JP7369540B2 - 圧電振動子の駆動装置 - Google Patents

Description

本発明は、共振周波数近傍での駆動に適した圧電振動子の駆動装置に関する。

この種の駆動装置に関する先行技術として、例えば圧電振動子を共振周波数で駆動する超音波発振器が知られている（例えば、特許文献１）。この先行技術は、圧電振動子にかかる負荷の条件等によって共振周波数が変動すると、圧電振動子の電圧と電流との間に位相差が生じることに着目し、共振時における電圧波形と電流波形の位相差θ_０を常に一定にする方向で発振周波数を制御しようとするものである。

実開昭５９－１８０７７４号公報（実願昭５８－７６３６３のマイクロフィルム）

上述した先行技術は、位相差θ_０を求める際、電圧波形や電流波形の振幅が０となる点（０クロスポイント）を検出する必要があるため、検出時の電圧が常に０Ｖ近辺となる。この検出時の電圧は、理想的には０Ｖであり、実際にも極端に低い電圧となることから、検出動作そのものが常にノイズに対する耐性が弱く、誤動作による検出誤差も発生しやすいという問題がある。仮に、ノイズの影響等により、実際には０クロスポイントでないところで位相差を検出してしまうと、誤動作によって駆動信号が共振周波数から乖離してしまうことになる。

また、ＶＣＯ（電圧制御発振器）の初期周波数の偏差は、位相制御の制御範囲の制約から±１％クラスの高精度が要求されるため、製造管理を極めて厳格にしなければならない。さらに、制御回路を駆動する電流源が必要であったり、電流測定のためのカレントトランスが必要である等、回路全体が複雑化し、高コストになるという問題もある。

そこで本発明は、圧電振動子の駆動に適した新たな技術を提供するものである。

上記の課題を解決するため、本発明は以下の解決手段を採用する。なお、以下の説明における括弧書きはあくまで参考であり、本発明はこれに限定されない。

本発明は、圧電振動子の駆動装置を提供する。本発明の駆動装置は、駆動時の圧電振動子と一体になって共振する回路網を用いる。この共振状態にある回路網に現れる電気的特性を利用（観測や検出による結果を利用してもよい）し、駆動信号を圧電振動子の共振周波数の近傍で発生させる。

圧電振動子の共振周波数は、負荷の条件等による変動を見越したものであり、その変動分は回路網にも一体となって現れる。したがって、圧電振動子の共振周波数の変動を回路網に現れる電気的特性から導出し、これを用いて駆動信号の発振周波数を可変させていけば、好適に圧電振動子を共振周波数の近傍で駆動し続けることができる。

発振器による駆動信号の発振周期（発振周波数）は、電荷蓄積回路の充放電時間に基づいて決定することができる。このとき、発振器には電荷蓄積回路の電荷を充放電する充放電回路を含むことができるが、これとは別に電荷蓄積回路に対して回路網から充放電電流を帰還させる帰還回路を含める。帰還回路は、回路網で生じた電圧波形を充放電電流として帰還させることで、充放電回路からの充放電だけに基づく電荷蓄積回路の充放電時間を可変し、駆動信号の発振周期を可変にする。これにより、共振周波数の変動分を常に反映させて圧電振動子を好適に駆動し続けることができる。

本発明の駆動装置は、デジタル処理の手法を用いた構成とすることもできる。すなわち、回路網に現れる電気的特性として、波形の一部（例えば容量端子間電圧）の位相及び電圧の少なくとも一方をアナログ信号で検出し、これをデジタル処理して生成した圧電振動子の共振周波数又はその近傍で発振する駆動信号を出力する。これにより、圧電振動子の実際の状態を正確に観測しつつ、より高精度に制御した周波数で圧電振動子を駆動することができる。また、デジタル処理の特徴を活かして、前記の波形の一部から負荷への印加電力なども演算できるので、過負荷や出力不足に対応することも可能である。

本発明によれば、圧電振動子の駆動に適した新たな技術を提供することができる。

一実施形態の駆動装置の構成を概略的に示すブロック図である。 駆動装置により行われる駆動信号の発振周波数の制御に関するメカニズムを解説した図である。 発振器内での一連の動作を示したタイミングチャートである。 共振回路を入力信号で駆動する状態を等価回路で示した図である。 圧電振動子の入力インピーダンスの周波数特性を示す図である。 圧電振動子の入力インピーダンスが誘導性となる周波数領域で入力信号を印加した場合の等価回路図である。 圧電振動子の入力インピーダンスが容量性となる周波数領域で入力信号を印加した場合の等価回路図である。 入力信号Ｖｉｂの発振周波数ｆｂに対する端子間電圧Ｖｃａの大きさと位相θＶｃａの関係を示した図である。 端子間電圧Ｖｃａの波形と入力信号Ｖｉｂの波形の時間関係を半周期内で表した図である。 駆動装置の完成型における制御メカニズムを示す図である。 圧電振動子の等価回路を示す図である。 共振周波数における圧電振動子の等価回路を示す図である。 図１２の等価回路を直列回路に変換した場合の等価回路図である。 変形例１の回路網に入力信号Ｖｉｂを印加した場合の等価回路を示す図である。 変形例２の回路網を用いた駆動装置（ここでは符号省略）の等価回路図である。 駆動装置の具体的な回路構成例１を示す図である。 第２実施形態として回路構成例２を適用した駆動装置を示す図である。 第３実施形態として回路構成例３を適用した駆動装置を示す図である。 第４実施形態の駆動装置の構成を示すブロック図である。 第４実施形態の駆動装置の具体的な回路構成例を示す図である。

以下、本発明の実施形態について図面を参照しながら説明する。

図１は、一実施形態の駆動装置１００の構成を概略的に示すブロック図である。
駆動装置１００は、圧電振動子ＰＺＴを駆動対象とするものであり、例えばＢＬＴ（ボルト締めランジュバン型）振動子、圧電トランス等の駆動に好適する。超音波センサ、超音波洗浄機、超音波カッター等にも圧電振動子が利用されるが、このような用途の圧電振動子は、負荷や周囲温度等の影響で共振周波数が変動する。本実施形態の駆動装置１００は、このような共振周波数の変動に追従して駆動信号の発振周波数を可変するものである。

駆動装置１００は、大きく分けて発振器１２０及び回路網１５０から構成されている。ここでは先ず、詳細な回路構成について説明する前に、個々の機能ないし役割について概略的に説明する。

〔回路網〕
回路網１５０は、駆動対象となる圧電振動子ＰＺＴに接続されることで、その駆動時に圧電振動子ＰＺＴと一体となって共振する。すなわち、圧電振動子ＰＺＴに対する駆動信号の印加時において、回路網１５０は圧電振動子ＰＺＴを構成要素に含めた共振回路１９０を構成し、一体となって共振状態を発生させることができる。なお、回路網１５０の具体的な回路構成についてはさらに後述する。

〔発振器〕
発振器１２０は、充放電回路１３０、電荷蓄積回路１４０及び増幅器１６０を含んでいる。このうち充放電回路１３０は、電荷蓄積回路１４０の電荷を充電－放電するものであるが、このときの電荷蓄積回路１４０の充電時間及び放電時間に基づき、充放電回路１３０から増幅器１６０を介して駆動信号（Ｖｏａ）が出力される。すなわち、発振器１２０は、圧電振動子ＰＺＴと一体の回路網１５０に対して駆動信号（Ｖｏａ）を出力するものであるが、その際の発振周波数は、電荷蓄積回路１４０の充電時間と放電時間の和を周期とする周波数により決定される。

〔帰還（充放電）回路〕
回路網１５０からは、電荷蓄積回路１４０に対して帰還信号が与えられる。この帰還信号は、回路網１５０が圧電振動子ＰＺＴと一体となって共振しているときの電圧波形を電流に変換したものである。この帰還信号である電流は、電荷蓄積回路１４０に対する充放電電流として働くことになる。このため回路網１５０は、これらが一体となり、先の充放電回路１３０とは別の充放電回路（帰還回路）をも構成する。

〔発振周波数の可変〕
上記のように、回路網１５０から帰還させた電流は、電荷蓄積回路１４０の充放電電流となり、充放電回路１３０からの充放電電流だけに基づく電荷蓄積回路１４０の充電時間及び放電時間を可変にする。このことは、発振器１２０による駆動信号の発振周波数が回路網１５０からの帰還動作（充放電電流の帰還）によって可変されていることを意味する。

このとき、圧電振動子ＰＺＴの共振周波数の変動は、これと一体となって共振する回路網１５０の電気的特性の変動となって現れる。したがって、回路網１５０からの帰還信号には、圧電振動子ＰＺＴの共振周波数の変動分が顕著に表れていることになる。

例えば、現状で印加されている駆動信号（Ｖｉｂ）により共振状態にあった回路網１５０及び圧電振動子ＰＺＴの共振周波数が上昇方向に変動したとすると、帰還信号は電荷蓄積回路１４０の充放電時間を短縮させる（充放電電流を追加する）方向に作用し、発振器１２０から出力される駆動信号（Ｖｏａ）の周波数を上昇させる。

一方、現状で印加されている駆動信号（Ｖｉｂ）により共振状態にあった回路網１５０及び圧電振動子ＰＺＴの共振周波数が下降方向に変動したとすると、帰還信号は電荷蓄積回路１４０の充放電時間を延長させる（充放電電流を減少させる）方向に作用し、発振器１２０から出力される駆動信号（Ｖｏａ）の周波数を下降させる。

この結果、本実施形態の駆動装置１００は、先行技術（特許文献１）等で用いていた位相差検出回路や積分器、カレントトランス等を使用することなく、かつ発振器１２０の初期周波数（制御を働かせない周波数）の精度も緩和し、圧電振動子ＰＺＴをその共振周波数又は近傍の周波数で駆動することができる。

〔制御メカニズム〕
図２は、駆動装置１００により行われる駆動信号の発振周波数の制御に関するメカニズムを解説した図である。制御のメカニズムは、電荷蓄積回路１４０を中心として考えると理解しやすい。すなわち、電荷蓄積回路１４０は、〔経路Ａ〕の充放電回路１８０及び〔経路Ｂ〕の充放電回路１７０の２系統で充放電が行われる。なお、２系統に分かれた一方の充放電回路１８０が出力信号Ｖｏａを出力し、他方の充放電回路１７０に対して入力信号Ｖｉｂが入力されることとなっており、これら信号Ｖｏａ－Ｖｉｂ間が図２では点線で結ばれているが、制御メカニズムの説明に際し、これらは当面の間切り離して考えるものとする。説明の最後では、信号Ｖｏａ－Ｖｉｂの関係が明らかとなる。

〔経路Ａ〕
図１のブロック図に示した充放電回路１３０及び増幅器１６０は、〔経路Ａ〕充放電回路１８０に該当する。この充放電回路１８０は、〔経路Ａ〕の充電電流Ｉｃａ及び放電電流Ｉｄａを生成する。

〔経路Ｂ〕
また、図１のブロック図に示した共振回路１９０（回路網１５０と圧電振動子ＰＺＴが一体となった状態のもの）は、〔経路Ｂ〕充放電回路１７０に該当する。この充放電回路１７０は、〔経路Ｂ〕の充電電流Ｉｃｂ及び放電電流Ｉｄｂを生成する。〔経路Ｂ〕充放電回路１７０は、内部に構成する共振回路１９０の電圧波形の一部分を利用して、充放電電流Ｉｃｂ，Ｉｄｂを生成することができる。

なお、２つの経路Ａ，Ｂの充電電流Ｉｃａ，Ｉｃｂは、電荷蓄積回路１４０の充電期間の電流の平均値とし、同様に放電電流Ｉｄａ，Ｉｄｂは、電荷蓄積回路１４０の放電期間における平均値電流とする。

〔信号Ｑ〕
電荷蓄積回路１４０は、蓄積電荷の状態を信号Ｑとして出力し、これを〔経路Ａ〕充放電回路１８０に送信する。また、信号Ｑは、同時に発振器１２０の出力ＯＳＣ－ＯＵＴとなる。このような信号Ｑは、例えばＨ／Ｌのデジタル信号であり、電荷蓄積回路１４０は、その蓄積電荷量が増加方向に向かうときはＨｉｇｈ信号を出力し、電荷蓄積回路１４０が一定の電荷量ＱＨに達すると、信号ＱをＬｏｗ信号に切り替える。逆に、電荷蓄積回路１４０は、蓄積電荷量が減少方向に向かうときはＬｏｗ信号を出力し、一定の電荷量ＱＬに減少すると、信号ＱをＨｉｇｈ信号に切り替える。

〔信号ＱのＨ／Ｌによる動作〕
〔経路Ａ〕充放電回路１８０は、信号ＱがＨｉｇｈ状態のときは〔経路Ａ〕の電流を充電極性（充電電流Ｉｃａ）とし、信号ＱがＬｏｗ状態のときは〔経路Ａ〕の電流を放電極性（放電電流Ｉｄａ）とする。したがって、電荷蓄積回路１４０は、電荷が増加方向の間はこの状態を維持し、電荷が一定値ＱＨに達すると電荷の減少方向に状態を切り替え、その後は減少状態を維持する。電荷蓄積回路１４０が減少状態を維持した結果、電荷が一定値ＱＬまで減少すると、電荷蓄積回路１４０は電荷増加状態に切り替わる。このように、〔経路Ａ〕充放電回路１８０及び電荷蓄積回路１４０は、信号ＱのＨ／Ｌに応じてこのような一連の動作を繰り返す。

〔経路Ａの一連動作〕
図３は、〔経路Ａ〕の一連動作を示したタイミングチャートである。なお、ここでは〔経路Ｂ〕の電流について図示を省略している。

〔時刻ｔ１〕
例えば、ある時刻ｔ１に初期動作を開始した場合を考える。
図３中（Ｂ）：電荷蓄積回路１４０は、初期の蓄積電荷が一定値ＱＬの低い状態である。
図３中（Ｃ）：このため電荷蓄積回路１４０は、信号ＱをＨｉｇｈ状態で出力する。
図３中（Ａ）：その結果、〔経路Ａ〕充放電回路１８０は電流を充電極性（充電電流Ｉｃａ）とする。

〔時刻ｔ１～ｔ２〕
図３中（Ａ）：〔経路Ａ〕は充電極性（充電電流Ｉｃａ）となっている。
図３中（Ｂ）（Ｃ）：電荷蓄積回路１４０は、信号ＱをＨｉｇｈ状態で出力し、充電状態を維持したまま蓄積電荷が上昇する。

〔時刻ｔ２〕
図３中（Ｂ）：電荷蓄積回路１４０の蓄積電荷が一定値ＱＨに到達（上昇）する。
図３中（Ｃ）：このため電荷蓄積回路１４０は、信号ＱをＬｏｗ状態に切り替える。
図３中（Ａ）：その結果、〔経路Ａ〕充放電回路１８０は電流を放電極性（放電電流Ｉｄａ）にする。

〔時刻ｔ２～ｔ３〕
図３中（Ａ）：〔経路Ａ〕は放電極性（放電電流Ｉｄａ）となっている。
図３中（Ｂ）（Ｃ）：電荷蓄積回路１４０は、信号ＱをＬｏｗ状態で出力し、放電状態を維持したまま蓄積電荷が低下する。

〔時刻ｔ３〕
図３中（Ｂ）：電荷蓄積回路１４０の蓄積電荷が一定値ＱＬにまで到達（低下）する。
図３中（Ｃ）：このため電荷蓄積回路１４０は、信号ＱをＨｉｇｈ状態に切り替える。
図３中（Ａ）：その結果、〔経路Ａ〕充放電回路１８０は電流を充電極性（放電電流Ｉｃａ）にする。
以下、時刻ｔ４以降も時刻ｔ１～ｔ３と同様の動作が繰り返される。

〔出力信号Ｖｏａの周波数〕
ここで、図３に示した一連の動作から明らかなように、信号ＱがＨｉｇｈ－Ｌｏｗに切り替わる周期は、電荷蓄積回路１４０の充放電時間（充電時間と放電時間の和）で決まることが分かる。〔経路Ａ〕充放電回路１８０は、信号ＱのＨ／Ｌに応じて充放電電流の極性を変化させると同時に、信号Ｑの周期（周波数）を有した一定振幅の交流波形で出力信号Ｖｏａを出力する。なお、振幅の大きさは駆動対象の圧電振動子ＰＺＴの特性に応じて設定することができる。

〔入力信号Ｖｉｂによる制御〕
出力信号Ｖｏａの行く先に着目すると、図２中の破線で結ばれた入力信号Ｖｉｂは、〔経路Ｂ〕充放電回路１７０に対して印加される交流信号になる。この入力信号Ｖｉｂは、〔経路Ｂ〕充放電回路１７０の内部に含まれる圧電振動子ＰＺＴと一体の共振回路１９０に印加され、その共振回路１９０において一定の電圧波形を現出させることになる。そして、〔経路Ｂ〕充放電回路１７０は、共振回路１９０で現れる電圧波形の一部分を利用して充放電電流Ｉｃｂ，Ｉｄｂを発生させる。したがって、入力信号Ｖｉｂは、〔経路Ｂ〕の充放電電流Ｉｃｂ，Ｉｄｂを制御していることになる。

〔発振器による発振周波数〕
ここで、図２に示す出力ＯＳＣ－ＯＵＴは、最終的な発振器１２０からの出力、つまり駆動信号に相当する。この出力の周期は、上記のように電荷蓄積回路１４０の充放電時間ｔｃ，ｔｄで決まるものであるが、実際に電荷蓄積回路１４０の電荷は、〔経路Ａ〕だけでなく〔経路Ｂ〕を加えた２つの経路を通じて充放電する。このため、実際の電荷蓄積回路１４０の充電時間ｔｃは、〔経路Ａ〕からの平均充電電流Ｉｃａと〔経路Ｂ〕からの平均充電電流Ｉｃｂの合計値で決定され、同様に放電時間ｔｄは、経路Ａへの平均放電電流Ｉｄａと経路Ｂへの平均放電電流Ｉｄｂの合計値で決定される。このき、充放電に伴う電荷量はＱＨ－ＱＬであるから、図２の出力ＯＳＣ－ＯＵＴの発振周期Ｔｏｓｃ及び発振周波数ｆｏｓｃは、以下の〔数１〕，〔数２〕の式で表される。

図２の出力信号Ｖｏａと入力信号Ｖｉｂの間は、制御メカニズムの説明の上では、上記のようにひとまず切り離して考えるものとした。しかし、発振器１２０として完成させたときの最終形態は、出力信号Ｖｏａと入力信号Ｖｉｂの間を接続した状態にある。

そこで、以下の条件を仮定して、式を簡略化するものとする。この条件は、駆動装置１００による制御メカニズムを説明する上での便宜上のものである。また、実用上の条件にも近いといえるが、ここで仮定した条件が本実施形態の本質に影響するものではない。

〔仮定条件〕
（ｉ） 〔経路Ａ〕の各電流は、一定値の定電流源からのものとする。
すなわち、Ｉｃａ＝Ｉｄａ＝Ｉａとする。
ここで、充電方向をプラス（＋）、放電方向をマイナス（－）とする。
（ii） 〔経路Ｂ〕の各電流は、電流源としての入力信号Ｖｉｂの関数とする。
すなわち、Ｉｂ（Ｖｉｂ）は、出力信号Ｖｉｂの電圧値や周波数により変化する。
よって、Ｉｃｂ＝Ｉｄｂ＝Ｉｂ（Ｖｉｂ）とする。
充電方向をプラス（＋）、放電方向をマイナス（－）とする。

上記の仮定条件（ｉ）（ii）により、発振周波数ｆｏｓｃの式は以下の〔数３〕，〔数４〕になる。

〔等価モデルによる検討〕
図４は、共振回路１９０を入力信号Ｖｉｂで駆動する状態を等価回路で示した図である。この等価回路は、〔経路Ｂ〕充放電回路１７０内部において圧電振動子ＰＺＴと一体となった共振回路１９０と入力信号Ｖｉｂが共振回路１９０を駆動したときの状態を示している。

圧電振動子ＰＺＴの等価回路は、インダクタンスＬ１、コンデンサＣ１、抵抗Ｒ１、容量Ｃ０１で表される。また、圧電振動子ＰＺＴの等価回路に直列に接続したコンデンサＣａは、図１に示す回路網１５０に相当するものであり、これらが一体となって共振回路１９０を構成していることを意味する。

〔経路Ｂ〕充放電回路１７０は、等価回路におけるコンデンサＣａの端子間電圧Ｖｃａの平均値に比例させた値に充放電電流Ｉｂ（Ｖｉｂ）を制御する。したがって、上記の仮定（ｉｉ）のように電流Ｉｂ（Ｖｉｂ）は入力信号Ｖｉｂの関数となり、次式〔数５〕で表される。

上式のｋｂは、比例定数である。また、積分記号（積分項）は、端子間電圧Ｖｃａの半周期あたりの平均値を示すものである。

〔インピーダンス周波数特性〕
ここで図５は、圧電振動子ＰＺＴの入力インピーダンスの周波数特性を示す図である。通常、圧電振動子ＰＺＴの入力インピーダンスは、位相が＋９０度に近くなる領域（共振周波数ｆｒ～反共振周波数ｆｒｒの領域）で誘導性となり、それ以外では容量性となる。共振周波数ｆｒ～反共振周波数ｆｒｒの領域内では、インピーダンスの絶対値が周波数の増加に伴って増加する。

〔インピーダンスが誘導性領域の等価回路〕
図６は、圧電振動子ＰＺＴの入力インピーダンスが誘導性となる周波数領域で入力信号Ｖｉｂを印加した場合の等価回路図である。すなわち、圧電振動子ＰＺＴのインピーダンス周波数特性（図５）に鑑みると、圧電振動子ＰＺＴの入力インピーダンスが誘導性となる周波数領域に入力信号Ｖｉｂの周波数ｆｂがあるとした場合、等価回路はインダクタンスＬａ、抵抗Ｒａ、コンデンサＣａを直列接続したものとなる。

〔インピーダンスが容量性領域の等価回路〕
また、図７は、圧電振動子ＰＺＴの入力インピーダンスが容量性となる周波数領域で入力信号Ｖｉｂを印加した場合の等価回路図である。すなわち、圧電振動子ＰＺＴのインピーダンス周波数特性（図５）に鑑みると、圧電振動子ＰＺＴの入力インピーダンスが容量性となる周波数領域に入力信号Ｖｉｂの周波数ｆｂがあるとした場合、等価回路はコンデンサＣｘ、抵抗Ｒｘ、コンデンサＣａを直列接続したものとなる。

以下では、圧電振動子ＰＺＴのインピーダンスが誘導性となる周波数領域に入力信号Ｖｉｂの周波数ｆｂがある場合と、容量性となる周波数領域に入力信号Ｖｉｂの周波数ｆｂがある場合とに分けて説明する。ただし、図４のコンデンサＣａは、インダクタンスＬａとの共振周波数が圧電振動子ＰＺＴの共振周波数ｆｒの近傍となる容量（Ｆ）を選定するものとする。したがって、ここでは次式〔数６〕が成り立つ。

〔誘導性周波数領域〕
最初に、圧電振動子ＰＺＴのインピーダンスが誘導性となる周波数領域に入力信号Ｖｉｂの発振周波数ｆｂがある場合について説明する。
図６の等価回路から、入力信号Ｖｉｂの電圧を１として、コンデンサＣａの端子間電圧Ｖｃａを求めると、次式〔数７〕で表される。

ただし、発振周波数ｆｂは、圧電振動子ＰＺＴのインピーダンスが誘導性となる領域に限定するものとする。
上式〔数７〕の複素数の絶対値と角度は、以下の式〔数８〕となる。

上記の式〔数８〕から、発振周波数ｆｂがインダクタンスＬａとコンデンサＣａの共振周波数に近いときは、端子間電圧Ｖｃａの絶対値と位相角は次式〔数９〕となる。

上式から、発振周波数ｆｂがインダクタンスＬａとコンデンサＣａの共振周波数に近づくと、端子間電圧Ｖｃａの波形は入力信号Ｖｉｂの波形に対して９０度の遅れ位相となることが分かる。

〔容量性周波数領域〕
次に、圧電振動子ＰＺＴのインピーダンスが容量性となる周波数領域に入力信号Ｖｉｂの発振周波数ｆｂがある場合を説明する。
この場合、図７の等価回路から、入力信号Ｖｉｂの値を１として、コンデンサＣａの端子間電圧Ｖｃａの値は次式〔数１０〕となる。

また、絶対値｜Ｖｃａ｜と角度θＶｃａは、次式〔数１１〕で表される。

通常、コンデンサＣｘの値は比較的大きな容量となり、Ｃｘ＞＞Ｃａの関係を満たすＣａの値を選定することができる。このため、｜Ｖｃａ｜を表す上式〔数１１〕において下式〔数１２〕の関係が成り立つ。

つまり実用上では、
｜Ｖｃａ｜≒１
θＶｃａ≒－０度
と考えることができる。

以上のことから、入力信号Ｖｉｂの周波数ｆｂに対する端子間電圧Ｖｃａの大きさと位相θＶｃａの関係をプロットすると図８になる。すなわち、図８は、入力信号Ｖｉｂの発振周波数ｆｂに対する端子間電圧Ｖｃａの大きさと位相θＶｃａの関係を示した図である。

また、図８の関係を半周期（入力信号Ｖｉｂが正となる半周期）の時間軸の波形として確認すると、端子間電圧Ｖｃａの波形と入力信号Ｖｉｂの波形の時間関係は、図９になる。すなわち、図９は、端子間電圧Ｖｃａの波形と入力信号Ｖｉｂの波形の時間関係を半周期内で表した図である。ここでは、発振周波数ｆｂと共振周波数ｆｒとの関係を３通りに場合分けして示している。

〔ｆｂ＜ｆｒの場合〕
図９中（Ａ）：発振周波数ｆｂが共振周波数ｆｒより低周波の場合である。この場合、位相が大略０となるので、端子間電圧Ｖｃａの波形は入力信号Ｖｉｂの波形とほぼ同相となる。

〔ｆｂ≒ｆｒの場合〕
図９中（Ｂ）：発振周波数ｆｂが共振周波数ｆｒの近傍にある場合、入力信号Ｖｉｂの波形に対して端子間電圧Ｖｃａの波形の位相が－９０度となる。

〔ｆｒｒ＞ｆｂ＞ｆｒの場合〕
図９中（Ｃ）：発振周波数ｆｂが共振周波数ｆｒより高周波、かつ反共振周波数ｆｒｒより低周波の場合、入力信号Ｖｉｂの波形に対して端子間電圧Ｖｃａの波形の位相が－９０度よりさらにマイナス側にシフトする。

ここで、〔経路Ａ〕充放電回路１８０による電荷蓄積回路１４０の充放電タイミングと〔経路Ｂ〕充放電回路１７０に対する入力信号Ｖｉｂタイミングが同じであると仮定する（端子間電圧Ｖｏａの波形と入力信号Ｖｉｂの波形は同位相とする）。すなわち、図９に示す入力信号Ｖｉｂの波形が正となる時間帯には、〔経路Ａ〕に充電方向の電流が流れており、反対に、入力信号Ｖｉｂの波形が負となる時間帯には、〔経路Ａ〕に放電方向の電流が流れているものとする。

電流Ｉｂ（Ｖｉｂ）の値は、端子間電圧Ｖｃａの波形の半周期の平均値であるので、図２の出力信号Ｖｏａの周波数ｆａは、入力信号Ｖｉｂの周波数ｆｂに応じて下の〔表１〕（Ａ）～（Ｃ）で示す場合に分かれることになる。なお、下の〔表１〕にある「周波数ｆａｃ」は、〔経路Ｂ〕の充放電電流が０の場合、つまり、〔経路Ｂ〕からの充放電電流がない状態での〔経路Ａ〕充放電回路１８０の出力信号Ｖｏａの発振周波数ｆａである。

すなわち、表１中（Ｂ）のように、発振周波数ｆｂが共振周波数ｆｒに等しいかその近傍にある（ｆｂ≒ｆｒ）場合、〔経路Ｂ〕の充放電電流Ｉｂ≒０であるので、出力信号Ｖｏａの周波数ｆａ＝ｆａｃとなる。この場合、回路網１５０からの帰還入力は特になされず、周波数ｆａが現状の共振周波数ｆｒ又はその近傍で維持されることになる。

一方、表１中（Ａ）のように、発振周波数ｆｂが共振周波数ｆｒより低周波である（ｆｂ＜ｆｒ）場合、〔経路Ｂ〕の電流Ｉｂ＞０となって充電方向になり、〔経路Ａ〕の電流に対して増加方向に電荷蓄積回路１４０を充電する。このため出力信号Ｖｏａの周波数ｆａは、上記（Ｂ）のｆａｃよりも高周波に移行することになり、共振周波数ｆｒに近づく方向に制御されることになる。

また、表１中（Ｃ）のように、発振周波数ｆｂが共振周波数ｆｒより高周波、かつ、反共振周波数ｆｒｒより低周波である（ｆｒｒ＞ｆｂ＞ｆｒ）場合、〔経路Ｂ〕の電流Ｉｂ＜０となって放電方向になり、〔経路Ａ〕の充電電流を差し引く方向に流れるので、この場合の出力信号Ｖｏａの周波数ｆａは、上記（Ｂ）のｆａｃより低周波に移行することになり、やはり共振周波数ｆｒに近づく方向に制御されることになる。

以上のように本実施形態では、実際に駆動信号（入力信号Ｖｉｂ）の印加により圧電振動子ＰＺＴを駆動しつつ、圧電振動子ＰＺＴと一体になって共振状態にある回路網１５０で発生する端子間電圧Ｖｃａの半周期あたりの平均値を〔経路Ｂ〕の充放電電流Ｉｂとして電荷蓄積回路１４０に帰還させることで、これを利用して出力信号Ｖｏａの発振周波数ｆａを共振周波数ｆｒに近づける制御が行われる。

〔設計指針〕
このとき、周波数ｆａｃの値は、純粋に〔経路Ａ〕の充放電電流Ｉａ及び電荷蓄積回路１４０の充放電に伴う電荷量Ｑｔ（＝ＱＨ－ＱＬ）の値だけで決定されることは上記の式で示した通りである。このため周波数ｆａｃの値は、駆動装置１００の設計時において任意に選定可能であるが、通常、設計者は、周波数ｆａｃ＝ｆｒの関係を満たす部品定数や回路構成を検討するべきである。なぜならば、駆動装置１００は本来、圧電振動子ＰＺＴをその共振周波数ｆｒで駆動することが目的であるから、当初から共振周波数ｆｒを外れた周波数ｆａｃの値を選定する意味がない。

ただし、実用上は部品のばらつきや温度変化などで共振回路の特性に偏差が生じ、周波数ｆａｃ＝ｆｒ±Δｆとなって誤差が発生することも否めない（Δｆ：誤差）。そこで本実施形態では、この誤差Δｆの分を圧縮するため、図２に示す制御メカニズムの図において点線の個所を接続し、完成型としての駆動装置１００を構成しているのである。このようなメカニズムについての説明を以下に表す。

〔完成型メカニズム〕
図１０は、駆動装置１００の完成型における制御メカニズムを示す図である。図１０中（Ａ）～（Ｃ）において、縦軸は全て周波数ｆａであり、横軸は全て周波数ｆｂである。

また、図１０中（Ａ）～（Ｃ）にそれぞれ示す太い実線は、図２のメカニズムにおいて点線個所を切り離した状態での周波数ｆｂと周波数ｆａの関係をプロットしたものである。この関係は、入力信号Ｖｉｂの周波数ｆｂに対する絶対値｜Ｖｃａ｜及び位相θＶａｃの特性（図８）から、周波数ｆｂ＝ｆｒで変曲点を示す。

図１０中（Ａ）～（Ｃ）の縦軸－横軸交点から斜めに延びる破線は、周波数ｆａ＝ｆｂの関係を示す直線である。完成型でみた駆動装置１００では、出力信号Ｖｏａと入力信号Ｖｉｂが一致（図２中の破線が接続）されて周波数ｆａ＝ｆｂの関係が成り立つことから、発振器１２０から出力される駆動信号の発振周波数ｆｏｓｃは、ｆａ＝ｆｂ線上に一致する。

〔制御動作例〕
以下、具体的な制御の動作例を場合分けして説明する。

〔周波数ｆａｃ＝ｆｒの場合〕
図１０中（Ｂ）：この動作例は、発振周波数ｆａｃが共振周波数ｆｒに等しい場合を示している。つまり、発振器１２０内部だけで決まる発振周波数ｆａｃが共振周波数ｆｒに一致する。ここでは、図２中の破線を切り離して考えたときの入力信号Ｖｉｂ波形と端子間電圧Ｖｃａ波形の関係は、図９中（Ｂ）に相当し、周波数ｆｂ＝ｆｒが成り立っているため、端子間電圧Ｖｃａの平均値は０である。したがって、〔経路Ｂ〕の電流Ｉｂ＝０となり、周波数ｆａ＝ｆｂの関係が成立する。〔経路Ｂ〕の充放電電流Ｉｂが０であるということは、実際に共振状態にある共振回路１９０からの充放電がない状態であり、周波数ｆｏｓｃ＝ｆｒのままで発振する制御が行われる。

〔周波数ｆａｃ＝ｆｒ－Δｆの場合〕
図１０中（Ａ）：この動作例は、発振周波数ｆａｃが誤差（－Δｆ）を持った場合を示している。つまり、発振器１２０内部だけで決まる発振周波数ｆａｃが共振周波数ｆｒより低周波である。この場合、図２中の破線を切り離して考えたときの周波数ｆａと周波数ｆｂの関係は、太い実線で示すように周波数ｆｂ＝ｆｒで変曲点を示し、そのとき〔経路Ｂ〕の充放電電流Ｉｂ＝０となるので、切り離した場合の周波数ｆａ＝ｆａｃである。なお、周波数ｆａｃと共振周波数ｆｒの交点は、破線（ｆａ＝ｆｂ）の下側に位置する。この状態から、図２中の破線を接続して完成型にすると、周波数ｆａ＝ｆｂの条件と太い実線の関係という条件の両方を満足する発振周波数に移行する制御が行われる。そのような条件を満たす周波数は、図中の太い実線と破線の交点に位置しており、縦軸上の周波数ｆｏｓｃで示される。この周波数ｆｏｓｃは、共振周波数ｆｒに対しての偏差（縦軸上のｆｒ－ｆｏｓｃ間）が当初の周波数ｆａｃ（－Δｆの誤差）よりも極めて少なくなっており、共振周波数ｆｒの近傍で発振することが分かる。

〔周波数ｆａｃ＝ｆｒ＋Δｆの場合〕
図１０中（Ｃ）：この動作例は、発振周波数ｆａｃが誤差＋Δｆの誤差を持った場合を示している。つまり、発振器１２０内部だけで決まる発振周波数ｆａｃが共振周波数ｆｒより高周波（ただし反共振周波数ｆｒｒより低周波）である。この場合、図２中の破線を切り離して考えたときの周波数ｆａと周波数ｆｂの関係は、太い実線で示すように周波数ｆｂ＝ｆｒで変曲点を示し、この点が発振周波数ｆａｃに対応する。ｆａｃ＞ｆｒの関係にあるので、周波数ｆａｃと共振周波数ｆｒの交点は、破線（ｆａ＝ｆｂ）の上側に位置する。この状態から同様に完成型にすると、制御によって太い実線と破線（ｆａ＝ｆｂ）の交わる点の縦軸上で周波数ｆｏｓｃに移行する。ここでも同様に、周波数ｆｏｓｃの共振周波数ｆｒに対する偏差は、当初の周波数ｆａｃ（＋Δｆの誤差）より少なく、やはり共振周波数ｆｒの近傍で発振することが分かる。

このように、本実施形態の駆動装置１００は、図１に示す回路網１５０からの帰還信号（又は図２に示す〔経路Ｂ〕の帰還信号）によって圧電振動子ＰＺＴの共振周波数の近傍、もしくは共振周波数で圧電振動子ＰＺＴを駆動することができる。その際、初期設計状態での発振周波数ｆａｃを選定する発振器１２０に要求される精度は、〔経路Ａ〕の充放電電流Ｉａに対する〔経路Ｂ〕の充放電電流Ｉｂの割合を調整することで、実用上で充分に許容し得る偏差に調整することができる。

〔回路網の変形〕
図１に示す回路網１５０は、容量Ｃａを最小構成とするものであるが、いくつかの変形が可能である。以下にその変形例を示す。

〔変形例１〕
図１１は、圧電振動子の等価回路を示す図である。この等価回路の特性から、回路網１５０にインダクタンスＬｏと容量Ｃｓを組み合わせて構成することもできる。この場合、インダクタンスＬｏの部品精度を比較的高く設定することで、圧電振動子ＰＺＴを共振周波数で駆動することができる。圧電振動子ＰＺＴの共振周波数ｆｒは、次式〔数１３〕で表される。

図１２は、共振周波数ｆｒにおける圧電振動子ＰＺＴの等価回路を示す図である。この等価回路は、共振周波数ｆｒと図１１に示す圧電振動子ＰＺＴの等価回路から得られる。
図１２中の等価インピーダンスＺａは、次式〔数１４〕で表される。

次に図１３は、図１２の等価回路を直列回路に変換した場合の等価回路図である。図１３中の等価容量Ｃｓ、等価抵抗Ｒｓは、次式〔数１５〕でそれぞれ表される。

図１４は、変形例１の回路網１５０に入力信号Ｖｉｂを印加した場合の等価回路を示す図である。図１４に示す等価回路において、等価インダクタンスＬｏと等価容量Ｃａは、図１３に示す等価回路とＬｏ及びＣａを含む回路網の共振周波数が圧電振動子ＰＺＴの共振周波数ｆｒに等しくなる値に選定するものとする。その選定の条件は、次式〔数１６〕で表される。

このようにして定数を選定し、図１４の等価容量Ｃａの端子間電圧Ｖｃａを図４に示す等価回路の端子間電圧Ｖｃａとして回路を構成する。この場合でも、容量Ｃａだけで構成した回路網１５０を用いた場合と同様のメカニズムにより、駆動装置１００（発振器１２０）の発振周波数ｆｏｓｃは共振周波数ｆｒの近傍に収束し、圧電振動子ＰＺＴを好適に駆動することができる。

なお、ここではインダクタＬｏの部品精度を比較的高く設定しておく必要があるが、圧電振動子ＰＺＴの共振点で駆動することができるという利点があるとともに、圧電振動子ＰＺＴに対して直列にインダクタＬｏが挿入されるので、圧電振動子ＰＺＴの等価回路における容量Ｃ０１を過渡的に充放電するサージ電流を低減することができるという利点も有する。

〔変形例２〕
図１５は、変形例２の回路網３５０を用いた駆動装置（ここでは符号省略）の等価回路図である。この変形例２は、絶縁トランスＴ１を加えた構成の回路網３５０とすることで、圧電振動子の片側をＧＮＤに接地して駆動することが可能となる。

圧電振動子には、例えばＢＬＴのように片端をＧＮＤに接地して使用する場合があることから、そのような場合、変形例２の回路構成とした回路網３５０を採用することが好ましい。ただし、このとき容量Ｃａの端子間電圧がこれまでとは逆極性となるので、極性反転器Ｕ１を介して正極性にした端子間電圧を帰還信号に利用する。したがって、極性反転器Ｕ１からの出力が端子間電圧Ｖｃａに相当する。

変形例２の回路網３５０で得られる端子間電圧Ｖｃａを図４に示す等価回路の端子間電圧Ｖｃａとして回路を構成すれば、圧電振動子（ＢＬＴ）の片側をＧＮＤに接地して使用しても、駆動装置として実現することができる。

〔回路構成例１〕
図１６は、駆動装置１００の具体的な回路構成例１を示す図である。
回路構成例１の駆動装置１００は、Ｐ１端子－Ｐ２端子間に電源Ｖｃｃを印加することで、Ｐ４端子－Ｐ３端子間に接続した圧電振動子ＰＺＴを駆動することができる。

ここでは、差動増幅器ＩＣ１とその周辺回路（抵抗Ｒ１～Ｒ４等）で充放電回路１３０を構成している。また、電荷蓄積回路１４０としてコンデンサＣ２を適用している。増幅器１６０は、トランジスタＱ２，Ｑ３及びその周辺回路（抵抗Ｒ１１～Ｒ１４等）で構成することができる。回路網１５０は、コンデンサＣ３，Ｃ４で構成することができる。

回路構成例１において、抵抗Ｒ３を流れる電流が図２に示した〔経路Ａ〕の電流に相当する。また、抵抗Ｒ７を流れる電流が帰還信号であり、図２に示した〔経路Ｂ〕の電流に相当している。コンデンサＣ４の端子間電圧は、図７に示した端子間電圧Ｖｃａに相当する。トランジスタＱ２，Ｑ３のコレクタ電流は、図２に示した出力信号Ｖｏａ及び入力信号Ｖｉｂに相当する。コレクタ電流がＰ４端子－Ｐ３端子間から圧電振動子ＰＺＴに印加されて駆動信号となる。その他のトランジスタＱ１、周辺回路（抵抗Ｒ５，Ｒ６，Ｒ８～Ｒ１０等）は回路内での信号処理に用いるものである。

〔回路構成例２〕
図１７は、第２実施形態として回路構成例２を適用した駆動装置２００を示す図である。
第２実施形態となる駆動装置２００は、先の変形例１で示したように、インダクタンスを追加して回路網２５０を構成したものである。その他の構成は回路構成例１と同様である。したがって、ここではインダクタンスＬ１、コンデンサＣ３，Ｃ４が回路網２５０を構成している。この回路構成例２の回路構成例１に対する利点は以下である。

すなわち、回路構成例１では、圧電振動子ＰＺＴのインピーダンスが誘導性領域となる発振周波数で駆動することになるが、回路構成例２では、共振周波数近傍の容量性領域においても圧電振動子ＰＺＴを駆動することが可能である。また、図１１に示した等価回路において、圧電振動子ＰＺＴの等価容量Ｃ０１に対するサージ電流が大きい場合、これにインダクタンスＬ１を直列に挿入することで、サージ電流を低減することが可能であるとの利点もある。

〔回路構成例３〕
図１８は、第３実施形態として回路構成例３を適用した駆動装置３００を示す図である。
第３実施形態となる駆動装置３００は、先の変形例２で示したように、圧電振動子ＰＺＴの片側（片端）をＧＮＤに接地している点が回路構成例１，２と異なっている。上記のようにＢＬＴ等を駆動対象の圧電振動子ＰＺＴとした場合、電極対のいずれか一方（片側）をＧＮＤに接地して使用しなければならない場合がある。

図１に示した構成では、圧電振動子ＰＺＴを片側（片端）で接地することはできないが、図１８に示す第３実施形態では、絶縁トランスＴ１を設けた回路網３５０（反転増幅器ＩＣ２を含めてもよい）とすることで、ＢＬＴ等の圧電振動子ＰＺＴの片側接地を可能としている。なお、コンデンサＣ５は直流カット用の容量素子である。その他の構成は回路構成例１，２と同様である。

〔デジタル処理〕
ここまでの実施形態では、回路構成例１～３に示したようにアナログ回路での構成であったが、デジタル処理を用いた手法も実現可能である。以下に、デジタル処理を用いた第４実施形態について説明する。

〔第４実施形態〕
図１９は、第４実施形態の駆動装置４００の構成を示すブロック図である。
第４実施形態の駆動装置４００は、例えば第３実施形態で挙げた回路網４５０を用いるが、発振器４２０にはデジタル式の発振回路４２０ａを備えている。また発振器４２０は、検出器４２０ｂを備えており、回路網４５０からの信号Ａが検出器４２０ｂに入力される。

検出器４２０ｂに入力される信号Ａは、回路網４５０内のコンデンサＣａから得られる端子間電圧波形の位相信号、電圧信号、位相、電圧等の情報を含むアナログ信号である。検出器４２０ｂは、信号Ａからデジタル情報（位相信号、電圧信号、位相、電圧等）を得る。

発振回路４２０ａは、信号Ａから得たデジタル情報を利用して、圧電振動子ＰＺＴの共振周波数近傍で発振する。発振回路４２０ａの出力は、増幅器４６０で増幅して回路網４５０及び圧電振動子ＰＺＴに印加される。

このように、第４実施形態の駆動装置４００によれば、マイコン等で共振波形を演算することにより、実際の圧電振動子ＰＺＴの状態（負荷状態、無負荷状態）の把握や、共振周波数への制御を正確に行うことができる。また、デジタル処理の特徴を活かし、信号Ａの波形の一部から負荷への印加電力なども演算することができる。このため、過負荷や出力不足に対応させて発振回路４２０ａの出力を制御することも可能である。

また、検出器４２０ｂや発振回路４２０ａをマイコンチップ（制御回路）としてモジュール化し、既存の駆動装置に割り込ませて使用することもできる。

図２０は、第４実施形態の駆動装置４００の具体的な回路構成例を示す図である。
この回路構成において、コンデンサＣ３～Ｃ５及び絶縁トランスＴ１は、上記の回路網４５０を構成している。また、ＣＰＵ等の演算素子でマイコンチップＩＣ２を構成し、これに検出器４２０ｂ（検出回路）及び発振回路４２０ａを含む発振器４２０としての機能を持たせている。

モジュールＩＣ１や周辺回路のコンデンサＣ１，Ｃ２は、安定化電源回路を構成し、ここからマイコンチップＩＣ２に定電圧を供給する。
差動増幅器ＩＣ３は、共振状態にある回路網４５０の波形の一部であるコンデンサＣ５の端子間電圧をマイコンチップＩＣ２に送信する。

マイコンチップＩＣ２は、差動増幅器ＩＣ３からのアナログ信号を内部でデジタル処理し、圧電振動子ＰＺＴの共振周波数又はその近傍の周波数で駆動信号を生成し、抵抗Ｒ１を経由してトランジスタＱ１～Ｑ３で構成する増幅器４６０（パワーアンプ）に送信する。そして増幅器４６０から駆動信号を出力し、圧電振動子ＰＺＴを駆動する。

本発明は、上述した実施形態に制約されることなく、種種に変形して実施可能である。
駆動装置１００，２００，３００，４００は、各図に示す構成だけでなく、同様の機能を発揮できる構成に変形して実施することができる。

各実施形態では、回路網１５０，２５０，３５０，４５０に配置したコンデンサに現れる端子間電圧Ｖｃａを電気的特性として利用しているが、電圧Ｖｃａ波形の他に位相θｃａを利用してもよいし、電圧Ｖｃａ波形と位相θｃａの両方を利用してもよいし、電流を利用してもよい。いずれにしても、利用する電気的特性の内容に応じて発振器１２０の発振周波数が可変される回路構成とすることで、駆動信号の発振周波数を共振周波数に近づける制御メカニズムを実現することができる。

また、実施形態において圧電振動子ＰＺＴの形状や大きさ、インピーダンス周波数特性、共振特性は一例として挙げたものであり、異なる形状や大きさ、特性のものを採用してもよい。なお、圧電振動子ＰＺＴ１は、複数の圧電体層を積層した積層体で構成されていてもよく、内層に電極が配置されている態様であってもよい。

各実施形態において図示とともに挙げた構造はあくまで好ましい一例であり、基本的な構造に各種の要素を付加し、あるいは一部を置換しても本発明を好適に実施可能であることはいうまでもない。

１００，２００，３００，４００ 駆動装置
１３０ 充放電回路
１４０ 電荷蓄積回路
１５０，２５０，３５０，４５０ 回路網
１６０ 増幅器
１９０ 共振回路

Claims (6)

1. 駆動対象の圧電振動子に対する駆動信号の印加時に、前記圧電振動子と一体となって共振状態を発生させる回路網と、
   前記圧電振動子に印加される駆動信号の電気的特性を利用することなく、共振状態の前記回路網に現れる電気的特性を利用して前記圧電振動子の共振周波数の近傍での前記駆動信号の発生を可能とする発振器と
   を備えた圧電振動子の駆動装置。
2. 請求項１に記載の圧電振動子の駆動装置において、
   前記発振器は、
   前記駆動信号の発振周期を充放電時間に基づいて決定する電荷蓄積回路と、
   前記電荷蓄積回路の電荷を充放電する充放電回路と、
   前記回路網で生じた電圧波形を前記電荷蓄積回路に対する充放電電流として帰還させることで前記電荷蓄積回路の充放電時間を可変させる帰還回路と
   を含むことを特徴とする圧電振動子の駆動装置。
3. 請求項１に記載の圧電振動子の駆動装置において、
   前記発振器は、
   電気的特性として前記回路網に現れる波形の一部の位相及び電圧の少なくとも一方を検出する検出回路と、
   前記検出回路の検出結果に基づいて、前記発振器が発生させる前記駆動信号の発振周波数を前記圧電振動子の共振周波数の近傍に制御する制御回路と
   を含むことを特徴とする圧電振動子の駆動装置。
4. 請求項１から３に記載の圧電振動子の駆動装置において、
   前記回路網は、
   前記駆動信号の印加時に充放電を行うことで前記圧電振動子と一体に共振状態を発生させる容量素子を含み、
   前記発振器は、
   前記容量素子の充放電に伴う電圧波形を利用して前記駆動信号の発振周波数を変化させることを特徴とする圧電振動子の駆動装置。
5. 請求項４に記載の圧電振動子の駆動装置において、
   前記回路網は、
   前記駆動信号の印加時に充放電を行うことで前記圧電振動子と一体に共振状態を発生させるインダクタンス
   をさらに含むことを特徴とする圧電振動子の駆動装置。
6. 請求項４に記載の圧電振動子の駆動装置において、
   前記回路網は、
   前記圧電振動子が有する電極対の一方を接地させた回路構成を有する
   ことを特徴とする圧電振動子の駆動装置。

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