JP7386577B2 - 検出回路 - Google Patents

Description

本発明は、センサー信号を検出する検出回路に関する。

センサー信号の検出手法として、Ｔｉｍｅ－ｏｖｅｒ－Ｔｈｒｅｓｈｏｌｄ法（ＴｏＴ法）が知られている（例えば、特許文献１参照）。ＴｏＴ法を採用するＴｏＴ検出回路は、入力されたセンサー信号に対して設定された閾値を越えた時間幅を計測する。センサー信号が短時間幅電流パルス信号である場合には、１次のセミガウシアン波形整形回路を通過させた調整信号をＴｏＴ検出回路に入力する。このようにして時間幅を計測すれば、ＡＤＣ（Ａｎａｌｏｇ－ｔｏ－Ｄｉｇｉｔａｌ Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ）を用いることなく、計測された時間幅から調整信号の波高値を計測することができる。調整信号の波高値は、センサーが捉えた信号量の推定に利用し得る。ＴｏＴ検出回路は、ＡＤＣを実装する必要がないので、比較的シンプルかつ小規模に実現し得る。

特許第５５３１０２１号公報

従来のＴｏＴ法によると、センサー信号が短時間幅電流パルス信号である場合には、セミガウシアン波形整形回路を経て調整された調整信号の波高値と時間幅の非線形性により、検出した時間幅を波高値へ変換する処理が複雑であった。また、当該調整信号の波高の違いによって信号の立ち上がりに差が生じ、調整信号が閾値に到達するまでの時間にばらつきが生じるタイムウォークの問題もあった。

本発明は、このような問題を解決するためになされたものであり、波高値と時間幅の線形成を確保しつつ、タイムウォークの影響を抑制した検出回路を提供するものである。

本発明の一態様における検出回路は、入力されたセンサー信号をコピーして第１入力信号と第２入力信号を並列して出力するカレントミラー回路と、第１入力信号を入力すると経過時間に対する電圧変動を設定された基準変動に沿うように調整して調整信号を出力する波形整形回路と、調整信号の電圧値と基準電圧値を比較して第１比較信号を出力する電圧コンパレータと、第２入力信号の電流値と基準電流値を比較して第２比較信号を出力する電流コンパレータと、第１比較信号と第２比較信号に対して論理演算を行って、第２比較信号の開始時点から第１比較信号の終了時点まで継続する検出信号を出力する論理演算回路とを備える。

本発明により、波高値と時間幅の線形成を確保しつつ、タイムウォークの影響を抑制した検出回路を提供することができる。

本実施形態で扱うセンサー信号の波形例を示すグラフである。 従来技術において一般的に用いられる１次のセミガウシアン波形整形回路へ入力した場合に得られる出力波形の例を示す。 図２のグラフの立ち上がり領域を拡大したグラフである。 本実施形態に係る検出回路の全体構成を示す回路図である。 カレントミラー回路の具体的な回路例である。 波形整形回路の具体的な回路例である。 波形整形回路の出力信号である調整信号の波形例を示すグラフである。 スルーレート制限抵抗回路の具体的な回路例である。 ワンショット回路の具体的な回路例である。 論理演算回路の入力波形と出力波形の具体例を示す図である。 波高値と時間幅の相関を示すグラフである。 従来のＴｏＴ検出回路における検出結果の例である。 本実施形態に係る検出回路の一実施例における検出結果の例である。

以下、発明の実施の形態を通じて本発明を説明するが、特許請求の範囲に係る発明を以下の実施形態に限定するものではない。また、実施形態で説明する構成の全てが課題を解決するための手段として必須であるとは限らない。

図１は、本実施形態で扱うセンサー信号Ｓ_ｉｎの波形例を示すグラフである。センサー信号Ｓ_ｉｎは、例えばシンチレーション光を検出する光検出器の出力信号である短時間幅電流パルス信号である。横軸は経過時間を示し、縦軸はセンサー信号の電流値を示す。ここではセンサー信号Ｓ_ｉｎとして、信号Ｓ_ａ、Ｓ_ｂ、Ｓ_ｃの３つの例を示す。それぞれのセンサー信号は、センサーで検出された信号量ｑに応じたピーク電流値を示す。具体的には、信号Ｓ_ａのピーク電流値はその信号量ｑ_ａに比例し、信号Ｓ_ｂのピーク電流値はその信号量ｑ_ｂ（＞ｑ_ａ）に比例し、信号Ｓ_ｃのピーク電流値はその信号量ｑ_ｃ（＞ｑ_ｂ）に比例する。

図２は、図１で示すセンサー信号（信号Ｓ_ａ、Ｓ_ｂ、Ｓ_ｃ）を、従来技術において一般的に用いられる１次のセミガウシアン波形整形回路へ入力した場合に得られる出力波形の例を示す。本実施形態においては、波形整形回路が出力する信号を「調整信号」と称する。図において横軸は経過時間を示し、縦軸は調整信号の電圧値を示す。信号Ｓ_ａ、Ｓ_ｂ、Ｓ_ｃは、セミガウシアン波形整形回路を通過することにより、整形回路自身が持つ時定数によって規定される波形をもつ調整信号Ｓ_ｒａ、Ｓ_ｒｂ、Ｓ_ｒｃへ変換される。

調整信号Ｓ_ｒａのピーク値である波高値はｈ_ａであり、調整信号Ｓ_ｒｂの波高値はｈ_ｂ（＞ｈ_ａ）であり、調整信号Ｓ_ｒｃの波高値はｈ_ｃ（＞ｈ_ｂ）である。これらの波高値ｈ_ａ、ｈ_ｂ、ｈ_ｃは、信号量ｑ_ａ、信号量ｑ_ｂ、信号量ｑ_ｃと比例関係にある。また、図示するように、調整信号は、波高値ｈが大きい信号ほど急峻に立ち上がる性質を有する。

閾値Ｖ_ｔｈを設定し、閾値Ｖ_ｔｈを越えている継続時間をそれぞれの信号の時間幅とすると、調整信号Ｓ_ｒａの時間幅はｔ_ｗａであり、調整信号Ｓ_ｒｂの時間幅はｔ_ｗｂ（＞ｔ_ｗａ）であり、調整信号Ｓ_ｒｃの時間幅はｔ_ｗｃ（＞ｔ_ｗｂ）である。図からも理解されるように、単に閾値Ｖ_ｔｈで区切って計測される時間幅は、波高値に対して線形性が担保されない。すなわち、波高値の変化量に対する時間幅の変化量が一定でない。波高値に対する時間幅の線形性が担保されていないと、検出回路によって時間幅が検出されても、時間幅を波高値に変換するための後処理が複雑になり、多大な処理時間を要してしまう。

図３は、図２のグラフの立ち上がり領域を拡大したグラフである。調整信号が立ち上がるタイミングは同一であっても、上述した波高値が大きい調整信号ほど急峻に立ち上がる性質により、それぞれの調整信号が閾値Ｖ_ｔｈに到達するまでの時間は異なってしまう。図示する調整信号Ｓ_ｒａ、Ｓ_ｒｂ、Ｓ_ｒｃが立ち上がるタイミングは同一であるが、例えば、調整信号Ｓ_ｒａが閾値Ｖ_ｔｈに到達するまでの時間と、調整信号Ｓ_ｒｃが閾値Ｖ_ｔｈに到達するまでの時間の間には、両矢印で示すように、いわゆるタイムウォークが生じている。タイムウォークの発生は、センサー信号Ｓ_ｉｎの発生タイミングを正確に検知するうえで障害となる。

本実施形態に係る検出回路は、このような課題に対応するものであり、波高値と時間幅の線形成を確保しつつ、タイムウォークの影響を抑制する検出回路である。図４は、本実施形態に係る検出回路１００の全体構成を示す回路図である。検出回路１００は、主に、カレントミラー回路１１０、波形整形回路１２０、電圧コンパレータ１３０、電流コンパレータ１４０、ワンショット回路１５０、論理演算回路１６０によって構成される。

本実施形態において検出回路１００は、センサー信号としての短時間幅電流パルス信号を検出する回路であり、入力されたセンサー信号に応じた時間幅を持つパルス信号を出力する。カレントミラー回路１１０は、入力されたセンサー信号Ｓ_ｉｎをコピーして第１入力信号Ｓ_ｍ１と第２入力信号Ｓ_ｍ２を並列して出力する。波形整形回路１２０は、第１入力信号Ｓ_ｍ１を入力すると、経過時間に対する電圧変動を設定された基準変動に沿うように調整して調整信号Ｓ_ｒ１を出力する。電圧コンパレータ１３０は、調整信号Ｓ_ｒ１の電圧値Ｖ_ｒ１と基準電圧値Ｖ_ｔｈを比較して第１比較信号Ｓ_ｃ１を出力する。

電流コンパレータ１４０は、第２入力信号Ｓ_ｍ２の電流値Ｉ_ｍ２と基準電流値Ｉ_ｔｈを比較して第２比較信号Ｓ_ｃ２を出力する。ワンショット回路１５０は、入力された第２比較信号Ｓ_ｃ２の信号継続時間を延長させた延長信号Ｓ_ｐ２を生成して出力する。論理演算回路１６０は、第１比較信号Ｓ_ｃ１と第２比較信号Ｓ_ｃ２と延長信号Ｓ_ｐ２に対して論理演算を行って、第２比較信号Ｓ_ｃ２の開始時点から第１比較信号Ｓ_ｃ１の終了時点まで継続する検出信号Ｓ_ｏｕｔを出力する。各要素の具体的な作用等について、以下に順次説明する。

図５は、カレントミラー回路１１０の具体的な回路例である。カレントミラー回路１１０は、センサー信号Ｓ_ｉｎがＩＮ端子に入力されると、センサー信号Ｓ_ｉｎがコピーされてＯＵＴ１端子から第１入力信号Ｓ_ｍ１を、ＯＵＴ２端子から第２入力信号Ｓ_ｍ２を並列して出力する。カレントミラー回路１１０は、電流バッファ回路としても機能し、センサー信号Ｓ_ｉｎに対する第１入力信号Ｓ_ｍ１および第２入力信号Ｓ_ｍ２のそれぞれの電流比を調整する。

センサー信号Ｓ_ｉｎの電流値をＩ_ｉｎ、第１入力信号Ｓ_ｍ１および第２入力信号Ｓ_ｍ２の電流値をそれぞれＩ_ｍ１、Ｉ_ｍ２とすると、Ｉ_ｍ１＝α×Ｉ_ｉｎ、Ｉ_ｍ２＝β×Ｉ_ｉｎと表される。すなわち、センサー信号Ｓ_ｉｎに対する第１入力信号Ｓ_ｍ１の電流比はαであり、センサー信号Ｓ_ｉｎに対する第２入力信号Ｓ_ｍ２の電流比はβに調整されている。具体的には、互いのゲートが接続されている３つのＦＥＴ（Ｆｉｅｌｄ Ｅｆｆｅｃｔ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）が、それぞれのチャンネル幅が１：α：βとなるように選択され、採用されている。第１入力信号Ｓ_ｍ１は、その後波形整形回路１２０を経て電圧コンパレータ１３０へ入力されるので大きな電流は不要であり、第２入力信号Ｓ_ｍ２は、その後電流コンパレータ１４０へ入力されるので、比較的大きな電流であったほうが都合が良い。したがって、本実施形態においては、１＞β＞αとなるように設定されている。

図６は、波形整形回路１２０の具体的な回路例である。上述のように、これまで一般的に用いられていた１次のセミガウシアン波形整形回路を用いると、図２で示したように、センサー信号Ｓ_ｉｎの信号量に比例して波高値が変化するものの、互いの波高値が異なれば時間経過に対する電圧値の変化量も異なっていた。したがって、波高値に対する時間幅の線形性が失われていた。そこで、本実施形態においては、波形整形回路１２０として、スルーレート制限型の波形整形回路を採用する。

波形整形回路１２０は、第１入力信号Ｓ_ｍ１を入力すると、経過時間に対する電圧変動を設定された基準変動に沿うように調整して調整信号Ｓ_ｒ１を出力する。基準変動は、立ち上がり時における時間経過に対する電圧値の変化量と、立ち下がり時における時間経過に対する電圧値の変化量とが、それぞれ一定値となる電圧変動として設定されている。具体的には、波形整形回路１２０は、図示するように主にオペアンプ、コンデンサ、スルーレート制限抵抗回路１２１によって構成され、基準変動は、スルーレート制限抵抗回路１２１の回路構成によって決定される。

図７は、波形整形回路１２０の出力信号である調整信号Ｓ_ｒ１の波形例を示すグラフである。図２のグラフと同じく、横軸は経過時間を示し、縦軸はセンサー信号の電圧値を示す。ここでは、波形整形回路１２０へ入力される第１入力信号Ｓ_ｍ１として図１で示す信号Ｓ_ａ、Ｓ_ｂ、Ｓ_ｃがカレントミラー回路１１０でコピーされた第１入力信号を想定し、これらの出力をそれぞれ信号Ｓ’_ｒａ、Ｓ’_ｒｂ、Ｓ’_ｒｃとする。

信号Ｓ’_ｒａの波高値はｈ_ａであり、信号Ｓ’_ｒｂの波高値はｈ_ｂであり、信号Ｓ’_ｒｃの波高値はｈ_ｃである。信号Ｓ’_ｒａ、Ｓ’_ｒｂ、Ｓ’_ｒｃの立ち上がり時における時間経過に対する電圧値の変化量はいずれもほぼ等しくなるように調整されており、同様に、立ち下がり時における時間経過に対する電圧値の変化量もいずれもほぼ等しくなるように調整されている。換言すれば、信号Ｓ’_ｒａ、Ｓ’_ｒｂ、Ｓ’_ｒｃは、立ち上がり時も立ち下がり時もほぼ直線状に変化し、その傾きも互いにおよそ一致している。

設定された閾値Ｖ_ｔｈを越えている継続時間をそれぞれの信号の時間幅とすると、信号Ｓ’_ｒａの時間幅はｔ’_ｗａであり、信号Ｓ’_ｒｂの時間幅はｔ’_ｗｂ（＞ｔ’_ｗａ）であり、信号Ｓ’_ｒｃの時間幅はｔ’_ｗｃ（＞ｔ’_ｗｂ）である。信号Ｓ’_ｒａ、Ｓ’_ｒｂ、Ｓ’_ｒｃは、上述のように、立ち上がり時も立ち下がり時もほぼ直線状に変化し、その傾きも互いにおよそ一致しているので、検出された時間幅ｔ’_ｗは、波高値ｈに対して良好な線形性を示す。すなわち、波高値の変化量に対する時間幅の変化量がほぼ一定となり、時間幅は波高値に比例することになる。

図８は、スルーレート制限抵抗回路１２１の具体的な回路例である。スルーレート制限抵抗回路１２１は、波形整形回路１２０の回路特性を決定する基準変動の設定に寄与する。具体的には、スルーレート制限抵抗回路１２１をどのように構成するかによって、入力される第１入力信号Ｓ_ｍ１の立ち上がり時の傾きと、立ち下がり時の傾きを調整することができる。

スルーレート制限抵抗回路１２１は、図示するように、ソースに抵抗素子Ｒの端が接続された２つのＦＥＴのゲート電圧を調整する変更部１２２を備える。変更部１２２は、主に可変抵抗を有する。可変抵抗の抵抗値は、検出回路１００の製造時に作業者によって調整されてもよいし、例えば制御装置からの制御信号によって変更される構成であってもよい。本実施形態においては、変更部１２２の可変抵抗を調整することにより、入力される第１入力信号Ｓ_ｍ１の立ち上がり時の傾きと、立ち下がり時の傾きを調整する。これらの傾きは、検出回路１００に求める単位時間当たりの処理能力（単位時間で処理可能なセンサー信号数）や、回路の安定性等を考慮して調整される。

図９は、ワンショット回路１５０の具体的な回路例である。ワンショット回路１５０は、電流コンパレータ１４０から出力されたパルス信号である第２比較信号Ｓ_ｃ２を入力すると、信号開始時点を維持したまま信号終了時点を延長させた延長信号Ｓ_ｐ２を生成して出力する。ワンショット回路１５０は、論理ゲートを用いた単安定マルチバイブレータと同等の回路であり、パルス信号の延長時間は、コンデンサの容量と、時間調整部１５１が含む可変抵抗の抵抗値によって定まる。可変抵抗の抵抗値は、検出回路１００の製造時に作業者によって調整されてもよいし、例えば制御装置からの制御信号によって変更される構成であってもよい。

図１０は、論理演算回路１６０の入力波形と出力波形の具体例を示す図である。本実施形態における論理演算回路１６０は、３つの入力ゲートを有するＯＲ論理ゲートである。３つの入力ゲートには、それぞれ第１比較信号Ｓ_ｃ１、第２比較信号Ｓ_ｃ２、延長信号Ｓ_ｐ２が入力される。図１０（ａ）は第１比較信号Ｓ_ｃ１の波形を表し、図１０（ｂ）は第２比較信号Ｓ_ｃ２の波形を表し、図１０（ｃ）は、延長信号Ｓ_ｐ２の波形を表わす。横軸は経過時間を示し、縦軸は、信号レベル（Ｈｉｇｈ＝１、Ｌｏｗ＝０）を示す。

第１比較信号Ｓ_ｃ１は、波形整形回路１２０でスルーレートを制限することもあり、信号の発生時刻ｔ_０に対して立ち上がりが若干遅延し、時刻ｔ_２になってＬｏｗからＨｉｇｈへ変化している。そして、時刻ｔ_４までＨｉｇｈが継続している。時刻ｔ_２から時刻ｔ_４までの継続時間は、上述のように、調整信号Ｓ_ｒ１の波高値に比例する。

第２比較信号Ｓ_ｃ２は、電流コンパレータ１４０の出力信号である。電流コンパレータ１４０は、信号の発生と同時に急峻に立ち上がる電流値を比較対象としているので、第２比較信号Ｓ_ｃ２は、信号の発生時刻ｔ_０とほぼ同時刻にＬｏｗからＨｉｇｈへ変化している。ただし、急峻に立ち上がった電流値は持続せず即座に立ち下がるので、第２比較信号Ｓ_ｃ２は、時刻ｔ_２よりも前の時刻ｔ_１にＨｉｇｈからＬｏｗへ変化している。

延長信号Ｓ_ｐ２は、ワンショット回路１５０の出力信号である。電流コンパレータ１４０の出力配線は、途中で分岐されて一方が論理演算回路１６０の入力ゲートに接続され、他方がワンショット回路１５０の入力端子へ接続されている。延長信号Ｓ_ｐ２は、第２比較信号Ｓ_ｃ２と同時にほぼ時刻ｔ_０に立ち上がり、Ｈｉｇｈが時刻ｔ_２よりも後の時刻ｔ_３まで継続している。換言すると、ワンショット回路１５０による延長時間は、時刻ｔ_３が第１比較信号Ｓ_ｃ１の立ち上がり時刻である時刻ｔ_２より後の時刻となるように、また、第１比較信号Ｓ_ｃ１の立ち下がり時刻である時刻ｔ_４より前の時刻となるように調整されている。なお、時刻ｔ_３を調整する場合に参照される時刻ｔ_４は、対象となり得る調整信号Ｓ_ｒ１のうち最小の波高値が観察される場合の第１比較信号Ｓ_ｃ１の立下り時刻である。

図１０（ｄ）は、論理演算回路１６０の出力信号である検出信号Ｓ_ｏｕｔの波形を表す。図１０（ａ）～（ｃ）と同様に、横軸は経過時間を示し、縦軸は、信号レベル（Ｈｉｇｈ＝１、Ｌｏｗ＝０）を示す。

上述のように、本実施形態における論理演算回路１６０はＯＲ論理ゲートであるので、ある時刻ｔにおいて、第１比較信号Ｓ_ｃ１、第２比較信号Ｓ_ｃ２、延長信号Ｓ_ｐ２のいずれかがＨｉｇｈであれば、検出信号Ｓ_ｏｕｔもＨｉｇｈである。一方、第１比較信号Ｓ_ｃ１、第２比較信号Ｓ_ｃ２、延長信号Ｓ_ｐ２のいずれもＬｏｗであれば、検出信号Ｓ_ｏｕｔはＬｏｗである。

検出信号Ｓ_ｏｕｔは、ほぼ時刻ｔ_０にＬｏｗからＨｉｇｈへ変化し、そのままＨｉｇｈの状態が時刻ｔ_４まで継続された波形となる。すなわち、論理演算回路１６０は、時刻ｔ_０に開始し、時刻ｔ_０から時刻ｔ_４までの時間幅Ｔｗを有するパルス信号を出力する。

波形整形回路１２０の出力信号である調整信号Ｓ_ｒ１は、上述のように、信号発生時点から設定された閾値Ｖ_ｔｈに到達するまでの時間が波高値によらずほぼ一定（＝ｔ_０～ｔ_２）となるように調整されている。したがって、第１比較信号Ｓ_ｃ１の時間幅が、調整信号Ｓ_ｒ１の波高値に比例するのであれば、検出信号Ｓ_ｏｕｔの時間幅Ｔｗも、調整信号Ｓ_ｒ１の波高値に比例する。

図１１は、調整信号Ｓ_ｒ１の波高値ｈと検出信号Ｓ_ｏｕｔの時間幅Ｔｗの相関を示すグラフである。横軸は波高値を示し、縦軸は時間幅を示す。図示するように、検出信号Ｓ_ｏｕｔの時間幅Ｔｗは、調整信号Ｓ_ｒ１の波高値に比例する。なお、図中の波高値ｈ_ａ、ｈ_ｂ、ｈ_ｃは、図６で示した信号Ｓ’_ｒａ、Ｓ’_ｒｂ、Ｓ’_ｒｃの３つの例におけるそれぞれの波高値であり、時間幅Ｔｗ_ａ、Ｔｗ_ｂ、Ｔｗ_ｃは、それぞれに対応する検出信号Ｓ_ｏｕｔの時間幅である。

検出回路１００が出力する検出信号Ｓ_ｏｕｔを、例えば一定の周期で入力されるクロック信号に従ってカウンターでカウントすれば、時間幅Ｔｗを数値データに変換できる。さらに、変換された数値データを、図１１に示す線形性を利用して波高値ｈに直ちに換算することができる。

上述のように、調整信号Ｓ_ｒ１の波高値ｈは、センサー信号Ｓ_ｉｎの信号量ｑに比例する。したがって、換算された波高値ｈは、入力されたセンサー信号Ｓ_ｉｎの信号量ｑに変換することができる。このような検出回路１００とその周辺のデジタル処理装置は、ＡＤＣを実装する必要がないので、比較的シンプルかつ小規模に実現し得る。すなわち、装置全体を安価に構成することができると共に、単位時間当たりに処理できるセンサー信号数を増やすことができる。

以上のように、検出回路１００が出力する検出信号Ｓ_ｏｕｔの時間幅Ｔｗは、波形整形回路１２０で調整された時間幅ｔ’_ｗに準ずるので、波高値ｈに対して良好な線形性を示し、ひいてはセンサー信号Ｓ_ｉｎの信号量ｑに対して良好な線形性を示す。また、検出回路１００が出力する検出信号Ｓ_ｏｕｔの立ち上がり時刻は、第２比較信号Ｓ_ｃ２の立ち上がり時刻であるので、タイムウォークの影響をほとんど受けることなく、センサー信号Ｓ_ｉｎの発生タイミングに極めて近い。すなわち、検出回路１００が出力する検出信号Ｓ_ｏｕｔを処理する後段の処理装置は、センサー信号の発生タイミングと信号量を高い精度で解析することができる。このような検出回路１００は、センサー信号として短時間幅電流パルス信号を出力する、例えばがん診断に使用されているＰｏｓｉｔｒｏｎ Ｅｍｉｓｓｉｏｎ Ｔｏｍｏｇｒａｐｈｙ（ＰＥＴ）、Ｔｉｍｅ－ｏｆ－Ｆｌｉｇｈｔ ＰＥＴ、フォトンカウンティングＣＴ等の装置に信号処理回路として組み込まれる場合に、利用価値が高い。また、短時間幅電流パルス信号を出力するセンサーに限らず、単調増加した後に単調減少するような、波高値と時間幅に相関性を有する信号を出力するセンサーの信号処理回路として利用することも可能である。

以上説明した本実施形態に係る検出回路１００は、ワンショット回路１５０を備えている。ワンショット回路１５０は、上述のように、第２比較信号Ｓ_ｃ２の信号終了時点を延長させた延長信号Ｓ_ｐ２を生成する。もし、ワンショット回路１５０を備えないとすれば、図１０に示すようにｔ_２がｔ_１よりも遅い時刻である場合には、検出信号Ｓ_ｏｕｔにおいてｔ_１からｔ_２までの期間がＬｏｗレベルとなってしまう。このような断絶を防ぐために、ワンショット回路１５０によってｔ_２よりも遅い時刻であるｔ_３まで遅延させた長信号Ｓ_ｐ２を生成し、論理演算回路１６０へ入力させている。

しかし、波形整形回路１２０または電流コンパレータ１４０を調整することによって、ｔ_２をｔ_１よりも常に早い時刻にすることができるなら、ワンショット回路１５０を省くことができる。この場合、論理演算回路１６０のゲートに入力される信号は、第１比較信号Ｓ_ｃ１と第２比較信号Ｓ_ｃ２の２信号となる。

上述のように、検出回路１００の論理演算回路１６０は、第１比較信号Ｓ_ｃ１、第２比較信号Ｓ_ｃ２、延長信号Ｓ_ｐ２の３つの信号のＯＲ論理ゲートである。延長信号Ｓ_ｐ２加えて第２比較信号Ｓ_ｃ２も入力対象とするのは、ワンショット回路１５０の構成によっては、延長信号Ｓ_ｐ２の立ち上がりが第２比較信号Ｓ_ｃ２の立ち上がりに対して遅延する場合があるからである。しかし、当該遅延が無視し得る程度であると評価されるのであれば、論理演算回路１６０は、第１比較信号Ｓ_ｃ１と延長信号Ｓ_ｐ２の２信号を入力するＯＲ論理ゲートとしてもよい。

また、以上説明した論理演算回路１６０は、ＯＲ論理ゲートを用いたが、第１比較信号Ｓ_ｃ１、第２比較信号Ｓ_ｃ２、延長信号Ｓ_ｐ２のそれぞれにおいて、信号有りの期間をＨｉｇｈレベルとするかＬｏｗレベルとするかに応じて用いる論理ゲートを選択すればよい。もちろんいくつかの論理ゲートを組み合わせて検出信号Ｓ_ｏｕｔを生成するように構成してもよい。

ここで、従来のＴｏＴ検出回路における検出結果と、本実施形態に係る検出回路１００の一実施例における検出結果を比較する。図１２は、従来のＴｏＴ検出回路における検出結果の例である。ここでは、横軸を波高値と比例関係にある信号量としてエネルギー（ｋｅＶ）で表し、縦軸を図１１と同じく時間幅（ｎｓ）で表す。図において、５９．６ｋｅＶのプロットは、^２４１Ａｍの測定結果であり、８１ｋｅＶ、３０４ｋｅＶ、３５６ｋｅＶのプロットは、^１３３Ｂａの測定結果であり、１２２ｋｅＶのプロットは、^５７Ｃｏの測定結果であり、６０４．７ｋｅＶ、７９５．９ｋｅＶのプロットは、^１３４Ｃｓの測定結果であり、５５１ｋｅＶ、１２７５ｋｅＶのプロットは、^２２Ｎａの測定結果である。図示するように、得られた測定結果は上凸の曲線を描き、エネルギー（∝波高値）と時間幅の線形性は芳しくない。

図１３は、本実施形態に係る検出回路１００の一実施例における検出結果の例である。図１２と同様に、横軸をエネルギー（ｋｅＶ）で表し、縦軸を時間幅（ｎｓ）で表す。図において、２２ｋｅＶのプロットは、^１００Ｃｄの測定結果であり、５９．６ｋｅＶのプロットは、^２４１Ａｍの測定結果であり、３０．９ｋｅＶ、８１ｋｅＶ、３５６ｋｅＶのプロットは、^１３３Ｂａの測定結果であり、１２２ｋｅＶのプロットは、^５７Ｃｏの測定結果であり、６６２ｋｅＶのプロットは、^１３７Ｃｓの測定結果であり５５１ｋｅＶのプロットは、^２２Ｎａの測定結果である。図示するように、得られた測定結果はほぼ直線を描き、エネルギー（∝波高値）と時間幅の良好な線形性が得られている。

１００…検出回路、１１０…カレントミラー回路、１２０…波形整形回路、１２１…スルーレート制限抵抗回路、１２２…変更部、１３０…電圧コンパレータ、１４０…電流コンパレータ、１５０…ワンショット回路、１５１…時間調整部、１６０…論理演算回路

Claims (5)

1. 入力されたセンサー信号をコピーして第１入力信号と第２入力信号を並列して出力するカレントミラー回路と、
   前記第１入力信号を入力すると経過時間に対する電圧変動を設定された基準変動に沿うように調整して調整信号を出力する波形整形回路と、
   前記調整信号の電圧値と基準電圧値を比較して第１比較信号を出力する電圧コンパレータと、
   前記第２入力信号の電流値と基準電流値を比較して第２比較信号を出力する電流コンパレータと、
   前記第１比較信号と前記第２比較信号に対して論理演算を行って、前記第２比較信号の開始時点から前記第１比較信号の終了時点まで継続する検出信号を出力する論理演算回路と
   を備える検出回路。
2. 入力された前記第２比較信号の信号継続時間を延長させた延長信号を生成して出力するワンショット回路を備え、
   前記論理演算回路は、少なくとも前記第１比較信号および前記延長信号に対して論理演算を行って前記検出信号を出力する請求項１に記載の検出回路。
3. 前記ワンショット回路は、前記信号継続時間の延長時間を調整する時間調整部を有する請求項２に記載の検出回路。
4. 前記波形整形回路は、前記基準変動を変更する変更部を有する請求項１から３のいずれか１項に記載の検出回路。
5. 前記カレントミラー回路は、前記センサー信号に対する前記第１入力信号の電流比が、１より小さく、かつ、前記センサー信号に対する前記第２入力信号の電流比よりも小さく設定されている請求項１から４のいずれか１項に記載の検出回路。

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