変換装置では、出力電圧に基づいて第１コントローラと第２コントローラとが動作するため、入力電圧が急変したときには出力電圧は不安定化し出力電圧の変動が大きくなるおそれがあるという課題を有する。

そこで本開示は入力電圧が大きく変動しても出力電圧を安定させることができる電力変換装置を提供することを目的とする。

そして、この目的を達成するために本開示の一形態に係る電力変換装置は、入力端子と、出力端子と、前記入力端子と前記出力端子とに接続され、スイッチング素子を有し、直流電力変換を行う変換回路が設けられたＤＣＤＣコンバータと、前記出力端子における第１電圧と前記変換回路を流れる第１電流と前記入力端子における第２電圧とを検出し、出力目標電圧および所定電圧を示す情報を取得し、複数の演算を実行することで、前記スイッチング素子を駆動させるためのＰＷＭ信号を発信する制御回路とを備え、前記制御回路は、前記出力目標電圧に前記第１電圧を近づけるための目標電流を算出する第１演算と、前記第１電流を前記目標電流に近づけるための第１時比率を算出する第２演算と、前記所定電圧と前記第２電圧とに基づいて第２時比率を算出する第３演算と、前記第１時比率と前記第２時比率とを用いることによって前記ＰＷＭ信号の駆動時比率を算出する第４演算とを実行し、前記駆動時比率をもつ前記ＰＷＭ信号を発信することで前記第１電圧を制御する。

本開示に係る電力変換装置によれば、出力目標電圧の値に対しての出力電圧の値を用いてのフィードバック制御と、所定電圧の値に対しての入力電圧の値を用いてのフィードフォワード制御とが実行される。これにより、入力電圧の値に急激な変動が生じた際においても、フィードフォワード制御によって出力電圧を所定電圧に短い時間で近づけることができる。この結果として、出力電圧は安定した値で維持されることができる。

実施の形態における電力変換装置の構成を示す第１回路ブロック図 実施の形態における電力変換装置の構成を示す第２回路ブロック図 実施の形態における電力変換装置の構成を示す第１演算ブロック図 実施の形態における電力変換装置の構成を示す第２演算ブロック図 実施の形態における電力変換装置の構成を示す第３回路ブロック図 実施の形態における電力変換装置の制御回路における各演算の出力範囲の一例を示すブロック図および電力変換装置の出力電圧の波形例を示す図 実施の形態における電力変換装置の制御回路における各演算の出力範囲の他の一例を示すブロック図および電力変換装置の出力電圧の波形例を示す図 図６Ａの動作例（第２演算部の出力範囲が－０．５～０．５）と図６Ｂの動作例（第２演算部の出力範囲が－０．３～０．３）における入力電圧と出力最大電圧の理論値および実測例を示す図

以下、本開示の実施の形態について図面を用いて説明する。

（実施の形態）
図１は実施の形態における電力変換装置１の構成を示す第１回路ブロック図である。

電力変換装置１は、入力端子２と出力端子３とＤＣＤＣコンバータ４と制御回路５とを備える。ＤＣＤＣコンバータ４には、スイッチング素子６を有した変換回路７が設けられている。

ＤＣＤＣコンバータ４は入力端子２と出力端子３とに接続されている。またＤＣＤＣコンバータ４は変換回路７を有し、変換回路７は入力端子２と出力端子３とに接続されている。変換回路７はスイッチング素子６を有していて、スイッチング素子６が所定の時比率（デューティ比）で接続状態と遮断状態とを繰り返すことで、入力端子２から入力された直流電圧を昇圧または降圧して出力端子３から外部に直流電圧を供給する直流電力変換を行う。なお、変換回路７には、リアクトル１３、平滑コンデンサ１４、および、整流素子１７が設けられているが、これらの詳細については、図２を用いて、説明する。

制御回路５は、出力端子３における第１電圧Ｖ１と変換回路７を流れる第１電流Ｉ１と入力端子２における第２電圧Ｖ２とを検出する。また、制御回路５は、スイッチング素子６を制御、駆動させるためのＰＷＭ信号を発信する。さらに制御回路５は、出力目標電圧Ｖ０、および、フィードフォワード制御における入力電圧の基準となる所定電圧（本実施の形態では、出力目標電圧Ｖ０）の情報を取得し、後述する複数の演算を実行する。なお、制御回路５は、ハードウェアとして、例えば、電流を検出する電流センサからの電圧および所定の箇所における電圧を取得するＡ／Ｄ変換器、ＰＷＭ信号を発信する駆動回路、複数の演算を行うプログラム、出力目標電圧Ｖ０および所定電圧を示す情報等を保持するメモリ、プログラムを実行するプロセッサ等で構成される。

制御回路５は、上述した複数の演算として、出力端子３における第１電圧Ｖ１を出力目標電圧Ｖ０で出力するために、第１演算と第２演算と第３演算と第４演算とを実行する。

第１演算では、出力目標電圧Ｖ０に第１電圧Ｖ１を近づけるための目標電流Ｉ０が、第１電圧Ｖ１と出力目標電圧Ｖ０とに基づいて算出される。第２演算では、第１電流Ｉ１を目標電流Ｉ０に近づけるための第１時比率が算出される。第３演算では、第２電圧Ｖ２と所定電圧（本実施の形態では、出力目標電圧Ｖ０）とに基づいて第２時比率が算出される。第４演算では、第１時比率と第２時比率とを用いることによってＰＷＭ信号の駆動時比率が算出される。

以上の構成および動作によって、出力目標電圧の値に対しての現時点での出力電圧の値を用いて、電流値の制御を行う第１演算および第２演算によるフィードバック制御と、所定電圧（本実施の形態では、出力目標電圧）の値に対しての現時点での入力電圧の値を用いて第３演算によるフィードフォワード制御とが実行される。いいかえると、出力目標電圧の値に対しての現時点での出力電圧の値を用いてのフィードバック制御に基づく第１時比率のＰＷＭ信号と、出力目標電圧の値に対しての現時点での入力電圧の値を用いてのフィードフォワード制御に基づく第２時比率のＰＷＭ信号との双方を用いて出力電圧が制御される。

これにより、入力電圧の値に急激な変動が生じた場合においても、従来技術のようにフィードバック制御を繰り返すことなく、フィードフォワード制御によって出力電圧の値を短い時間で出力目標電圧に近づけることができる。この結果として、出力電圧は安定した値で維持されることができる。

以下で、図２の実施の形態における電力変換装置の構成を示す第２回路ブロック図を用いて電力変換装置１の動作の詳細について説明する。ここでは車両８の車体９に設けられた電力変換装置１が第１バッテリー１０と第２バッテリー１１とに接続されている。そして、電力変換装置１が第２バッテリー１１の電力を用いて第１バッテリー１０を出力目標電圧Ｖ０に充電する。また、第１バッテリー１０の電圧は、第２バッテリー１１の電圧よりも低い。

車両８の搭乗者が例えばイグニションスイッチをオンさせるなどで車両８を起動させるための指示を行うと、車体９に搭載された車両制御部１２は制御回路５に起動信号Ｓ１を発信する。制御回路５は、起動信号Ｓ１をＴ０のタイミングで受信すると、Ｔ０のタイミングでの出力端子３における第１電圧Ｖ１と入力端子２における第２電圧Ｖ２と変換回路７を流れる第１電流Ｉ１とを検出する。いいかえると制御回路５は、出力端子３に接続された第１バッテリー１０の電圧と、入力端子２に接続された第２バッテリー１１の電圧とを検出する。

第１電流Ｉ１の検出は、直列に接続されたスイッチング素子６とリアクトル１３とを流れる電流に対応した信号を、シャント抵抗および電圧増幅回路等の電流センサ（図示せず）が制御回路５に発信することによって行えばよい。ここでは変換回路７には、降圧動作のための構成の一例として、リアクトル１３と出力端子３との接続点１５とグランドとの間に接続された平滑コンデンサ１４と、スイッチング素子６とリアクトル１３との接続点１６とグランドとの間に接続された整流素子１７とが設けられている。そして電流センサ（図示せず）は接続点１６と出力端子３との間の電流に対応した信号を、電流センサ（図示せず）が制御回路５に発信することによって行う。以上の電流や電圧の検出は制御回路５が有するＡ／Ｄ変換器等の検出回路（図示せず）が実行すればよい。ここで整流素子１７はスイッチング素子（図示せず）に置き換えてもよい。そして整流素子１７に置き換えられるスイッチング素子（図示せず）はスイッチング素子６とは反転した開閉動作をすればよい。

また、制御回路５は、スイッチング素子６を制御、駆動させるためのＰＷＭ信号を発信する。ＰＷＭ信号の発信は制御回路５が有する駆動回路１８が実行すればよい。なお、Ｔ０のタイミングでは、制御回路５はスイッチング素子６をオン、オフさせるためのＰＷＭ信号である制御信号Ｓ２は発信していなくてよい。その場合、制御回路５は所定の時比率として予め設定された初期時比率を有したＰＷＭ信号である制御信号Ｓ２を発信してもよい。

制御回路５は出力目標電圧Ｖ０の情報を取得する。出力目標電圧Ｖ０は予め制御回路５が有するメモリ等の記憶回路（図示せず）に記憶された値であってよい。あるいは、出力目標電圧Ｖ０は車両８の起動時に車両制御部１２から制御回路５へ発信されてもよい。

ここで、図３の実施の形態における電力変換装置の構成を示す第１演算ブロック図を用いて制御回路５における演算手順（つまり、電力変換装置の制御方法）を説明する。図３に示されるように、制御回路５は、機能構成として、第１演算を実行する第１演算部５Ａ、第２演算を実行する第２演算部５Ｂ、第３演算を実行する第３演算部５Ｃ、第４演算を実行する第４演算部５Ｄを有する。各演算は、本実施の形態では、デジタル演算によって行われる。

まず、Ｔ０のタイミングで、制御回路５の第１演算部５Ａは、検出された出力端子３における第１電圧Ｖ１と出力目標電圧Ｖ０とを比較する。さらに第１演算部５Ａは、第１電圧Ｖ１と出力目標電圧Ｖ０との差分に基づいて、第１電圧Ｖ１を出力目標電圧Ｖ０に近づけるあるいは一致させるために変換回路７が、供給すべき電流値である目標電流Ｉ０を第１演算によって設定する。例えば、第１演算部５Ａは、第１電圧Ｖ１と出力目標電圧Ｖ０との差分、および、その差分の直近の一定期間における積分値をゼロに近づけるための関数に従って演算することで、目標電流Ｉ０を算出する。

なお、Ｔ０のタイミングは第１電圧Ｖ１を適切な値にする制御を実行するための動作をスタートさせるタイミングである。そして、第１電圧Ｖ１を適切な値にする制御を実行するための動作は制御回路５において所定の周期で繰り返し実行される。

第１演算部５Ａにおいて第１演算が実行されたあと、制御回路５の第２演算部５Ｂで第２演算が実行される。第２演算では、第１演算で設定された目標電流Ｉ０を用いて、変換回路７で検出された第１電流Ｉ１を目標電流Ｉ０に近づけるあるいは一致させるための第１時比率が算出される。例えば、第２演算部５Ｂは、第１電流Ｉ１と目標電流Ｉ０との差分、および、その差分の直近の一定期間における積分値をゼロに近づけるための関数に従って演算することで、第１時比率を算出する。

なお、第１時比率を算出するために用いる第１電流Ｉ１は、Ｔ０のタイミングで検出された値であっても、あるいは第１演算の後で実行される第２演算が実行されるＴ１のタイミングで検出された値であってもよい。第１電流Ｉ１は変換回路７のどの箇所で検出されてもよい。いいかえると第１電流Ｉ１の検出箇所は不問である。

第１演算部５Ａでの第１演算の実行と並行して、あるいは第２演算部５Ｂでの第２演算の実行と並行して、制御回路５の第３演算部５Ｃで第３演算が実行される。第３演算では、Ｔ０のタイミングで検出された出力目標電圧Ｖ０と入力端子２における第２電圧Ｖ２との比率に基づいて、第２時比率が算出される。ここで第２時比率は、出力目標電圧Ｖ０を第２電圧Ｖ２で除した値としてよい。例えば、第３演算部５Ｃは、出力目標電圧Ｖ０を第２電圧Ｖ２で除した値（Ｖ０／Ｖ２）を第２時比率として算出する。

第１演算と第２演算と第３演算との実行のあと、制御回路５の第４演算部５Ｄで第４演算が実行される。第４演算では、第２演算で算出された第１時比率と第３演算で算出された第２時比率とを用いることによってＰＷＭ信号の駆動時比率を算出する。そして、駆動時比率を有したＰＷＭ信号が制御信号Ｓ２として制御回路５から発信されてスイッチング素子６の制御や駆動に用いられる。

本実施の形態では、第３演算において出力目標電圧Ｖ０と入力端子２における第２電圧Ｖ２との比率に基づいて、第２時比率が算出される。これにより、第１電圧Ｖ１は第２電圧Ｖ２の変動に早く追従した値として出力されることが可能となる。

このとき、第４演算で算出される駆動時比率は、第１時比率と第２時比率との和によって算出されるとよい。第１時比率は、先にも説明したように、出力電圧に相当する第１電圧Ｖ１に対応して変換回路７が出力する目標電流Ｉ０を調整するためにフィードバック制御によって決定される。また、第２時比率は先にも説明したように、入力電圧に相当する第２電圧Ｖ２に対応して第１電圧Ｖ１を調整するためにフィードフォワード制御によって決定される。

いいかえると、フィードフォワード制御に用いられる第２時比率は誤差成分を多く含む可能性があるため、フィードバック制御に用いられる第１時比率を補正演算に適用している。そして、駆動時比率が第１時比率と第２時比率との和演算によって得られる。この結果、駆動時比率は容易な演算で得られることで制御は汎用性が高く容易に実行が可能であり、入力電圧の値に急激な変動が生じた場合においても、従来技術のようにフィードバック制御を繰り返すことなく、フィードバック制御に加えてフィードフォワード制御を用いることによって出力電圧の値を短い時間で出力目標電圧に近づけることができる。その結果、出力電圧は安定した値で維持されることができる。

また、図４の実施の形態における電力変換装置の構成を示す第２演算ブロック図に示すように、第３演算では、フィードフォワード制御における入力電圧の基準となる所定電圧として、予め設定された定数である出力定数電圧ＶＸが制御回路５に与えられたうえで、出力定数電圧ＶＸと第２電圧Ｖ２との比率に基づいて、第２時比率が算出されてもよい。

これにより、第３演算部５Ｃによって得られる第２時比率は入力端子２における第２電圧Ｖ２の値ではなく出力定数電圧ＶＸに依存することとなる。この結果として、第１電圧Ｖ１は安定した値として出力されることが可能となる。

ここで駆動時比率は、第１時比率と第２時比率との積によって算出されてもよい。第１時比率は先にも説明したように、出力電圧に相当する第１電圧Ｖ１に対応して変換回路７に流す目標電流Ｉ０を調整するためにフィードバック制御によって決定される。また、第２時比率は先にも説明したように、入力電圧に相当する第２電圧Ｖ２に対応して第１電圧Ｖ１を調整するためにフィードフォワード制御によって決定される。

いいかえると、フィードフォワード制御に用いられる第２時比率は誤差成分を多く含む可能性があるため、フィードバック制御に用いられる第１時比率を補正演算に適用している。これにより、駆動時比率は第１時比率と第２時比率との積演算によって補正演算された値として得られる。ここのとき厳密には、入力電圧に相当する第２電圧Ｖ２が出力電圧に相当する第１電圧Ｖ１よりも高い状態でＤＣＤＣコンバータ４を降圧動作させ、フィードバック制御のゲインが第２電圧Ｖ２に反比例する値に設定されたうえで第１時比率が決定されるとよい。

これにより、ＤＣＤＣコンバータ４が降圧動作するときには第２電圧Ｖ２の変動にかかわらず第１電圧Ｖ１の変動を抑制することができ、駆動時比率におけるゲイン調整が容易となる。この結果、駆動時比率は容易な演算で得られることで制御は汎用性が高く容易に実行が可能であり、入力電圧の値に急激な変動が生じた場合においても、従来技術のようにフィードバック制御を繰り返すことなく、フィードバック制御に加えてフィードフォワード制御を用いることによって出力電圧の値を短い時間で出力目標電圧に近づけることができる。その結果、出力電圧は安定した値で維持されることができる。

以上の構成および動作によって、出力目標電圧の値に対しての現時点での出力電圧の値を用いて、電流値の制御を行う第１演算および第２演算によるフィードバック制御と、出力目標電圧の値に対しての現時点での入力電圧の値を用いて第３演算によるフィードフォワード制御との双方が実行され、出力電圧が制御される。いいかえると、出力目標電圧の値に対しての現時点での出力電圧の値を用いてのフィードバック制御に基づく第１時比率のＰＷＭ信号と、出力目標電圧の値に対しての現時点での入力電圧の値を用いてのフィードフォワード制御に基づく第２時比率のＰＷＭ信号との双方を用いて出力電圧が制御される。

これにより、入力電圧の値に急激な変動が生じた場合においても、フィードバック制御を繰り返すことなくフィードフォワード制御によって出力電圧の値を短い時間で出力目標電圧に近づけることができる。この結果として、出力電圧は安定した値で維持されることができる。

先にも述べたように、図３に示されるように、駆動回路１８は第４演算部５Ｄから発せられる駆動時比率に対応してスイッチング素子６をオン、オフさせ、かつ、スイッチング素子６Ａをオフ、オンさせるよう、制御信号を出力する。スイッチング素子６Ａに対する制御信号は、スイッチング素子６に対する制御信号とは反転した信号とするため、スイッチング素子６に対する制御信号をインバータ１８Ａによって反転させることで得るとよい。いいかえると、スイッチング素子６に対する制御信号は第４演算部５Ｄから発せられる駆動時比率のＰＷＭ信号を適用するとよい。そしてスイッチング素子６Ａに対する制御信号は、第４演算部５Ｄから発せられる駆動時比率のＰＷＭ信号を反転させて適用するとよい。

ここで、図５の実施の形態における電力変換装置の構成を示す第３回路ブロック図に示すように、ＤＣＤＣコンバータ４には、並列に接続された複数の変換回路７Ａ、７Ｂ、７Ｃ、７Ｄが設けられてもよい。つまり、複数の変換回路７Ａ、７Ｂ、７Ｃ、７Ｄは、各入力端子が互いに接続され、各出力端子が互いに接続されている。図では変換回路７Ａ、７Ｂ、７Ｃ、７Ｄの４相で構成された変換回路７を一例として用いているが、Ｎ相からなる複数（Ｎは整数）が並列接続されることで構成された変換回路７であってよい。

ここで制御回路５は、個々の変換回路７である変換回路７Ａ、７Ｂ、７Ｃ、７Ｄに対して個別に駆動時比率を算出する。このとき、第１演算は先に説明した動作が同様に実行される。

第２演算では個々の変換回路７である変換回路７Ａ、７Ｂ、７Ｃ、７Ｄに対して第１演算で設定された目標電流Ｉ０を相数で除したＩ０／４の値を用いて、第１電流Ｉ１Ａ、Ｉ１Ｂ、Ｉ１Ｃ、Ｉ１ＤをＩ０／４に近づけるあるいは一致させるための個別の相に対する第１時比率が算出される。第３演算は先に説明した動作が同様に実行されて第２時比率が算出される。第４演算でも同様に、第２演算で算出された第１時比率と第３演算で算出された第２時比率とを用いることによって個別の相に対するＰＷＭ信号の駆動時比率を算出する。

以上の構成および動作によって、個別の変換回路７Ａ、７Ｂ、７Ｃ、７Ｄに対する個別の制御が実行され、第１電流Ｉ１Ａ、Ｉ１Ｂ、Ｉ１Ｃ、Ｉ１Ｄの総和に相当する第１電流Ｉ１が安定し、電力変換装置１は第１電圧Ｖ１を安定して出力することができる。

図６Ａは、実施の形態における電力変換装置１の制御回路５における各演算の出力範囲の一例を示すブロック図（図６Ａの（ａ））、および、電力変換装置１の出力電圧の波形例（図６Ａの（ｂ））を示す図である。

図６Ａの（ａ）に示されるブロック図では、図３における第２演算部５Ｂ、第３演算部５Ｃ、および、第４演算部５Ｄの出力範囲例が示されている。

第２演算部５Ｂは、第１演算部５Ａから出力された目標電流Ｉ０と変換回路７を流れる第１電流Ｉ１とを用いて所定演算を行うことで暫定時比率を算出し、算出した暫定時比率が所定最小値－０．５より小さい場合には－０．５を第１時比率として出力し、暫定時比率が－０．５以上０．５以下である場合にはその暫定時比率をそのまま第１時比率として出力し、暫定時比率が所定最大値０．５を超える場合には０．５を第１時比率として出力する。つまり、第２演算部５Ｂは、－０．５～０．５の出力範囲内にクランプした第１時比率を出力する。なお、所定演算は、例えば、第１電流Ｉ１と目標電流Ｉ０との差分、および、その差分の直近の一定期間における積分値をゼロに近づけるための関数であり、制御回路５のプロセッサが実数として表現可能な範囲（例えば、指数部が１２７～－１２６で仮数部が１０２３～－１０２２で表現される浮動小数点）の値を出力し得る関数である。

同様に、第３演算部５Ｃは、所定電圧（本実施の形態では、出力目標電圧Ｖ０）を第２電圧Ｖ２で除することで、０．０～１．０の出力範囲内にクランプした第２時比率を出力する。

また、第４演算部５Ｄは、第２演算部５Ｂが出力した第１時比率と第３演算部５Ｃが出力した第２時比率とを加算し、０．１～０．９の出力範囲内にクランプした駆動時比率を出力する。

図６Ａの（ｂ）は、図６Ａの（ａ）で示される出力範囲で各演算が出力する場合における電力変換装置１の出力電圧の波形例が示されている。横軸は、時間であり、縦軸は、出力電圧である。入力電圧（つまり、第２電圧Ｖ２）がパルス的に４８Ｖ（図中の「Ｐ１：４８Ｖ」）となった場合の出力電圧の波形が示されている。出力目標電圧Ｖ０は、１５．６８Ｖ（図中の「出力設定値：１５．６８Ｖ」）である。本図に示されるように、出力電圧がパルス的に３８Ｖ（図中の「Ｐ２＝３８Ｖ」）まで上昇していることがわかる。

図６Ｂは、実施の形態における電力変換装置１の制御回路５における各演算の出力範囲の他の一例を示すブロック図（図６Ｂの（ａ））、および、電力変換装置１の出力電圧の波形例（図６Ｂの（ｂ））を示す図である。

図６Ｂの（ａ）に示されるように、この例では、第２演算部５Ｂの出力範囲が－０．３～０．３と、図６Ａに示される場合よりも狭められている。

図６Ｂの（ｂ）に示されるように、この例では、図６Ａと同様の条件において、出力電圧がパルス的に２９Ｖ（図中の「Ｐ２＝２９Ｖ」）までの上昇に抑えられていることがわかる。

図６Ａおよび図６Ｂを比較してわかるように、出力目標電圧Ｖ０が１５．６８Ｖに設定されるケースにおいて、第２電圧Ｖ２が４８Ｖ一定条件下にて、異常状態（第１電圧Ｖ１を検知する抵抗がドリフトした）時、図６Ａに示されるように、第２演算部５Ｂの出力範囲が－０．５～０．５の範囲内にクランプされているときには、電力変換装置１の出力最大電圧は３８Ｖであったが、図６Ｂに示されるように、第２演算部５Ｂの出力範囲が－０．３～０．３の範囲内にクランプされているときには、電力変換装置１の出力最大電圧は２９Ｖに抑えられている。

図７は、図６Ａの動作例（第２演算部５Ｂの出力範囲が－０．５～０．５）と図６Ｂの動作例（第２演算部５Ｂの出力範囲が－０．３～０．３）における入力電圧と出力最大電圧の理論値および実測例を示す図である。横軸は、入力電圧（つまり、第２電圧Ｖ２）であり、縦軸は、出力最大電圧である。なお、出力目標電圧Ｖ０は、１５．６８Ｖである。

図７において、直線７ａは、第４演算部５Ｄが駆動時比率として０．９を出力したときの出力最大電圧を示す。出力電圧＝駆動時比率×入力電圧が成り立つので、直線７ａは、出力最大電圧＝０．９×入力電圧の直線を示す。

曲線７ｂは、第２演算部５Ｂが最大値０．５を出力した場合の出力最大電圧の理論値を示す曲線である。曲線７ｃは、第２演算部５Ｂが最大値０．５を出力した場合の出力最大電圧の実測値を示す曲線である。

曲線７ｄは、第２演算部５Ｂが最大値０．３を出力した場合の出力最大電圧の理論値を示す曲線である。曲線７ｅは、第２演算部５Ｂが最大値０．３を出力した場合の出力最大電圧の実測値を示す曲線である。

曲線７ｆは、定格動作（つまり、入力電圧が安定しており、出力電圧が出力目標電圧Ｖ０（１５．６８Ｖ）になっている状態）の出力最大電圧の理論値を示す曲線である。

図７からわかるように、第２演算部５Ｂの出力が最大値０．５、および、最大値０．３のいずれの場合であっても、出力最大電圧の実測値は、出力最大電圧の理論値によく合っている。出力最大電圧の実測値が出力最大電圧の理論値より小さめなのは、主に制御回路５での制御および演算におけるデッドタイムの影響と考えられる。

第２演算部５Ｂの出力が最大値０．５の場合（曲線７ｂおよび７ｃ）、および、最大値０．３の場合（曲線７ｄおよび７ｅ）を比較して分かるように、入力電圧がプロット上の最大値５４Ｖである場合、第２演算部５Ｂの出力の最大値が０．５であるときには（曲線７ｂおよび７ｃ）出力最大電圧が約４３Ｖになるところが、第２演算部５Ｂの出力の最大値が０．３であるときには（曲線７ｄおよび７ｅ）出力最大電圧が約３２Ｖに抑えられている。後者のケースでは、通常使用電圧１５．６８Ｖに対し、第２演算部５Ｂの出力の最大値を０．５にした場合に比べ、異常状態でも第１電圧Ｖ１が問題になるレベルまでは上昇しなくなる。

以上のように、本実施の形態に係る電力変換装置１は、入力端子２と、出力端子３と、入力端子２と出力端子３とに接続され、スイッチング素子６等を有し、直流電力変換を行う変換回路７が設けられたＤＣＤＣコンバータ４と、出力端子３における第１電圧と変換回路７を流れる第１電流と入力端子２における第２電圧とを検出し、出力目標電圧および所定電圧を示す情報を取得し、複数の演算を実行することで、スイッチング素子６等を駆動させるためのＰＷＭ信号を発信する制御回路５とを備え、制御回路５は、出力目標電圧に第１電圧を近づけるための目標電流を算出する第１演算と、第１電流を目標電流に近づけるための第１時比率を算出する第２演算と、所定電圧と第２電圧とに基づいて第２時比率を算出する第３演算と、第１時比率と第２時比率とを用いることによってＰＷＭ信号の駆動時比率を算出する第４演算とを実行し、駆動時比率をもつＰＷＭ信号を発信することで第１電圧を制御する。

これにより、従来技術のようにフィードバック制御だけを繰り返すのでなく、第１演算および第２演算によるフィードバック制御に加えて、第３演算によるフィードフォワード制御によって出力電圧の値を短い時間で出力目標電圧に近づける制御が行われるので、入力電圧が大きく変動しても出力電圧を安定させることができる。

ここで、制御回路５は、第４演算において、駆動時比率を、第１時比率と第２時比率との和によって算出してもよいし、駆動時比率を、第１時比率と第２時比率との積によって算出してもよい。これにより、第１演算および第２演算によるフィードバック制御と第３演算によるフィードフォワード制御との両方を用いて出力電圧が安定化される。

また、ＤＣＤＣコンバータ４は、並列に接続された第１から第Ｎ（Ｎは整数）までの複数の変換回路を有し（図５では、例として第１から第４（７Ａ～７Ｄ）の場合を示す）、制御回路５は、複数の変換回路７Ａ～７Ｄのそれぞれに対して個別に駆動時比率を算出し、個別に算出した駆動時比率をもつＰＷＭ信号を対応する変換回路７Ａ～７Ｄに発信することで第１電圧を制御してもよい。これにより、安定した出力制御が維持された状態で、大きな出力電流を供給できる電力変換装置が実現される。

また、制御回路５は、電力変換装置１の外部から起動信号を受信した時点で、第１演算と、第２演算と、第３演算と、第４演算とを実行し、駆動時比率をもつＰＷＭ信号を発信することで第１電圧を制御してもよい。これにより、車両のイグニションスイッチ等の外部からの起動信号と連動して動作を開始する電力変換装置が実現される。

また、所定電圧は、出力目標電圧であってもよい。これにより、第１演算および第２演算によるフィードバック制御と第３演算によるフィードフォワード制御とが同一のパラメータを用いることとなり、制御が簡素化され得る。

また、制御回路５は、第２演算において、第１電流と目標電流とから所定演算を行うことで暫定時比率を算出し、算出した暫定時比率が所定最大値を超える場合に所定最大値を第１時比率として算出してもよい。これにより、入力電圧が大きく変動した場合であっても、出力最大電圧を所望値内に抑えることが可能になる。

また、本実施の形態に係る電力変換装置１の制御方法は、制御回路５が、出力目標電圧に第１電圧を近づけるための目標電流を算出する第１演算を実行するステップ（第１演算部５Ａでの処理）と、制御回路５が、第１電流を目標電流に近づけるための第１時比率を算出する第２演算を実行するステップ（第２演算部５Ｂでの処理）と、制御回路５が、所定電圧と第２電圧とに基づいて第２時比率を算出する第３演算を実行するステップ（第３演算部５Ｃでの処理）と、制御回路５が、第１時比率と第２時比率とを用いることによってＰＷＭ信号の駆動時比率を算出する第４演算を実行するステップ（第４演算部５Ｄでの処理）と、制御回路５が、駆動時比率をもつＰＷＭ信号を発信することで第１電圧を制御するステップ（駆動回路１８での処理）とを含む。

これにより、従来技術のようにフィードバック制御だけを繰り返すのでなく、第１演算および第２演算によるフィードバック制御に加えて、第３演算によるフィードフォワード制御によって出力電圧の値を短い時間で出力目標電圧に近づける制御が行われるので、入力電圧が大きく変動しても出力電圧を安定させることができる。

以上、本開示に係る電力変換装置およびその制御方法について、実施の形態およびその変形例に基づいて説明したが、本開示は、これらの実施の形態および変形例に限定されるものではない。本開示の主旨を逸脱しない限り、当業者が思いつく各種変形を本実施の形態および変形例に施したものや、実施の形態および変形例における一部の構成要素を組み合わせて構築される別の形態も、本開示の範囲内に含まれる。

例えば、図６Ａ、図６Ｂおよび図７に示される電力変換装置では、第３演算部５Ｃが所定電圧として目標出力電圧を用いること、および、第４演算部５Ｄが第１時比率と第２時比率との和によって駆動時比率を算出することを前提としたが、この前提に限られない。第３演算部５Ｃが所定電圧として目標出力電圧とは独立した出力定数電圧ＶＸを用いてもよいし、第４演算部５Ｄが第１時比率と第２時比率との積によって駆動時比率を算出してもよい。いずれの前提であっても、第２演算部５Ｂの出力範囲をより狭い範囲にクランプすることで、入力電圧の変動時における出力最大電圧を抑制することができる。

また、車両制御部１２と制御回路５とは便宜上異なる要素として説明しているが、同一の要素として車体９に配置されていてもよい。

本実施の形態では、電力変換装置１で電圧を降圧させる動作を用いて説明しているが、本開示に係る電力変換装置１は降圧動作に限ったものではない。いいかえると、電力変換装置１は、第１バッテリー１０と第２バッテリー１１との電圧の高低関係を入れ替え、昇圧動作を実行するように変換回路７が構成されてよい。

また、上記実施の形態では、制御回路５は、出力目標電圧Ｖ０および所定電圧を示す情報を内部に保持するメモリから取得したが、外部から取得してもよい。

また、本開示は、電力変換装置の制御方法を実行するプログラム、そのプログラムが記録されたコンピュータ読み取り可能なＤＶＤ等の非一時的な記録媒体の提供を目的としてもよい。

本開示の電力変換装置は、出力電圧が安定した値で維持されるという効果を有し、各種電気機器におけるＤＣＤＣコンバータとして、有用である。

１ 電力変換装置
２ 入力端子
３ 出力端子
４ ＤＣＤＣコンバータ
５ 制御回路
５Ａ 第１演算部
５Ｂ 第２演算部
５Ｃ 第３演算部
５Ｄ 第４演算部
６ スイッチング素子
６Ａ スイッチング素子
７ 変換回路
７Ａ、７Ｂ、７Ｃ、７Ｄ 変換回路
８ 車両
９ 車体
１０ 第１バッテリー
１１ 第２バッテリー
１２ 車両制御部
１３ リアクトル

Claims (7)

1. 入力端子と、
   出力端子と、
   前記入力端子と前記出力端子とに接続され、スイッチング素子を有し、直流電力変換を行う変換回路が設けられたＤＣＤＣコンバータと、
   前記出力端子における第１電圧と前記変換回路を流れる第１電流と前記入力端子における第２電圧とを検出し、出力目標電圧および所定電圧を示す情報を取得し、複数の演算を実行することで、前記スイッチング素子を駆動させるためのＰＷＭ信号を発信する制御回路とを備え、
   前記制御回路は、
   前記出力目標電圧に前記第１電圧を近づけるための目標電流を算出する第１演算と、
   前記第１電流を前記目標電流に近づけるための第１時比率を算出する第２演算と、
   前記所定電圧と前記第２電圧とに基づいて第２時比率を算出する第３演算と、
   前記第１時比率と前記第２時比率とを用いることによって前記ＰＷＭ信号の駆動時比率を算出する第４演算とを実行し、
   前記駆動時比率をもつ前記ＰＷＭ信号を発信することで前記第１電圧を制御し、
   前記制御回路は、前記第４演算において、前記駆動時比率を、前記第１時比率と前記第２時比率との積によって算出する、
   電力変換装置。
2. 入力端子と、
   出力端子と、
   前記入力端子と前記出力端子とに接続され、スイッチング素子を有し、直流電力変換を行う変換回路が設けられたＤＣＤＣコンバータと、
   前記出力端子における第１電圧と前記変換回路を流れる第１電流と前記入力端子における第２電圧とを検出し、出力目標電圧および所定電圧を示す情報を取得し、複数の演算を実行することで、前記スイッチング素子を駆動させるためのＰＷＭ信号を発信する制御回路とを備え、
   前記制御回路は、
   前記出力目標電圧に前記第１電圧を近づけるための目標電流を算出する第１演算と、
   前記第１電流を前記目標電流に近づけるための第１時比率を算出する第２演算と、
   前記所定電圧と前記第２電圧とに基づいて第２時比率を算出する第３演算と、
   前記第１時比率と前記第２時比率とを用いることによって前記ＰＷＭ信号の駆動時比率を算出する第４演算とを実行し、
   前記駆動時比率をもつ前記ＰＷＭ信号を発信することで前記第１電圧を制御し、
   前記制御回路は、前記第２演算において、前記第１電流と前記目標電流とから所定演算を行うことで暫定時比率を算出し、算出した前記暫定時比率が所定最大値を超える場合に前記所定最大値を前記第１時比率として算出する、
   電力変換装置。
3. 前記制御回路は、前記第４演算において、前記駆動時比率を、前記第１時比率と前記第２時比率との和によって算出する、
   請求項２に記載の電力変換装置。
4. 前記制御回路は、前記第４演算において、前記駆動時比率を、前記第１時比率と前記第２時比率との積によって算出する、
   請求項２に記載の電力変換装置。
5. 前記ＤＣＤＣコンバータは、並列に接続された第１から第Ｎ（Ｎは整数）までの複数の前記変換回路を有し、
   前記制御回路は、
   複数の前記変換回路のそれぞれに対して個別に前記駆動時比率を算出し、
   個別に算出した前記駆動時比率をもつ前記ＰＷＭ信号を対応する前記変換回路に発信することで前記第１電圧を制御する、
   請求項１又は２に記載の電力変換装置。
6. 前記制御回路は、前記電力変換装置の外部から起動信号を受信した時点で、前記第１演算と、前記第２演算と、前記第３演算と、前記第４演算とを実行し、前記駆動時比率をもつ前記ＰＷＭ信号を発信することで前記第１電圧を制御する、
   請求項１又は２に記載の電力変換装置。
7. 前記所定電圧は、前記出力目標電圧である、
   請求項１又は２に記載の電力変換装置。

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