JP7356900B2 - 共振発振回路及び非接触給電システム - Google Patents

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Description

本発明は、共振発振回路と、前記共振発振回路を用いた非接触給電システムとに関する。
従来、無線搬送車（ＡＧＶ（Automatic Guided Vehicle））などの移動体はリチウムイオンバッテリーなどの充電池を搭載している。この充電池を充電するときは、ＡＧＶを充電ステーションまで移動させた後、ＡＧＶに搭載された受電コイルを、充電ステーションの送電コイルに電磁的に結合させて非接触充電システムにおいて非接触充電を行う。
Mohammad Mahdi Ahmadi, et al., "A Self-Tuned Class-E Power Oscillator," IEEE TRANSACTIONS ON POWER ELECTRONICS, VOL. 34, NO. 5, MAY 2019. 小澤祐太ほか，「負荷非依存Ｅ－１級インバータの提案」，電子情報通信学会研究技術報告，ＥＥ２０１８－４５，２０１９年１月
しかしながら、前記非接触充電システムにおいては、図９Ａに示すように、以下の２つの課題があった。
（課題１）送電コイルと受電コイルとの間の位置関係が変化するとインダクタンスが変化し、共振周波数ｆｒが変化しスイッチング周波数ｆｓｗとｆｒが不一致することにより効率悪化などの悪影響を及ぼす。これにより、スイッチング周波数を共振周波数に一致させるためにはスイッチング素子の駆動回路を制御するための機構が必要となる。また、インダクタンスの変化により充電回路の出力電圧、出力電流等の出力特性が変化するため充電池の充電プロファイルを満たすための回路設計や制御が複雑になる。
（課題２）充電池の残量によって負荷が変動し、その結果、充電回路の出力電圧、出力電流等の出力特性が変動する。これにより、充電池の充電プロファイルを満たすための回路設計や制御が複雑になる。
従って、前記２つの課題を解決するための複雑な制御及び制御に伴う機構の追加が必要になり、電力変換効率の低下、体積や重量、コストの増加という問題点があった。
本発明の目的は以上の問題点を解決し、前記２つの課題を解決するための複雑な制御が不要な非接触給電を行うための共振発振回路と、前記共振発振回路を用いた非接触給電システムを提供することにある。
本発明に係る共振発振回路は、
第１のＬＣ共振回路と増幅素子を含み、出力電圧の位相を所定の位相差で移相して前記増幅素子に帰還することで発振する第１の発振器と、
前記増幅素子をスイッチング素子として用いかつ前記第１の発振器を帰還回路として用いて、前記出力電圧と同一の周波数でかつ前記出力電圧の位相を前記位相差で移相して前記増幅素子を駆動するゲート信号を発生して前記増幅素子の入力端子に帰還することにより発振する第２の発振器とを備え、
前記位相差は、前記出力電圧が印加される第１のＬＣ共振回路のインダクタンス及び負荷に実質的に依存しない値である、
ことを特徴とする。
従って、本発明に係る共振発振回路によれば、共振発振回路の出力電圧は負荷及び第１のＬＣ共振回路のインダクタンスに対して依存しないので、前記２つの課題を解決するための複雑な制御が不要な非接触給電を行うための共振発振回路を提供できる。
実施形態１に係る非接触給電システムの構成例を示すブロック図である。 実施形態２に係る非接触給電システムの構成例を示すブロック図である。 実施形態３に係る非接触給電システムの構成例を示すブロック図である。 実施形態４に係る非接触給電システムの構成例を示すブロック図である。 比較例に係るＥ－１級発振器９０の構成例を示す回路図である。 図５のＥ－１級発振器９０の動作を示す各電圧の波形図である。 実施例１に係る共振発振回路１２－１の構成例を示す回路図である。 実施例１の変形例に係る共振発振回路１２－１Ａの構成例を示す回路図である。 図７Ａの共振発振回路１２－１の動作を示す各電圧の波形図である。 比較例の発振器を用いたときの動作を示す周波数に対する出力電圧特性を示すグラフである。 図７Ａの共振発振回路１２－１を用いたときの動作を示す周波数に対する出力電圧特性を示すグラフである。 比較例に係るＥ－１級発振器９１の構成例を示す回路図である。 図７Ａの共振発振回路１２－１のシミュレーション結果を示す出力電圧Ｖｏの波形図である。 図７Ａの共振発振回路１２－１のシミュレーション結果を示すソース電流Ｉｓの波形図である。 図７Ａの共振発振回路１２－１のシミュレーション結果を示す帰還電圧Ｖｆの波形図である。 実施例２に係る共振発振回路１２－２の構成例を示す回路図である。 実施例３に係る共振発振回路１２－３の構成例を示す回路図である。 図１３の共振発振回路１２－３のシミュレーション結果を示す出力電圧Ｖｏの波形図である。 図１３の共振発振回路１２－３のシミュレーション結果を示すソース電流Ｉｓの波形図である。 図１３の共振発振回路１２－３のシミュレーション結果を示す帰還電圧Ｖｆの波形図である。 実施例４に係る共振発振回路１２－４の構成例を示す回路図である。 実施例５に係る共振発振回路１２－５の構成例を示す回路図である。 実施例６に係る共振発振回路１２－６の構成例を示す回路図である。 変形例１に係る共振発振回路１２Ａの構成例を示すブロック図である。 図１８の定電流出力回路１６の構成例を示す回路図である。 変形例２に係るＤＣ／ＤＣコンバータ２３の構成例を示すブロック図である。
以下、本発明にかかる実施形態について図面を参照して説明する。なお、同一又は同様の構成要素については同一の符号を付している。
（比較例の問題点）
上述のように、課題１を解決するためには、例えば送電装置のスイッチング周波数ｆｓｗが共振周波数ｆｒに一致するように制御し、かつ充電回路の出力電圧、出力電流等の出力特性が変動しないように制御する必要がある。また、課題２を解決するためには、充電回路の出力電圧、出力電流等の出力特性が変動しないように、例えば送電装置の電圧又はデューティ比を制御する必要がある。
（比較例のＥ－１級発振器）
図５は、非特許文献１に開示された比較例に係るＥ級発振器９０の構成例を示す回路図であり、図６は図５のＥ級発振器９０の動作を示す各電圧の波形図である。
図５において、Ｅ級発振器９０は、分圧抵抗Ｒｄ１，Ｒｄ２、帰還インダクタＬＦ及び分圧キャパシタＣｎ１，Ｃｎ２からなる直流バイアス回路３１Ａと、ＭＯＳ電界効果トランジスタ（以下、ＭＯＳトランジスタという。）Ｑ１と、インダクタＬ１，Ｌ２と、キャパシタＣ１，Ｃ２と、負荷抵抗ＲＬとを備えて構成される。
図５のＥ級発振器９０において、電源電圧ＶＤＤはインダクタＬ１を介してＭＯＳトランジスタＱ１のドレインに印加されるとともに、分圧抵抗Ｒｄ１，Ｒｄ２により分圧された直流バイアス電圧がＭＯＳトランジスタＱ１のゲートに印加される。負荷抵抗Ｒｏの両端の出力電圧Ｖｏは分圧キャパシタＣｎ１，Ｃｎ２により分圧された後、帰還インダクタＬＦを介してゲート信号としてＭＯＳトランジスタＱ１のゲートに印加される。ＭＯＳトランジスタＱ１で発生される出力ソース電圧ＶｓはキャパシタＣ１，Ｃ２及びインダクタＬ２を介して出力電圧Ｖｏとして負荷抵抗ＲＬに出力される。ここで、ＭＯＳトランジスタＱ１のゲートに印加されるゲート電圧Ｖｆは、図６に示すように、出力電圧Ｖｏに対して１４０度だけ移相された電圧となる。
以上のように構成された非特許文献１に係るＥ級発振器９０では、出力電圧Ｖｏの波形に対してゲート電圧Ｖｆの位相が１４０度しかシフトできないため、課題２を解決することができないため、共振回路のインダクタンス及び負荷変動に対応するための制御が必要になるという問題点があった。
そこで、本発明に係る実施形態では、課題１及び２をともに解決することができる共振発振回路及び、前記共振発振回路を用いた非接触給電システムについて以下に説明する。
（実施形態１）
図１は実施形態１に係る非接触給電システムの構成例を示すブロック図である。
図１において、実施形態１に係る非接触給電システムは、送電装置１００と、受電装置２００とを備えて構成される。ここで、送電装置１００は、力率改善回路（以下、ＰＦＣ回路という。）１１と、ＰＦＣ回路１１の動作を制御するＰＦＣ制御部１０と、送電ＬＣ共振回路１３を有する共振発振回路１２と、アンテナ１５Ａを有する無線通信回路１５とを備えて構成される。一方、受電装置２００は、受電ＬＣ共振回路２１と、整流回路２２と、ＤＣ／ＤＣコンバータ２３と、負荷２４と、ＤＣ／ＤＣコンバータ２３等の動作を制御する受電制御部２０と、アンテナ２５Ａを有する無線通信回路２５とを備えて構成される。ここで、送電装置１００と受電装置２００とは例えば充電などの電源供給のために互いに近傍に位置する。これにより、送電ＬＣ共振回路１３と受電ＬＣ共振回路２１とは例えば電磁的に結合し、また、無線通信回路１５と無線通信回路２５とはそれぞれアンテナ１５Ａ，２５Ａを用いて無線通信を行うことで必要な情報データを送受信する。
図１の送電装置１００において、ＰＦＣ回路１１は、例えば商用交流電源等の交流電源からの交流電圧である入力電圧Ｖｉｎを直流電圧に変換しかつ所定の力率改善方法を用いて入力電圧に対して力率改善処理を行って出力電圧を入力電圧ＶＩとして共振発振回路１２に出力する。ＰＦＣ制御部１０は、負荷２４への出力電圧及び出力電流等の負荷情報を、受電制御部２０から無線通信回路２５，１５を介して受信して、当該負荷情報に基づいて、ＰＦＣ回路１１を、前記力率改善処理を行うように制御する。また、共振発振回路１２は、例えば図７Ａの共振発振回路１２－１であってインバータ回路として動作し、送電ＬＣ共振回路１３を用いて、入力電圧ＶＩ（もしくは、外部電圧又は電源電圧ＶＤＤであってもよい）に基づいて所定の共振周波数ｆｒで共振して当該共振周波数ｆｒを有する交流電圧を含む交流電力を発生して、送電ＬＣ共振回路１３に結合された受電ＬＣ共振回路２１に送電する。
図１の受電装置２００において、受電ＬＣ共振回路２１は、送電ＬＣ共振回路１３からの交流電力を受電して、当該交流電力の交流電圧を整流回路２２に出力する。整流回路２２は入力される交流電圧を直流電圧に整流してＤＣ／ＤＣコンバータ２３に出力する。ＤＣ／ＤＣコンバータ２３は、受電制御部２０の制御のもとで、入力される直流電圧を所定電圧の直流電圧に変換した後、負荷２４に出力する。受電制御部２０は、負荷２４への出力電圧及び出力電流を検出してそれらの情報を含む負荷情報を、無線通信回路２５，１５を介してＰＦＣ制御部１０に送信する。受電制御部２０はまた、負荷情報に基づいて、例えば所定のゲート信号を発生してＤＣ／ＤＣコンバータ２３に含まれるインバータ回路を制御することで、所定の負荷電圧となるようにＤＣ／ＤＣコンバータ２３を制御する。
なお、整流回路２２は、例えば、半波整流回路、両波整流回路、フルブリッジ整流回路、ハーフアクティブ整流回路、倍電圧整流回路、又は倍電流整流回路などの整流回路であってもよい。
図７Ａは実施例１に係る共振発振回路１２－１の構成例を示す回路図であり、図８は図７Ａの共振発振回路１２－１の動作を示す各電圧の波形図である。図７Ａの共振発振回路１２－１は例えば図１の実施形態１に係る非接触給電システムに対して適用可能な共振発振回路である。
図７Ａにおいて、共振発振回路１２－１は、
（１）送電ＬＣ共振回路１３と増幅素子であるＭＯＳトランジスタＱ１を含み、出力電圧の位相を所定の位相差で移相してＭＯＳトランジスタＱ１に帰還することで発振するコルピッツ型発振器３２と、
（２）ＭＯＳトランジスタＱ１をスイッチング素子として用いかつ前記コルピッツ型発振器３２を帰還回路として用いて、出力電圧Ｖｏと同一の周波数でかつ出力電圧Ｖｏの位相を前記位相差で移相してＭＯＳトランジスタＱ１を駆動するゲート信号Ｖｇｓのゲート電圧Ｖｆを発生してＭＯＳトランジスタＱ１の入力端子であるゲートに帰還することにより発振するＥ－１級発振器３３と、
（３）入力電圧ＶＩに基づいて、ＭＯＳトランジスタＱ１をゲート信号Ｖｇｓによりスイッチング可能な、所定の直流バイアス電圧を発生してＭＯＳトランジスタＱ１のゲートに印加する直流バイアス回路３１を備え、
（４）前記位相差は出力電圧Ｖｏが印加される負荷抵抗ＲＬに実質的に依存しないように設定される値であり、図７Ａの共振発振回路１２－１では１８０度である。なお、負荷非依存を達成するための位相差が１８０度以外については、詳細後述する。
（５）送電ＬＣ共振回路（以下、ＬＣ共振回路という。）１３は、インダクタＬｏ及びキャパシタＣ１の直列回路と、キャパシタＣ２との並列回路で構成される。なお、インダクタＬｏは受電装置２００の受電ＬＣ共振回路２１のインダクタに電磁的に結合される。
図７Ａにおいて、コルピッツ型発振器３２は、ＭＯＳトランジスタＱ１と、分圧抵抗Ｒｄ２と、帰還キャパシタＣＢと、ＬＣ共振回路１３とを備える。また、Ｅ－１級発振器３３は、ＭＯＳトランジスタＱ１と、インダクタＬｏ，Ｌ１と、キャパシタＣｃと、ＬＣ共振回路１３とを備える。
ここで、入力電圧ＶＩは分圧抵抗Ｒｄ１，Ｒｄ２により分圧されてＭＯＳトランジスタＱ１のゲートに印加される。入力電圧ＶＩはまた、インダクタＬｃ，Ｌ１を介してＭＯＳトランジスタＱ１のドレインに印加される。ＭＯＳトランジスタＱ１で発生される発振電圧はインダクタＬ１及びキャパシタＣｃ並びにＬＣ共振回路１３を介して負荷電圧Ｖｏとして負荷抵抗ＲＬに出力される。なお、出力電圧Ｖｏは、ＬＣ共振回路１３内のインダクタＬｏとキャパシタＣ１との接続点の電圧は、帰還キャパシタＣＢを介してＭＯＳトランジスタＱ１のゲートにゲート信号のゲート電圧Ｖｆとして印加される。
ここで、
（１）Ｃ１，Ｃ２は共振キャパシタである。
（２）ＣＢは検出電圧の直流成分をカットしてゲート電圧Ｖｆを生成するためのカップリングキャパシタである。すなわち、分圧抵抗Ｒｄ１，Ｒｄ２以外のインピーダンスが直流バイアス回路３１に見えてこないようにすることで、ゲート信号のゲート電圧Ｖｆは入力電圧ＶＩと抵抗分圧回路から常に一定の電圧を生成する。
（３）Ｌｏは自己インダクタ又は送受電コイル間の励磁インダクタである。
図７Ａのコルピッツ型発振器３２の発振周波数（共振周波数）ｆｒは次式で表される。
Figure 0007356900000001
前記コルピッツ型発振器３２においては、キャパシタＣ１，Ｃ２の接続点を接地できるので、Ｃ１＝Ｃ２と設定することで前記位相差を１８０度に設定することができる。ただし、前記位相差を１８０度以外に設定するときは、Ｃ１≠Ｃ２であってもよい。ここで、電磁結合のキャパシタＣ２と、接地された共振キャパシタＣ１とを含むので、例えば磁界結合方式の非接触給電システム（図１）において使用することができる。
以上のように構成された共振発振回路１２－１においては、図８に示すように、共振波形である出力電圧Ｖｏを検出し、同一周波数のまま１８０度位相シフト（移相）して（すなわち反転して）ゲート信号のゲート電圧Ｖｆを生成する。これにより、インダクタＬｏのインダクタンスが変化することにより共振周波数ｆｒが変動してもスイッチング周波数が自動的に共振周波数ｆｒに追従し、ＬＣ共振回路１３のインダクタＬｏのインダクタンス及び負荷の変動に対して非依存な出力電圧特性を得ることができる。なお、前記位相差を、詳細後述するように、前記負荷非依存を達成する１８０度以外の位相差に設定して構成してもよい。
これについて、非特許文献２で開示された図１０の比較例に係るＥ－１級発振器９１の構成例を用いて以下に説明する。
図１０は比較例に係るインバータ回路を構成するＥ－１級発振器９１の構成例を示す回路図である。図１０において、入力電圧ＶＩは高周波除去用インダクタＬＲＦＣ及びインダクタＬ１を介してＭＯＳトランジスタＱ１のドレインに印加される。ＭＯＳトランジスタＱ１で発生される発振電圧はインダクタＬ１、キャパシタＣ１、並びに、インダクタＬ２及びキャパシタＣ２の並列共振フィルタ９２を介して、負荷抵抗ＲＬに出力される。ここで、負荷抵抗ＲＬにかかる出力電圧ｖｏは振幅Ｖｍとして次式で表される。
ｖｏ（ｔ）＝Ｖｍｓｉｎ（θ＋φ） （１）
ここで、φはスイッチング素子であるＭＯＳトランジスタＱ１へのゲート電圧ｖｇと、出力電圧ｖｏとの位相差である。
Ｅ－１級発振器９１では、並列共振フィルタ９２に含まれる容量性成分Ｃｘを考慮する。容量性成分Ｃｘに流れる電流をＩＣｘとし、入力電流をＩＩとし、角周波数をωとすると、次式で表される。
ＩＣｘ＝ωＣｘＶｍ＝ｋＶ２Ｖｍ＋ｋＩ２ＩＩ （２）
ここで、ｋＩ２は次式で表される。
Figure 0007356900000002
ここで、ｑは次式で表される。
Figure 0007356900000003
入力電圧ＶＩの電圧源と、チョークコイルのインダクタＬＲＦＣの直列接続により、直流入力電流ＩＩが流れる。入力電流ＩＩは負荷抵抗ＲＬによって決まるために、負荷変動により入力電流ＩＩは変化する。式（２）より、電圧振幅Ｖｍと入力電流ＩＩには以下の関係式が成り立つ。
Figure 0007356900000004
ここで、出力電圧ｖｏ（ｔ）が負荷変動によらず一定となるためには、次式が必要条件となる。
Figure 0007356900000005
式（５）より、ｋＩ２＝０を解くと次式を得る。
ｓｉｎφ＝０ （６）
図１０の回路図では、出力電圧ｖｏは接地側を正とした場合の符号の定義となっているために、出力電圧ｖｏを反転させて接地側を負として定義している本実施形態において、１８０度の位相差の場合に負荷に対して依存しない電気的特性を得ることになる。
図１１Ａは図７Ａの共振発振回路１２－１のシミュレーション結果を示す出力電圧Ｖｏの波形図であり、図１１Ｂは図７Ａの共振発振回路１２－１のシミュレーション結果を示すソース電流Ｉｓの波形図であり、図１１Ｃは図７Ａの共振発振回路１２－１のシミュレーション結果を示す帰還電圧Ｖｆの波形図である。
図１１Ａ～図１１Ｃから明らかなように、共振発振回路１２－１の出力電圧Ｖｏは負荷抵抗ＲＬにかかわらず、変動がないことがわかる。すなわち、図９Ｂに示すように、インダクタンス及び負荷抵抗ＲＬが変動しても（軽負荷、又は重負荷にかかわらず）出力電圧Ｖｏの動作点は変動しない。
図７Ｂは実施例１の変形例に係る共振発振回路１２－１Ａの構成例を示す回路図である。図７Ａでは、入力電圧ＶＩのみを用いているが、図７Ｂに示すように、電源電圧ＶＤＤと入力電圧ＶＩを用いてもよい。この変形例の要旨については、後述する実施例２～６においても適用可能である。図７Ｂの共振発振回路１２－１Ａは、図７Ａの共振発振回路１２－１に比較して以下の点が異なる。
（１）直流バイアス回路３１を備えず、電源電圧ＶＤＤ（外部電圧等であってもよい）はＭＯＳトランジスタＱ１のゲートに印加される。なお、ＭＯＳトランジスタＱ１を駆動するゲート信号Ｖｇｓのゲート電圧Ｖｆは、インダクタＬｏとキャパシタＣ１との接続点からＭＯＳトランジスタＱ１の入力端子であるゲートに帰還される。
（２）入力電圧ＶＩはインダクタＬｃ，Ｌ１を介してＭＯＳトランジスタＱ１のドレインに印加される。
以上説明したように、実施形態１及び変形例によれば、共振発振回路１２を、コルピッツ型発振器３２と、Ｅ－１級発振器３３と、直流バイアス回路３１（実施形態１に限る）とを備えて構成することで、ＬＣ共振回路１３のインダクタＬｏのインダクタンス及び負荷抵抗ＲＬに関わらず、一定の出力電圧Ｖｏを得ることができ、インダクタンスの変化による共振周波数ｆｒの変化にスイッチング周波数ｆｓｗが制御不要で各周波数ｆｒ／ｆｓｗ

を一定で固定することができる。これにより、上記の課題１及び２を解決することができる。
また、負荷抵抗ＲＬの変動にかかわらず、ゼロ電圧スイッチング（ＺＶＳ）又はゼロ電流スイッチング（ＺＣＳ）を達成でき、高効率化が可能となる。
さらに、例えば図７Ａの共振発振回路１２－１を非接触給電システムに適用する場合、負荷電流及び負荷電圧の負荷情報を受電装置２００から送電装置１００に送信する必要がないため、共振周波数ｆｒに合わせて送電装置１００のＰＦＣ回路１１内のスイッチング周波数ｆｓｗを制御する必要がなくなり、制御負荷や装置回路の体積を大幅に削減できる。従って、実施形態１において、送電装置１００を制御するために用いていた送受電間の無線通信回路１５，２５、並びに受電装置２００のＤＣ／ＤＣコンバータ２３も不要としてもよい。
また、例えば図７Ａの共振発振回路１２－１等の共振発振回路を非接触給電システムに適用する場合、上記の負荷非依存の位相差は、ＬＣ共振回路１３のインダクタＬｏのインダクタンス、受電ＬＣ共振回路２１のインダクタンス及び負荷抵抗ＲＬに依存しない値に設定される（これについては、すべての実施形態１～４及び変形例に対して適用される）。これにより、ＬＣ共振回路１３のインダクタＬｏのインダクタンス、受電ＬＣ共振回路２１のインダクタンス及び負荷抵抗ＲＬに関わらず、一定の出力電圧Ｖｏを得ることができ、インダクタンスの変化による共振周波数ｆｒの変化にスイッチング周波数ｆｓｗが制御不要で各周波数ｆｒ／ｆｓｗを一定で固定することができる。これにより、上記の課題１及び２を解決することができる。
次いで、図１の実施形態１に係る非接触給電システムの他の実施形態である実施形態２～４について以下に説明する。
（実施形態２）
図２は実施形態２に係る非接触給電システムの構成例を示すブロック図である。図２の実施形態２に係る非接触給電システムは、図１の実施形態１に係る非接触給電システムに比較して以下の点が異なる。
（１）受電装置２００に代えて受電装置２００Ａを備える。
（２）受電装置２００Ａは受電装置２００に比較して、ＤＣ／ＤＣコンバータ２３を備えない。従って、整流回路２２からの直流電圧は負荷２４に出力される。また、受電制御部２０はＤＣ／ＤＣコンバータ２３を制御する必要がなくなる。
以上のように構成された実施形態２に係る非接触給電システムは、上記の相違点を除き、実施形態１に係る非接触給電システムと同様の作用効果を有する。
（実施形態３）
図３は実施形態３に係る非接触給電システムの構成例を示すブロック図である。図３の実施形態３に係る非接触給電システムは、図１の実施形態１に係る非接触給電システムに比較して以下の点が異なる。
（１）送電装置１００に代えて送電装置１００Ａを備える。
（２）送電装置１００Ａは送電装置１００に比較して、ＰＦＣ回路１１に代えて整流回路１４を備え、ＰＦＣ制御部１０及び無線通信回路１５を備えない。整流回路１４は交流電源からの交流電圧を直流電圧に整流して共振発振回路１２に出力する。
（３）受電装置２００に代えて受電装置２００Ｂを備える。
（４）受電装置２００Ｂは受電装置２００に比較して、無線通信回路２５を備えない。ここで、受電制御部２０は負荷２４への負荷情報に基づいて、ＤＣ／ＤＣコンバータ２３の動作のみを制御する。
以上のように構成された実施形態３に係る非接触給電システムは、上記の相違点を除き、実施形態１に係る非接触給電システムと同様の作用効果を有する。
（実施形態４）
図４は実施形態４に係る非接触給電システムの構成例を示すブロック図である。図４の実施形態４に係る非接触給電システムは、図１の実施形態１に係る非接触給電システムに比較して以下の点が異なる。
（１）送電装置１００に代えて実施形態３と同様の送電装置１００Ａを備える。
（２）受電装置２００に代えて受電装置２００Ｃを備える。
（３）受電装置２００Ｃは受電装置２００に比較して、ＤＣ／ＤＣコンバータ２３、受電制御部２０及び無線通信回路２５を備えない。従って、整流回路２２からの直流電圧は負荷２４に出力される。
以上のように構成された実施形態４に係る非接触給電システムは、上記の相違点を除き、実施形態１に係る非接触給電システムと同様の作用効果を有する。
次いで、実施形態１～４の共振発振回路１２に適用可能な、実施例１とは別の実施例２～６に係る共振発振回路１２－２～１２－６について以下に説明する。
（実施例２）
図１２は実施例２に係る共振発振回路１２－２の構成例を示す回路図である。図１２の実施例２に係る共振発振回路１２－２は、図７Ａの実施例１に係る共振発振回路１２－１に比較して以下の点が異なる。
（１）コルピッツ型発振器３２に代えてハートレー型発振器３２Ａを備える。以下、当該相違点について詳述する。
図１２において、ハートレー型発振器３２Ａは、ＭＯＳトランジスタＱ１と、分圧抵抗Ｒｄ２と、帰還キャパシタＣＢと、ＬＣ共振回路１３とを備える。また、Ｅ－１級発振器３３は、ＭＯＳトランジスタＱ１と、インダクタＬｃ，Ｌ１ａと、キャパシタＣｃと、ＬＣ共振回路１３とを備える。
ここで、入力電圧ＶＩはインダクタＬｃ，Ｌ１ａを介してＭＯＳトランジスタＱ１のドレインに印加される。ＬＣ共振回路１３は、キャパシタＣ１及びインダクタＬ１の直列回路と、インダクタＬｏとの並列回路で構成される。ここで、キャパシタＣ１及びインダクタＬ１の接続点はＤＣカット用カップリングキャパシタＣＢを介してＭＯＳトランジスタＱ１のゲートに接続される。
ハートレー型発振器３２Ａもコルピッツ型発振器３２と同様に、ＬＣ共振回路１３とＭＯＳトランジスタＱ１を含み、出力電圧の位相を反転してＭＯＳトランジスタＱ１に帰還することで発振する。図１２のハートレー型発振器３２Ａの発振周波数（共振周波数）ｆｒは次式で表される。
Figure 0007356900000006
前記ハートレー型発振器３２Ａにおいては、インダクタＬｏ，Ｌ１の接続点を接地できるので、Ｌｏ＝Ｌ１と設定することで前記位相差を１８０度に設定することができる。前記位相差を１８０度以外に設定するときは、Ｌｏ≠Ｌ１であってもよい。ここで、電界結合のキャパシタＣ１と、接地された共振インダクタＬ１とを含むので、例えば電界結合方式の非接触給電システムにおいて使用することができる。
以上のように構成された共振発振回路１２－２においては、図１２に示すように、共振波形である出力電圧Ｖｏを検出し、同一周波数のまま１８０度で位相シフト（移相）して（すなわち反転して）ゲート信号のゲート電圧Ｖｆを生成する。これにより、インダクタＬｏのインダクタンスが変化することにより共振周波数ｆｒが変動してもスイッチング周波数が自動的に共振周波数ｆｒに追従し、ＬＣ共振回路１３のインダクタＬｏのインダクタンス及び負荷の変動に対して非依存な出力電圧特性を得ることができる。なお、前記位相差を、詳細後述するように、前記負荷非依存を達成する１８０度以外の位相差に設定して構成してもよい。
（実施例３）
図１３は実施例３に係る共振発振回路１２－３の構成例を示す回路図である。図１３の実施例３に係る共振発振回路１２－３は、図７Ａの実施例１に係る共振発振回路１２－１に比較して以下の点が異なる。
（１）コルピッツ型発振器３２に代えて反結合型発振器３２Ｂを備える。以下、当該相違点について詳述する。
図１３において、共振発振回路１２－３は、
（１）ＬＣ共振回路１３と増幅素子であるＭＯＳトランジスタＱ１を含み、出力電圧の位相を所定の位相差で移相してＭＯＳトランジスタＱ１に帰還することで発振する反結合型発振器３２Ｂと、
（２）ＭＯＳトランジスタＱ１をスイッチング素子として用いかつ前記反結合型発振器３２Ｂを帰還回路として用いて、出力電圧Ｖｏと同一の周波数でかつ出力電圧Ｖｏの位相を前記位相差で移相してＭＯＳトランジスタＱ１を駆動するゲート信号Ｖｇｓのゲート電圧Ｖｆを発生してＭＯＳトランジスタＱ１の入力端子であるゲートに帰還することにより発振するＥ－１級発振器３３と、
（３）入力電圧ＶＩに基づいて、ＭＯＳトランジスタＱ１をゲート信号Ｖｇｓによりスイッチング可能な、所定の直流バイアス電圧を発生してＭＯＳトランジスタＱ１のゲートに印加する直流バイアス回路３１を備え、
（４）前記位相差は出力電圧Ｖｏが印加される負荷抵抗ＲＬに実質的に依存しないように設定される値であり、図１３の共振発振回路１２－３では１８０度である。
（５）ＬＣ共振回路１３は、インダクタＬｏ及びキャパシタＣ１の直列回路と、インダクタＬｏに反結合されたインダクタＬｔとを備えて構成される。ここで、インダクタＬｏ，Ｌｔにより反結合型トランス３４を構成する。なお、インダクタＬｏは受電装置２００の受電ＬＣ共振回路２１のインダクタに電磁的に結合される。
図１３において、反結合型発振器３２Ｂは、ＭＯＳトランジスタＱ１と、分圧抵抗Ｒｄ２と、帰還キャパシタＣＢと、ＬＣ共振回路１３とを備える。また、Ｅ－１級発振器３３は、ＭＯＳトランジスタＱ１と、インダクタＬｃ，Ｌ１と、キャパシタＣｃと、ＬＣ共振回路１３とを備える。
ここで、入力電圧ＶＩは分圧抵抗Ｒｄ１，Ｒｄ２により分圧されてＭＯＳトランジスタＱ１のゲートに印加される。入力電圧ＶＩはまた、インダクタＬｃ，Ｌ１を介してＭＯＳトランジスタＱ１のドレインに印加される。ＭＯＳトランジスタＱ１で発生される発振電圧はインダクタＬ１及びキャパシタＣｃ並びにＬＣ共振回路１３を介して負荷電圧Ｖｏとして負荷抵抗ＲＬに出力される。なお、出力電圧Ｖｏは、反結合型トランス３４及び帰還キャパシタＣＢを介してＭＯＳトランジスタＱ１のゲートにゲート信号のゲート電圧Ｖｆとして印加される。
図１４Ａは図１３の共振発振回路１２－３のシミュレーション結果を示す出力電圧Ｖｏの波形図であり、図１４Ｂは図１３の共振発振回路１２－３のシミュレーション結果を示すソース電流Ｉｓの波形図であり、図１４Ｃは図１３の共振発振回路１２－３のシミュレーション結果を示す帰還電圧Ｖｆの波形図である。
図１４Ａ～図１４Ｃから明らかなように、共振発振回路１２－３の出力電圧Ｖｏは負荷抵抗ＲＬにかかわらず、変動がないことがわかる。すなわち、図９Ｂに示すように、インダクタンス及び負荷抵抗ＲＬが変動しても（軽負荷、又は重負荷にかかわらず）出力電圧Ｖｏの動作点は変動しない。
以上のように構成された共振発振回路１２－３においては、図１３に示すように、共振波形である出力電圧Ｖｏを検出し、同一周波数のまま１８０°位相シフト（移相）して（すなわち反転して）ゲート信号のゲート電圧Ｖｆを生成する。これにより、インダクタＬｏのインダクタンスが変化することにより共振周波数ｆｒが変動してもスイッチング周波数が自動的に共振周波数ｆｒに追従し、ＬＣ共振回路１３のインダクタＬｏのインダクタンス及び負荷の変動に対して非依存な出力電圧特性を得ることができる。なお、前記位相差を、詳細後述するように、前記負荷非依存を達成する１８０度以外の位相差に設定して構成してもよい。
（実施例４）
図１５は実施例４に係る共振発振回路１２－４の構成例を示す回路図である。実施例４に係る共振発振回路１２－４は、図７Ａの実施例１に係る共振発振回路１２－１に比較して以下の点が異なる。
（１）Ｅ－１級発振器３３に代えてＥ級発振器３３Ａを備える。すなわち、共振発振回路１２－４は、Ｅ級発振器３３Ａと、コルピッツ型発振器３２と、直流バイアス回路３１とを備えて構成されたことを特徴とする。以下、当該相違点について説明する。
図１５において、コルピッツ型発振器３２は、ＭＯＳトランジスタＱ１と、分圧抵抗Ｒｄ２と、帰還キャパシタＣＢと、ＬＣ共振回路１３とを備える。また、Ｅ級発振器３３Ａは、ＭＯＳトランジスタＱ１と、インダクタＬｃと、キャパシタＣｃと、ＬＣ共振回路１３とを備える。ここで、入力電圧ＶＩはインダクタＬｃを介してＭＯＳトランジスタＱ１のドレインに印加される。ＭＯＳトランジスタＱ１で発生される発振電圧はキャパシタＣｃ及びＬＣ共振回路１３を介して負荷抵抗ＲＬに出力される。その他の構成は図７Ａと同様である。
以上のように構成された共振発振回路１２－４においては、図１５に示すように、共振波形である出力電圧Ｖｏを検出し、同一周波数のまま１８０°位相シフト（移相）して（すなわち反転して）ゲート信号のゲート電圧Ｖｆを生成する。これにより、インダクタＬｏのインダクタンスが変化することにより共振周波数ｆｒが変動してもスイッチング周波数が自動的に共振周波数ｆｒに追従し、ＬＣ共振回路１３のインダクタＬｏのインダクタンス及び負荷の変動に対して非依存な出力電圧特性を得ることができる。なお、前記位相差を、詳細後述するように、前記負荷非依存を達成する１８０度以外の位相差に設定して構成してもよい。
（実施例５）
図１６は実施例５に係る共振発振回路１２－５の構成例を示す回路図である。実施例５に係る共振発振回路１２－５は、図１２の実施例２に係る共振発振回路１２－２に比較して以下の点が異なる。
（１）Ｅ－１級発振器３３に代えてＥ級発振器３３Ａを備える。すなわち、共振発振回路１２－５は、Ｅ級発振器３３Ａと、ハートレー型発振器３２Ａと、直流バイアス回路３１とを備えて構成されたことを特徴とする。以下、当該相違点について説明する。
図１６において、ハートレー型発振器３２Ａは、ＭＯＳトランジスタＱ１と、分圧抵抗Ｒｄ２と、帰還キャパシタＣＢと、ＬＣ共振回路１３とを備える。また、Ｅ級発振器３３Ａは、ＭＯＳトランジスタＱ１と、インダクタＬｃと、キャパシタＣｃと、ＬＣ共振回路１３とを備える。ここで、入力電圧ＶＩはインダクタＬｃを介してＭＯＳトランジスタＱ１のドレインに印加される。ＭＯＳトランジスタＱ１で発生される発振電圧はキャパシタＣｃ及びＬＣ共振回路１３を介して負荷抵抗ＲＬに出力される。その他の構成は図１２と同様である。
以上のように構成された共振発振回路１２－５においては、図１６に示すように、共振波形である出力電圧Ｖｏを検出し、同一周波数のまま１８０°位相シフト（移相）して（すなわち反転して）ゲート信号のゲート電圧Ｖｆを生成する。これにより、インダクタＬｏのインダクタンスが変化することにより共振周波数ｆｒが変動してもスイッチング周波数が自動的に共振周波数ｆｒに追従し、ＬＣ共振回路１３のインダクタＬｏのインダクタンス及び負荷の変動に対して非依存な出力電圧特性を得ることができる。なお、前記位相差を、詳細後述するように、前記負荷非依存を達成する１８０度以外の位相差に設定して構成してもよい。
（実施例６）
図１７は実施例６に係る共振発振回路１２－６の構成例を示す回路図である。実施例６に係る共振発振回路１２－６は、図１３の実施例３に係る共振発振回路１２－３に比較して以下の点が異なる。
（１）Ｅ－１級発振器３３に代えてＥ級発振器３３Ａを備える。すなわち、共振発振回路１２－６は、Ｅ級発振器３３Ａと、反結合型発振器３２Ｂと、直流バイアス回路３１とを備えて構成されたことを特徴とする。以下、当該相違点について説明する。
図１７において、反結合型発振器３２Ｂは、ＭＯＳトランジスタＱ１と、分圧抵抗Ｒｄ２と、帰還キャパシタＣＢと、ＬＣ共振回路１３とを備える。また、Ｅ級発振器３３Ａは、ＭＯＳトランジスタＱ１と、インダクタＬｃと、キャパシタＣｃと、ＬＣ共振回路１３とを備える。ここで、入力電圧ＶＩはインダクタＬｃを介してＭＯＳトランジスタＱ１のドレインに印加される。ＭＯＳトランジスタＱ１で発生される発振電圧はキャパシタＣｃ及びＬＣ共振回路１３を介して負荷抵抗ＲＬに出力される。その他の構成は図１３と同様である。
以上のように構成された共振発振回路１２－６においては、図１７に示すように、共振波形である出力電圧Ｖｏを検出し、同一周波数のまま１８０°位相シフト（移相）して（すなわち反転して）ゲート信号のゲート電圧Ｖｆを生成する。これにより、インダクタＬｏのインダクタンスが変化することにより共振周波数ｆｒが変動してもスイッチング周波数が自動的に共振周波数ｆｒに追従し、ＬＣ共振回路１３のインダクタＬｏのインダクタンス及び負荷の変動に対して非依存な出力電圧特性を得ることができる。なお、前記位相差を、詳細後述するように、前記負荷非依存を達成する１８０度以外の位相差に設定して構成してもよい。
（変形例１）
図１８は変形例１に係る共振発振回路１２Ａの構成例を示すブロック図であり、図１９は図１８の定電流出力回路１６の構成例を示す回路図である。図１８に示すように、上記の各実施形態に係る共振発振回路１２は、送電ＬＣ共振回路１３の前段に、入力電圧に基づいて、負荷抵抗ＲＬの変動にかかわらず一定の出力電流で出力する定電流出力回路１６を備えた共振発振回路１２Ａであってもよい。
図１９の構成例において、定電流出力回路１６は、オペアンプ１７と、ＭＯＳトランジスタＱ２とを備えて構成される。図１９において、例えば共振発振回路１２－１からの出力電圧はオペアンプ１７の非反転出力端子及び反転入力端子に印加され、オペアンプ１７からの出力電圧はＭＯＳトランジスタＱ２のゲートに出力される。ここで、オペアンプ１７の正電源端子は例えば入力電圧ＶＩに接続され、その負電源端子はＭＯＳトランジスタＱ２のソースと、抵抗Ｒｇとの間の接続点に接続され、抵抗Ｒｇの他方の端子は接地される。さらに、ＭＯＳトランジスタＱ２のドレインは負荷抵抗ＲＬを介して例えば入力電圧ＶＩに接続される。
以上のように構成された定電流出力回路１６は、公知の定電流回路を構成しており、入力電圧に基づいて、負荷抵抗ＲＬの変動にかかわらず一定の出力電流で出力する。従って、変形例１に係る定電流出力回路１６を用いることで、送電ＬＣ共振回路１３以降の負荷が変動しても、送電ＬＣ共振回路１３に出力する出力電流を所定の一定値に制御することができる。
（変形例２）
図２０は変形例２に係るＤＣ／ＤＣコンバータ２３の構成例を示すブロック図である。図２０に示すように、ＤＣ／ＤＣコンバータ２３の後段であって、負荷２４との間に、図１９の定電流出力回路１６を備えてもよい。従って、変形例２に係る定電流出力回路１６を用いることで、負荷２４が変動しても、負荷２４に出力する出力電流を所定の一定値に制御することができる。
（他の変形例１）
以上の実施形態及び変形例においては、２つの発振器を組み合わせて出力電圧Ｖｏを反転した信号をゲート信号Ｖｇｓとして用いて発振する共振発振回路１２等を構成しているが、本発明はこれに限らず、２つの発振器を組み合わせて出力電圧Ｖｏを所定の位相差だけ移相した信号をゲート信号Ｖｇｓとして用いて発振する共振発振回路１２，１２－１，１２－１Ａ，１２－２～１２－６（以下、共振発振回路１２等という。）を、以下のように構成してもよい。
実施形態又は変形例でアナログ回路である共振発振回路１２等を構成した後、当該位相差を所定のメモリに保存し、共振波形のゼロクロス点又はｄＶｏ／ｄｔとなる動作点を検出することで、インダクタンス及び負荷抵抗ＲＬに依存しないで、ゼロ電圧スイッチング又はゼロ電流スイッチングも可能となる。負荷非依存となる位相差を計算する方法は以下の通りである。
（１）共振発振回路とゲート信号Ｖｇｓのデューティ比の条件から出力電圧Ｖｏ（又は出力電流Ｉｏ）の次式を求め、その式において位相差φ及び負荷抵抗ＲＬ、もしくは負荷抵抗ＲＬを一義的に決定する項が含まれている。
Ｖｏ＝φ×ＲＬ／Ｃｘ （７）
（２）上記の式（６）において、負荷抵抗ＲＬの値によらず、出力電圧Ｖｏが一定となるためには、次式のように、負荷抵抗ＲＬについて偏微分したときの解が０となることが必要条件となる。
∂Ｖｏ／∂ＲＬ＝０ （８）
上記（７）式及び（８）式から、負荷非依存の位相差φｄは次式で求めることができる。
φ＝φｄ （９）
すなわち、２つの発振器を組み合わせて出力電圧Ｖｏを、負荷非依存の位相差だけ移相した信号をゲート信号Ｖｇｓとして用いて発振する共振発振回路１２等を構成してもよい。
（他の変形例２）
送電ＬＣ共振回路１３及び受電ＬＣ共振回路２１については、以上の例示のＬＣ共振回路に代えて、少なくとも以下の構成であってもよい。
（１）送電装置１００、１００Ａの送電ＬＣ共振回路１３は、少なくとも１個のインダクタと、少なくとも１個のキャパシタとを備えて構成されてもよい。すなわち、送電ＬＣ共振回路１３は、１個の又は複数のインダクタと、１個又は複数個のキャパシタとを備え、これらを直列、並列、直並列に接続して構成されてもよい。
（２）受電装置２００、２００Ａ，２００Ｂ，２００Ｃの受電ＬＣ共振回路２１は、少なくとも１個のインダクタと、少なくとも１個のキャパシタとを備えて構成されてもよい。すなわち、受電ＬＣ共振回路２１は、１個の又は複数のインダクタと、１個又は複数個のキャパシタとを備え、これらを直列、並列、直並列に接続して構成されてもよい。
なお、送電ＬＣ共振回路１３と受電ＬＣ共振回路２１との間の結合は、磁界結合に限定されず、電解結合、電磁界結合等の非接触の無線結合であればよい。
（実施形態及び変形例の効果）
以上説明したように、本実施形態及び変形例によれば、送電装置のＬＣ共振回路に本発明回路を適用することで、出力特性を制御するための一部分（例えばインバータ回路のスイッチング周波数ｆｓｗを制御する部分や、受電装置のＤＣ／ＤＣコンバータなど）を削減することが可能であるという特有の効果を有する。
以上の実施形態に係る非接触給電システムは、例えばＡＧＶやＥＶなどの移動体に対する給電システム、並びに、生産ラインのパレットへの給電システムに適用できる。また、送受電間距離が変化しないアプリケーションにおいても本実施形態は有効であり、例えば、ロボットアーム等に使用されるスリップリング（回転体）に代替して使用される非接触給電装置の非接触スリップリングに適用できる。
さらに、以上の実施例に係る共振発振回路は、ＬＣ共振回路を利用した電源装置等に適用可能であり、製品ばらつきなどでインダクタやコンデンサの値が設計通りになっていなくても、実機で共振周波数を、インダクタ値及び／又はキャパシタ値のばらつきに対応して所定値に合わせることができる。
１０ 力率改善回路制御部（ＰＦＣ制御部）
１１ 力率改善回路（ＰＦＣ回路）
１２，１２Ａ，１２－１～１２－６，１２－１Ａ 共振発振回路
１３ 送電ＬＣ共振回路（ＬＣ共振回路）
１４ 整流回路
１５ 無線通信回路
１５Ａ アンテナ
１６ 定電流出力回路
１７ オペアンプ
２０ 受電制御部
２１ 受電ＬＣ共振回路（ＬＣ共振回路）
２２ 整流回路
２３ ＤＣ／ＤＣコンバータ
２４ 負荷
２５ 無線通信回路
２５Ａ アンテナ
３１，３１Ａ 直流バイアス回路
３２ コルピッツ型発振器
３２Ａ ハートレー型発振器
３２Ｂ 反結合型発振器
３３ Ｅ－１級発振器
３３Ａ Ｅ級発振器
３４ 反結合型トランス
９０，９１ Ｅ－１級発振器
９２ 並列共振フィルタ
１００，１００Ａ 送電装置
２００，２００Ａ，２００Ｂ，２００Ｃ 受電装置
Ｃ１～Ｃ２，Ｃｃ，ＣＢ，Ｃｎ１，Ｃｎ２ キャパシタ
Ｌ０～Ｌ２，Ｌｃ，Ｌ１ａ，ＬＦ インダクタ
Ｑ１～Ｑ２ ＭＯＳトランジスタ
Ｒｄ１，Ｒｄ２ 分圧抵抗
Ｒｇ 抵抗
ＲＬ 負荷抵抗

Claims (14)

  1. 第１のＬＣ共振回路と増幅素子を含み、出力電圧の位相を所定の位相差で移相して前記増幅素子に帰還することで発振する第１の発振器と、
    前記増幅素子をスイッチング素子として用いかつ前記第１の発振器を帰還回路として用いて、前記出力電圧と同一の周波数でかつ前記出力電圧の位相を前記位相差で移相して前記増幅素子を駆動するゲート信号を発生して前記増幅素子の入力端子に帰還することにより発振する第２の発振器とを備え、
    前記位相差は、前記出力電圧が印加される第１のＬＣ共振回路のインダクタンス及び負荷に実質的に依存しない値である、
    共振発振回路。
  2. 入力電圧、回路電圧又は外部電圧に基づいて、前記増幅素子を前記ゲート信号によりスイッチング可能な、所定の電圧を発生して前記増幅素子の入力端子に印加する回路をさらに備える、
    請求項１記載の共振発振回路。
  3. 前記増幅素子は、スイッチング素子である、
    請求項１又は２に記載の共振発振回路。
  4. 前記ゲート信号は、前記スイッチング素子をオン又はオフする２値信号である、
    請求項３に記載の共振発振回路。
  5. 前記第１の発振器は、コルピッツ型発振器と、ハートレー型発振器と、反結合型発振器とのうちのいずれかである、
    請求項１～４のうちのいずれか１つに記載の共振発振回路。
  6. 前記第２の発振器は、Ｅ－１級発振器と、Ｅ級発振器とのうちのいずれかである、
    請求項１～５のうちのいずれか１つに記載の共振発振回路。
  7. 前記第１のＬＣ共振回路の前段に設けられ、前記発振されて入力される入力電圧に基づいて、前記共振発振回路の出力電流が一定の電流になるように制御する定電流出力回路をさらに備える、
    請求項１～６のうちのいずれか１つに記載の共振発振回路。
  8. 請求項１～７のうちのいずれか１つに記載の共振発振回路を備える送電装置と、
    受電装置と、
    を備える非接触給電システムであって、
    前記受電装置は、
    前記第１のＬＣ共振回路と結合し、前記第１のＬＣ共振回路からの交流電力を受電する第２のＬＣ共振回路と、
    前記第２のＬＣ共振回路で受電された交流電力を直流電圧に整流して所定の負荷に出力する第１の整流回路と、
    を備え、
    前記位相差は、前記出力電圧が印加される第１及び第２のＬＣ共振回路のインダクタンス及び負荷に実質的に依存しない値である、
    非接触給電システム。
  9. 前記受電装置はさらに、
    前記第１の整流回路と前記負荷との間に挿入され、前記第１の整流回路からの直流電圧を所定の直流電圧に変換するＤＣ／ＤＣコンバータを備える、
    請求項８記載の非接触給電システム。
  10. 前記ＤＣ／ＤＣコンバータは、
    当該ＤＣ／ＤＣコンバータの後段に設けられ、前記変換された直流電圧に基づいて、一定の出力電流を前記負荷に出力する定電流出力回路をさらに備える、
    請求項９に記載の非接触給電システム。
  11. 前記送電装置はさらに、
    前記共振発振回路の前段に設けられ、所定の交流電圧を直流電圧に整流して前記共振発振回路に出力する第２の整流回路を備える、
    請求項８～１０のうちのいずれか１つに記載の非接触給電システム。
  12. 前記受電装置はさらに、
    前記受電装置の出力電圧と出力電流のうちの少なくとも１つを制御するために必要な制御情報を検出して無線送信する受電制御部を備え、
    前記送電装置はさらに、
    前記共振発振回路の前段に設けられ、所定の交流電圧に基づいて出力電圧の波形を整形することにより力率を改善する力率改善回路と、
    前記無線送信された制御情報を無線受信して、前記制御情報に基づいて前記力率改善回路の動作を制御する力率改善回路制御部とを備える、請求項８に記載の非接触給電システム。
  13. 前記受電装置はさらに、
    前記第１の整流回路と前記負荷との間に挿入され、前記第１の整流回路からの直流電圧を所定の直流電圧に変換するＤＣ／ＤＣコンバータを備える、
    請求項１２記載の非接触給電システム。
  14. 前記ＤＣ／ＤＣコンバータは、
    当該ＤＣ／ＤＣコンバータの後段に設けられ、前記変換された直流電圧に基づいて、一定の出力電流を前記負荷に出力する定電流出力回路をさらに備える、
    請求項１３に記載の非接触給電システム。
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