CN113054755A - 谐振振荡电路及非接触供电系统 - Google Patents

谐振振荡电路及非接触供电系统 Download PDF

Info

Publication number
CN113054755A
CN113054755A CN202011395987.3A CN202011395987A CN113054755A CN 113054755 A CN113054755 A CN 113054755A CN 202011395987 A CN202011395987 A CN 202011395987A CN 113054755 A CN113054755 A CN 113054755A
Authority
CN
China
Prior art keywords
circuit
voltage
resonant
oscillator
output
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Pending
Application number
CN202011395987.3A
Other languages
English (en)
Inventor
三岛大地
长冈真吾
上松武
关屋大雄
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Omron Corp
Chiba University NUC
Original Assignee
Omron Corp
Chiba University NUC
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Omron Corp, Chiba University NUC filed Critical Omron Corp
Publication of CN113054755A publication Critical patent/CN113054755A/zh
Pending legal-status Critical Current

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/53—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M7/537—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
    • H02M7/5383—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a self-oscillating arrangement
    • H02M7/53838—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a self-oscillating arrangement using a single commutation path
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02J—CIRCUIT ARRANGEMENTS OR SYSTEMS FOR SUPPLYING OR DISTRIBUTING ELECTRIC POWER; SYSTEMS FOR STORING ELECTRIC ENERGY
    • H02J50/00—Circuit arrangements or systems for wireless supply or distribution of electric power
    • H02J50/10—Circuit arrangements or systems for wireless supply or distribution of electric power using inductive coupling
    • H02J50/12—Circuit arrangements or systems for wireless supply or distribution of electric power using inductive coupling of the resonant type
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02J—CIRCUIT ARRANGEMENTS OR SYSTEMS FOR SUPPLYING OR DISTRIBUTING ELECTRIC POWER; SYSTEMS FOR STORING ELECTRIC ENERGY
    • H02J7/00—Circuit arrangements for charging or depolarising batteries or for supplying loads from batteries
    • H02J7/02—Circuit arrangements for charging or depolarising batteries or for supplying loads from batteries for charging batteries from ac mains by converters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/4815—Resonant converters
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03B—GENERATION OF OSCILLATIONS, DIRECTLY OR BY FREQUENCY-CHANGING, BY CIRCUITS EMPLOYING ACTIVE ELEMENTS WHICH OPERATE IN A NON-SWITCHING MANNER; GENERATION OF NOISE BY SUCH CIRCUITS
    • H03B5/00—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input
    • H03B5/08—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance
    • H03B5/12—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance active element in amplifier being semiconductor device
    • H03B5/1203—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance active element in amplifier being semiconductor device the amplifier being a single transistor
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03B—GENERATION OF OSCILLATIONS, DIRECTLY OR BY FREQUENCY-CHANGING, BY CIRCUITS EMPLOYING ACTIVE ELEMENTS WHICH OPERATE IN A NON-SWITCHING MANNER; GENERATION OF NOISE BY SUCH CIRCUITS
    • H03B5/00—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input
    • H03B5/08—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance
    • H03B5/12—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance active element in amplifier being semiconductor device
    • H03B5/1228—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance active element in amplifier being semiconductor device the amplifier comprising one or more field effect transistors
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03B—GENERATION OF OSCILLATIONS, DIRECTLY OR BY FREQUENCY-CHANGING, BY CIRCUITS EMPLOYING ACTIVE ELEMENTS WHICH OPERATE IN A NON-SWITCHING MANNER; GENERATION OF NOISE BY SUCH CIRCUITS
    • H03B5/00—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input
    • H03B5/08—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance
    • H03B5/12—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance active element in amplifier being semiconductor device
    • H03B5/1296—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance active element in amplifier being semiconductor device the feedback circuit comprising a transformer
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/53—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M7/537—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
    • H02M7/5383—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a self-oscillating arrangement
    • H02M7/53846—Control circuits
    • H02M7/538466—Control circuits for transistor type converters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/53—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M7/537—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
    • H02M7/5383—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a self-oscillating arrangement
    • H02M7/53846—Control circuits
    • H02M7/53862—Control circuits using transistor type converters
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03B—GENERATION OF OSCILLATIONS, DIRECTLY OR BY FREQUENCY-CHANGING, BY CIRCUITS EMPLOYING ACTIVE ELEMENTS WHICH OPERATE IN A NON-SWITCHING MANNER; GENERATION OF NOISE BY SUCH CIRCUITS
    • H03B2200/00—Indexing scheme relating to details of oscillators covered by H03B
    • H03B2200/003—Circuit elements of oscillators
    • H03B2200/0034—Circuit elements of oscillators including a buffer amplifier
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)
  • Charge And Discharge Circuits For Batteries Or The Like (AREA)

Abstract

本发明提供谐振振荡电路及非接触供电系统，该谐振振荡电路用于进行非接触供电，不需要复杂的控制，该非接触供电系统使用该谐振振荡电路。本发明涉及的谐振振荡电路具备：第一振荡器，包括LC谐振电路和放大元件，通过使输出电压的相位以规定的相位差相移并反馈到所述放大元件而进行振荡；以及第二振荡器，使用所述放大元件作为开关元件，并使用所述第一振荡器作为反馈电路，通过产生与所述输出电压同一频率且使所述输出电压的相位以所述相位差相移来驱动所述放大元件的栅极信号并反馈到所述放大元件的输入端而进行振荡。所述相位差是实质上不依赖于被施加所述输出电压的LC谐振电路的电感及负载的值。

Description

谐振振荡电路及非接触供电系统
技术领域
本发明涉及谐振振荡电路和使用所述谐振振荡电路的非接触供电系统。
背景技术
目前，无线搬运车(AGV(Automatic Guided Vehicle：自动导引车))等移动体搭载有锂离子电池等充电电池。在对该充电电池进行充电时，将AGV移动到充电站之后，使搭载于AGV上的受电线圈与充电站的送电线圈电磁耦合，在非接触充电系统中进行非接触充电。
在先技术文献
非专利文献1：Mohammad Mahdi Ahmadi,et al.,"A Self-Tuned Class-E PowerOscillator,"IEEE TRANSACTIONS ON POWER ELECTRONICS,VOL.34,NO.5,MAY 2019.
非专利文献2：小泽祐太等，“不依赖负载的E-1级逆变器的提案”，电子信息通信学会研究技术报告，EE 2018-45，2019年1月
然而，在所述非接触充电系统中，如图9A所示，存在以下两个技术问题。
(技术问题1)当送电线圈与受电线圈之间的位置关系发生了变化时，电感会发生变化，谐振频率fr发生变化而开关频率fsw与fr不一致将带来效率变差等不良影响。由此，为了使开关频率与谐振频率一致，需要用于控制开关元件的驱动电路的机构。另外，电感变化会使充电电路的输出电压、输出电流等输出特性发生变化，因此用于满足充电电池的充电规则的电路设计和控制变得复杂。
(技术问题2)负载根据充电电池的剩余量发生变动，结果充电电路的输出电压、输出电流等输出特性发生变动。由此，用于满足充电电池的充电规则(profile)的电路设计和控制变得复杂。
因此，需要用于解决上述两个技术问题的复杂的控制及伴随着控制而引起的机构的增加，存在电力转换效率降低的问题点、体积、重量或成本增加的问题点。
发明内容
本发明的目的在于解决上述问题点，提供用于解决上述两个技术问题的不需要复杂的控制的用于进行非接触供电的谐振振荡电路和使用所述谐振振荡电路的非接触供电系统。
本发明所涉及的谐振振荡电路具备：第一振荡器，包括第一LC谐振电路和放大元件，所述第一振荡器通过使输出电压的相位以规定的相位差相移并反馈到所述放大元件而进行振荡；以及第二振荡器，使用所述放大元件作为开关元件，并使用所述第一振荡器作为反馈电路，通过产生与所述输出电压同一频率且使所述输出电压的相位以所述相位差相移来驱动所述放大元件的栅极信号并反馈到所述放大元件的输入端而进行振荡，所述相位差是实质上不依赖于被施加所述输出电压的第一LC谐振电路的电感及负载的值。
发明效果
因此，根据本发明所涉及的谐振振荡电路，谐振振荡电路的输出电压不依赖于负载及第一LC谐振电路的电感，因此能够提供用于解决上述两个技术问题的不需要复杂控制的用于进行非接触供电的谐振振荡电路。
附图说明
图1是示出实施方式1所涉及的非接触供电系统的构成例的框图。
图2是示出实施方式2所涉及的非接触供电系统的构成例的框图。
图3是示出实施方式3所涉及的非接触供电系统的构成例的框图。
图4是示出实施方式4所涉及的非接触供电系统的构成例的框图。
图5是示出比较例所涉及的E-1级振荡器90的构成例的电路图。
图6是示出图5的E-1级振荡器90的动作的各电压的波形图。
图7A是示出实施例1所涉及的谐振振荡电路12-1的构成例的电路图。
图7B是示出实施例1的变形例所涉及的谐振振荡电路12-1A的构成例的电路图。
图8是示出图7A的谐振振荡电路12-1的动作的各电压的波形图。
图9A是示出相对于表示使用比较例的振荡器时的动作的频率的输出电压特性的图表。
图9B是示出相对于表示使用图7A的谐振振荡电路12-1时的动作的频率的输出电压特性的图表。
图10是示出比较例所涉及的E-1级振荡器91的构成例的电路图。
图11A是示出图7A的谐振振荡电路12-1的模拟结果的输出电压Vo的波形图。
图11B是示出图7A的谐振振荡电路12-1的模拟结果的源电流Is的波形图。
图11C是示出图7A的谐振振荡电路12-1的模拟结果的反馈电压Vf的波形图。
图12是示出实施例2所涉及的谐振振荡电路12-2的构成例的电路图。
图13是示出实施例3所涉及的谐振振荡电路12-3的构成例的电路图。
图14A是示出图13的谐振振荡电路12-3的模拟结果的输出电压Vo的波形图。
图14B是示出图13的谐振振荡电路12-3的模拟结果的源电流Is的波形图。
图14C是示出图13的谐振振荡电路12-3的模拟结果的反馈电压Vf的波形图。
图15是示出实施例4所涉及的谐振振荡电路12-4的构成例的电路图。
图16是示出实施例5所涉及的谐振振荡电路12-5的构成例的电路图。
图17是示出实施例6所涉及的谐振振荡电路12-6的构成例的电路图。
图18是示出变形例1所涉及的谐振振荡电路12A的构成例的框图。
图19是示出图18的恒流输出电路16的构成例的电路图。
图20是示出变形例2所涉及的DC/DC转换器23的构成例的框图。
附图标记说明
10功率因数改善电路控制部(PFC控制部)；11功率因数改善电路(PFC电路)；12、12A、12-1～12-6、12-1A谐振振荡电路；13送电LC谐振电路(LC谐振电路)；14整流电路；15无线通信电路；15A天线；16恒流输出电路；17运算放大器；20受电控制部；21受电LC谐振电路(LC谐振电路)；22整流电路；23DC/DC转换器；24负载；25无线通信电路；25A天线；31、31A直流偏置电路；32科耳皮兹型振荡器；32A哈特莱型振荡器；32B反向耦合型振荡器；33E-1级振荡器；33A E级振荡器；34反向耦合型变压器；90、91E-1级振荡器；92并联谐振滤波器；100、100A送电装置；200、200A、200B、200C受电装置；C1～C2、Cc、CB、Cn1、Cn2电容器；L0～L2、Lc、L1a、LF电感器；Q1～Q2 MOS晶体管；Rd1、Rd2分压电阻；Rg电阻；RL负载电阻。
具体实施方式
以下，参照附图对本发明所涉及的实施方式进行说明。需要指出，对于相同或同样的构成要素标注相同的附图标记。
(比较例的问题点)
如上所述，为了解决技术问题1，例如需要控制为送电装置的开关频率fsw与谐振频率fr一致，且控制为充电电路的输出电压、输出电流等输出特性不发生变动。另外，为了解决技术问题2，例如需要控制送电装置的电压或占空比，以使充电电路的输出电压、输出电流等输出特性不发生变动。
(比较例的E-1级振荡器)
图5是示出非专利文献1中公开的比较例所涉及的E级振荡器90的构成例的电路图，图6是示出图5的E级振荡器90的动作的各电压的波形图。
在图5中，E级振荡器90构成为具备：直流偏置电路31A，由分压电阻Rd1、Rd2、反馈电感器LF和分压电容器Cn1、Cn2构成；MOS场效应晶体管(以下称为MOS晶体管)Q1；电感器L1、L2；电容器C1、C2；以及负载电阻RL。
在图5的E级振荡器90中，电源电压VDD经由电感器L1被施加到MOS晶体管Q1的漏极，并且通过分压电阻Rd1、Rd2分压后的直流偏置电压被施加到MOS晶体管Q1的栅极。负载电阻Ro两端的输出电压Vo通过分压电容器Cn1、Cn2分压后，经由反馈电感器LF作为栅极信号施加到MOS晶体管Q1的栅极。在MOS晶体管Q1产生的输出源电压Vs经由电容器C1、C2及电感器L2作为输出电压Vo输出到负载电阻RL。这里，如图6所示，施加于MOS晶体管Q1的栅极的栅电压Vf成为相对于输出电压Vo相移140度的电压。
在如上构成的非专利文献1所涉及的E级振荡器90中，由于栅电压Vf的相位相对于输出电压Vo的波形只能移动140度，因此不能解决技术问题2，从而存在需要进行用于应对谐振电路的电感及负载变动的控制的问题点。
因此，下面在本发明所涉及的实施方式中，对能够一并解决技术问题1及2的谐振振荡电路以及使用所述谐振振荡电路的非接触供电系统进行说明。
(实施方式1)
图1是示出实施方式1所涉及的非接触供电系统的构成例的框图。
在图1中，实施方式1所涉及的非接触供电系统具备送电装置100和受电装置200而构成。这里，送电装置100具备功率因数改善电路(以下称为PFC电路)11、控制PFC电路11的动作的PFC控制部10、具有送电LC谐振电路13的谐振振荡电路12以及具有天线15A的无线通信电路15而构成。另一方面，受电装置200具备受电LC谐振电路21、整流电路22、DC/DC转换器23、负载24、控制DC/DC转换器23等的动作的受电控制部20以及具有天线25A的无线通信电路25而构成。这里，送电装置100和受电装置200例如为了充电等电源供给而相互位于附近。由此，送电LC谐振电路13与受电LC谐振电路21例如电磁耦合，另外，无线通信电路15与无线通信电路25通过分别使用天线15A、25A进行无线通信，从而收发所需的信息数据。
在图1的送电装置100中，PFC电路11例如将来自商用交流电源等交流电源的交流电压即输入电压Vin转换为直流电压，并采用规定的功率因数改善方法对输入电压进行功率因数改善处理，将输出电压作为输入电压VI输出到谐振振荡电路12。PFC控制部10经由无线通信电路25、15从受电控制部20接收对负载24的输出电压及输出电流等负载信息，并基于该负载信息，控制PFC电路11以进行所述功率因数改善处理。另外，谐振振荡电路12例如是图7A的谐振振荡电路12-1，作为逆变电路进行动作，使用送电LC谐振电路13，基于输入电压VI(或者，也可以是外部电压或电源电压VDD)以规定的谐振频率fr进行谐振，产生包括具有该谐振频率fr的交流电压的交流电力，向与送电LC谐振电路13耦合的受电LC谐振电路21送电。
在图1的受电装置200中，受电LC谐振电路21接收来自送电LC谐振电路13的交流电力，并将该交流电力的交流电压输出到整流电路22。整流电路22将所输入的交流电压整流为直流电压并输出到DC/DC转换器23。DC/DC转换器23在受电控制部20的控制下，将所输入的直流电压转换为规定电压的直流电压后，输出到负载24。受电控制部20检测对负载24的输出电压及输出电流，将包含这些信息的负载信息经由无线通信电路25、15发送到PFC控制部10。受电控制部20还基于负载信息，例如产生规定的栅极信号来控制DC/DC转换器23中包括的逆变电路，从而控制DC/DC转换器23以成为规定的负载电压。
需要指出，整流电路22例如也可以是半波整流电路、双波整流电路、全桥整流电路、半有源(日语表述：ハーフアクティブ)整流电路、倍压整流电路、或倍流整流电路等整流电路。
图7A是示出实施例1所涉及的谐振振荡电路12-1的构成例的电路图，图8是示出图7A的谐振振荡电路12-1的动作的各电压的波形图。图7A的谐振振荡电路12-1例如是能够应用于图1的实施方式1所涉及的非接触供电系统的谐振振荡电路。
在图7A中，谐振振荡电路12-1具备：
(1)科耳皮兹(Colpitts)型振荡器32，包括送电LC谐振电路13和作为放大元件的MOS晶体管Q1，通过使输出电压的相位以规定的相位差相移并反馈到MOS晶体管Q1而进行振荡；
(2)E-1级振荡器33，使用MOS晶体管Q1作为开关元件，并使用所述科耳皮兹型振荡器32作为反馈电路，通过产生与输出电压Vo同一频率且使输出电压Vo的相位以所述相位差相移来驱动MOS晶体管Q1的栅极信号Vgs的栅电压Vf并反馈到作为MOS晶体管Q1的输入端的栅极而进行振荡；以及
(3)直流偏置电路31，基于输入电压VI，产生能够通过栅极信号Vgs切换MOS晶体管Q1的规定的直流偏置电压，并施加到MOS晶体管Q1的栅极，
(4)所述相位差是被设定为实质上不依赖于被施加输出电压Vo的负载电阻RL的值，在图7A的谐振振荡电路12-1中为180度。需要指出，关于用于实现不依赖于负载的相位差为180度以外的情况，将在后面详细描述。
(5)送电LC谐振电路(以下称为LC谐振电路)13由电感器Lo和电容器C1的串联电路与电容器C2的并联电路构成。需要指出，电感器Lo与受电装置200的受电LC谐振电路21的电感器电磁耦合。
在图7A中，科耳皮兹型振荡器32具备MOS晶体管Q1、分压电阻Rd2、反馈电容器CB和LC谐振电路13。另外，E-1级振荡器33具备MOS晶体管Q1、电感器Lo、L1、电容器Cc和LC谐振电路13。
这里，输入电压VI通过分压电阻Rd1、Rd2分压而施加到MOS晶体管Q1的栅极。输入电压VI还经由电感器Lc、L1被施加到MOS晶体管Q1的漏极。在MOS晶体管Q1产生的振荡电压作为负载电压Vo经由电感器L1、电容器Cc以及LC谐振电路13被输出到负载电阻RL。需要指出，关于输出电压Vo，LC谐振电路13内的电感器Lo和电容器C1的连接点的电压作为栅极信号的栅电压Vf经由反馈电容器CB被施加到MOS晶体管Q1的栅极。
这里，
(1)C1、C2是谐振电容器。
(2)CB是用于截除检测电压的直流分量并生成栅电压Vf的耦合电容器。即，通过使分压电阻Rd1、Rd2以外的阻抗对直流偏置电路31看不到，从而栅极信号的栅电压Vf总是由输入电压VI和电阻分压电路生成一定的电压。
(3)Lo是自感器(self inductor)或送电受电线圈之间的激磁电感器。
图7A的科耳皮兹型振荡器32的振荡频率(谐振频率)fr由下式表示。
[数学式1]
Figure BDA0002815221260000081
在所述科耳皮兹型振荡器32中，由于能够将电容器C1、C2的连接点接地，因此通过设定为C1＝C2，从而能够将所述相位差设定为180度。不过，在将所述相位差设定为180度以外时，也可以是C1≠C2。这里，由于包括电磁耦合的电容器C2和接地的谐振电容器C1，因此能够在例如磁场耦合方式的非接触供电系统(图1)中使用。
在如上构成的谐振振荡电路12-1中，如图8所示，检测为谐振波形的输出电压Vo，保持同一频率移相(相移)180度(即反转)，生成栅极信号的栅电压Vf。由此，即使因电感器Lo的电感变化而谐振频率fr发生变动，开关频率也自动追随谐振频率fr，能够得到不依赖于LC谐振电路13的电感器Lo的电感及负载的变动的输出电压特性。需要指出，如后面详细描述的那样，也可以构成为将所述相位差设定为实现所述不依赖负载的180度以外的相位差。
关于这一点，以下使用非专利文献2中公开的图10的比较例所涉及的E-1级振荡器91的构成例进行说明。
图10是示出构成比较例所涉及的逆变电路的E-1级振荡器91的构成例的电路图。在图10中，输入电压VI经由高频除去用电感器LRFC及电感器L1被施加到MOS晶体管Q1的漏极。在MOS晶体管Q1中产生的振荡电压经由电感器L1、电容器C1以及电感器L2和电容器C2的并联谐振滤波器92输出到负载电阻RL。这里，与负载电阻RL相关的输出电压vo作为振幅Vm由下式表示。
Vo(t)＝Vmsin(θ+φ) (1)
这里，φ是对作为开关元件的MOS晶体管Q1的栅电压vg与输出电压vo的相位差。
在E-1级振荡器91中，考虑并联谐振滤波器92中包含的电容性成分Cx。当设流过电容性成分Cx的电流为ICx，输入电流为II，角频率为ω时，由下式表示。
Icx＝ωCxVm＝kV2Vm+kI2II (2)
这里，kI2由下式表示。
[数学式2]
Figure BDA0002815221260000101
这里，q由下式表示。
[数学式3]
Figure BDA0002815221260000102
通过输入电压VI的电压源与扼流线圈的电感器LRFC的串联连接，流动直流输入电流II。由于输入电流II由负载电阻RL决定，因此输入电流II因负载变动而变化。根据式(2)，关于电压振幅Vm和输入电流II，以下关系式成立。
[数学式4]
Figure BDA0002815221260000103
这里，为了使输出电压vo(t)不受负载变动的影响而为一定，下式成为必要条件。
[数学式5]
Figure BDA0002815221260000104
根据式(5)，求解kI2＝0，得到下式。
sinφ＝0 (6)
在图10的电路图中，输出电压vo是以接地侧为正时的符号的定义，因此在使输出电压vo反转而将接地侧定义为负的本实施方式中，得到在180度的相位差的情况下不依赖于负载的电气特性。
图11A是示出图7A的谐振振荡电路12-1的模拟结果的输出电压Vo的波形图，图11B是示出图7A的谐振振荡电路12-1的模拟结果的源电流Is的波形图，图11C是示出图7A的谐振振荡电路12-1的模拟结果的反馈电压Vf的波形图。
由图11A～图11C可知，谐振振荡电路12-1的输出电压Vo与负载电阻RL无关地没有变动。即，如图9B所示，即使电感及负载电阻RL变动(不管轻负载或重负载)，输出电压Vo的动作点也不变动。
图7B是示出实施例1的变形例所涉及的谐振振荡电路12-1A的构成例的电路图。在图7A中，仅使用了输入电压VI，但如图7B所示，也可以使用电源电压VDD和输入电压VI。该变形例的主旨也可应用于后述的实施例2～6。图7B的谐振振荡电路12-1A与图7A的谐振振荡电路12-1相比，在以下方面不同。
(1)不具备直流偏置电路31，电源电压VDD(也可以是外部电压等)被施加到MOS晶体管Q1的栅极。需要指出，驱动MOS晶体管Q1的栅极信号Vgs的栅电压Vf从电感器Lo与电容器C1的连接点被反馈到作为MOS晶体管Q1的输入端的栅极。
(2)输入电压VI经由电感器Lc、L1被施加到MOS晶体管Q1的漏极。
如上面所说明的，根据实施方式1及变形例，通过具备科耳皮兹型振荡器32、E-1级振荡器33以及直流偏置电路31(限于实施方式1)而构成谐振振荡电路12，从而与LC谐振电路13的电感器Lo的电感及负载电阻RL无关地，能够得到一定的输出电压Vo，在由电感的变化引起的谐振频率fr的变化中不需要控制开关频率fsw，能够使各频率fr/fsw为一定而固定。由此，能够解决上述技术问题1及2。
此外，与负载电阻RL的变动无关地，能够实现零电压切换(ZVS)或零电流切换(ZCS)，使高效率化成为可能。
进而，例如在将图7A的谐振振荡电路12-1应用于非接触供电系统的情况下，由于不需要将负载电流及负载电压的负载信息从受电装置200发送到送电装置100，因此不再需要根据谐振频率fr来控制送电装置100的PFC电路11内的开关频率fsw，能够大幅削减控制负载、装置电路的体积。因此，在实施方式1中，也可以不需要用于控制送电装置100的送电受电之间的无线通信电路15、25以及受电装置200的DC/DC转换器23。
此外，例如在将图7A的谐振振荡电路12-1等谐振振荡电路应用于非接触供电系统的情况下，上述的不依赖负载的相位差被设定为不依赖于LC谐振电路13的电感器Lo的电感、受电LC谐振电路21的电感及负载电阻RL的值(关于这一点，适用于所有的实施方式1～4及变形例)。由此，与LC谐振电路13的电感器Lo的电感、受电LC谐振电路21的电感及负载电阻RL无关地，能够得到一定的输出电压Vo，对于由电感的变化引起的谐振频率fr的变化，不需要控制开关频率fsw，能够使各频率fr/fsw为一定而固定。由此，能够解决上述技术问题1及2。
接着，下面对作为图1的实施方式1所涉及的非接触供电系统的其它实施方式的实施方式2～4进行说明。
(实施方式2)
图2是示出实施方式2所涉及的非接触供电系统的构成例的框图。图2的实施方式2所涉及的非接触供电系统与图1的实施方式1所涉及的非接触供电系统相比，在以下方面不同。
(1)具备受电装置200A来代替受电装置200。
(2)受电装置200A与受电装置200相比，不具备DC/DC转换器23。因此，来自整流电路22的直流电压被输出到负载24。此外，受电控制部20不再需要控制DC/DC转换器23。
除了上述差别之外，如上构成的实施方式2所涉及的非接触供电系统具有与实施方式1所涉及的非接触供电系统同样的作用效果。
(实施方式3)
图3是示出实施方式3所涉及的非接触供电系统的构成例的框图。图3的实施方式3所涉及的非接触供电系统与图1的实施方式1所涉及的非接触供电系统相比，在以下方面不同。
(1)具备送电装置100A来代替送电装置100。
(2)送电装置100A与送电装置100相比，具备整流电路14来代替PFC电路11，并且不具备PFC控制部10及无线通信电路15。整流电路14将来自交流电源的交流电压整流为直流电压，并输出到谐振振荡电路12。
(3)具备受电装置200B来代替受电装置200。
(4)受电装置200B与受电装置200相比，不具备无线通信电路25。这里，受电控制部20基于对负载24的负载信息，仅控制DC/DC转换器23的动作。
除了上述差别之外，如上构成的实施方式3所涉及的非接触供电系统具有与实施方式1所涉及的非接触供电系统同样的作用效果。
(实施方式4)
图4是示出实施方式4所涉及的非接触供电系统的构成例的框图。图4的实施方式4所涉及的非接触供电系统与图1的实施方式1所涉及的非接触供电系统相比，在以下方面不同。
(1)具备与实施方式3同样的送电装置100A来代替送电装置100。
(2)具备受电装置200C来代替受电装置200。
(3)受电装置200C与受电装置200相比，不具备DC/DC转换器23、受电控制部20及无线通信电路25。因此，来自整流电路22的直流电压被输出到负载24。
除了上述差别之外，如上构成的实施方式4所涉及的非接触供电系统具有与实施方式1所涉及的非接触供电系统同样的作用效果。
接着，下面对可应用于实施方式1～4的谐振振荡电路12的与实施例1不同的实施例2～6所涉及的谐振振荡电路12-2～12-6进行说明。
(实施例2)
图12是示出实施例2所涉及的谐振振荡电路12-2的构成例的电路图。图12的实施例2所涉及的谐振振荡电路12-2与图7A的实施例1所涉及的谐振振荡电路12-1相比，在以下方面不同。
(1)具备哈特莱(Hartley)型振荡器32A来代替科耳皮兹型振荡器32。以下，对该不同点进行详细说明。
在图12中，哈特莱型振荡器32A具备MOS晶体管Q1、分压电阻Rd2、反馈电容器CB以及LC谐振电路13。此外，E-1级振荡器33具备MOS晶体管Q1、电感器Lc、L1a、电容器Cc以及LC谐振电路13。
这里，输入电压VI经由电感器Lc、L1a被施加到MOS晶体管Q1的漏极。LC谐振电路13由电容器C1和电感器L1的串联电路与电感器Lo的并联电路构成。这里，电容器C1与电感器L1的连接点经由DC截除用耦合电容器CB而与MOS晶体管Q1的栅极连接。
与科耳皮兹型振荡器32同样地，哈特莱型振荡器32A也包括LC谐振电路13和MOS晶体管Q1，通过将输出电压的相位反转并反馈到MOS晶体管Q1而进行振荡。图12的哈特莱型振荡器32A的振荡频率(谐振频率)fr由下式表示。
[数学式6]
Figure BDA0002815221260000141
在所述哈特莱型振荡器32A中，能够将电感器Lo、L1的连接点接地，因此通过设定为Lo＝L1而能够将所述相位差设定为180度。在将所述相位差设定为180度以外时，也可以是Lo≠L1。这里，由于包括电场耦合的电容器C1和接地的谐振电感器L1，因此能够在例如电场耦合方式的非接触供电系统中使用。
在如上构成的谐振振荡电路12-2中，如图12所示，检测为谐振波形的输出电压Vo，保持同一频率以180度移相(相移)(即反转)，生成栅极信号的栅电压Vf。由此，即使因电感器Lo的电感变化而谐振频率fr发生变动，开关频率也自动追随谐振频率fr，能够得到不依赖于LC谐振电路13的电感器Lo的电感及负载的变动的输出电压特性。需要指出，如后面详细描述的那样，也可以构成为将所述相位差设定为实现所述不依赖负载的180度以外的相位差。
(实施例3)
图13是示出实施例3所涉及的谐振振荡电路12-3的构成例的电路图。图13的实施例3所涉及的谐振振荡电路12-3与图7A的实施例1所涉及的谐振振荡电路12-1相比，在以下方面不同。
(1)具备反向耦合型振荡器32B来代替科耳皮兹型振荡器32。以下，对该不同点进行详细说明。
在图13中，谐振振荡电路12-3具备：
(1)反向耦合型振荡器32B，包括LC谐振电路13和作为放大元件的MOS晶体管Q1，通过使输出电压的相位以规定的相位差相移并反馈到MOS晶体管Q1而进行振荡；
(2)E-1级振荡器33，使用MOS晶体管Q1作为开关元件，并使用所述反向耦合型振荡器32B作为反馈电路，通过产生与输出电压Vo同一频率且使输出电压Vo的相位以所述相位差相移来驱动MOS晶体管Q1的栅极信号Vgs的栅电压Vf并反馈到作为MOS晶体管Q1的输入端的栅极而进行振荡；以及
(3)直流偏置电路31，基于输入电压VI，产生能够通过栅极信号Vgs切换MOS晶体管Q1的规定的直流偏置电压，并施加到MOS晶体管Q1的栅极，
(4)所述相位差是被设定为实质上不依赖于被施加输出电压Vo的负载电阻RL的值，在图13的谐振振荡电路12-3中为180度。
(5)LC谐振电路13具备电感器Lo和电容器C1的串联电路以及反向耦合到电感器Lo的电感器Lt而构成。这里，由电感器Lo、Lt构成反向耦合型变压器34。需要指出，电感器Lo与受电装置200的受电LC谐振电路21的电感器电磁耦合。
在图13中，反向耦合型振荡器32B具备MOS晶体管Q1、分压电阻Rd2、反馈电容器CB和LC谐振电路13。此外，E-1级振荡器33具备MOS晶体管Q1、电感器Lc、L1、电容器Cc和LC谐振电路13。
这里，输入电压VI通过分压电阻Rd1、Rd2分压而被施加到MOS晶体管Q1的栅极。输入电压VI还经由电感器Lc、L1而被施加到MOS晶体管Q1的漏极。在MOS晶体管Q1中产生的振荡电压经由电感器L1、电容器Cc以及LC谐振电路13作为负载电压Vo输出到负载电阻RL。需要指出，输出电压Vo经由反向耦合型变压器34及反馈电容器CB作为栅极信号的栅电压Vf被施加到MOS晶体管Q1的栅极。
图14A是示出图13的谐振振荡电路12-3的模拟结果的输出电压Vo的波形图，图14B是示出图13的谐振振荡电路12-3的模拟结果的源电流Is的波形图，图14C是示出图13的谐振振荡电路12-3的模拟结果的反馈电压Vf的波形图。
由图14A～图14C可知，谐振振荡电路12-3的输出电压Vo与负载电阻RL无关地没有变动。即，如图9B所示，即使电感及负载电阻RL变动(不管轻负载或重负载)，输出电压Vo的动作点也不发生变动。
在如上构成的谐振振荡电路12-3中，如图13所示，检测为谐振波形的输出电压Vo，保持同一频率移相(相移)180°(即反转)，生成栅极信号的栅电压Vf。由此，即使因电感器Lo的电感变化而谐振频率fr发生变动，开关频率也自动追随谐振频率fr，能够得到不依赖于LC谐振电路13的电感器Lo的电感及负载的变动的输出电压特性。需要指出，如后面详细描述的那样，也可以构成为将所述相位差设定为实现所述不依赖负载的180度以外的相位差。
(实施例4)
图15是示出实施例4所涉及的谐振振荡电路12-4的构成例的电路图。实施例4所涉及的谐振振荡电路12-4与图7A的实施例1所涉及的谐振振荡电路12-1相比，在以下方面不同。
(1)具备E级振荡器33A来代替E-1级振荡器33。即，谐振振荡电路12-4的特征在于，具备E级振荡器33A、科耳皮兹型振荡器32以及直流偏置电路31而构成。以下，对该不同点进行说明。
在图15中，科耳皮兹型振荡器32具备MOS晶体管Q1、分压电阻Rd2、反馈电容器CB和LC谐振电路13。此外，E级振荡器33A具备MOS晶体管Q1、电感器Lc、电容器Cc和LC谐振电路13。这里，输入电压VI经由电感器Lc被施加到MOS晶体管Q1的漏极。在MOS晶体管Q1产生的振荡电压经由电容器Cc及LC谐振电路13输出到负载电阻RL。其它结构与图7A同样。
在如上构成的谐振振荡电路12-4中，如图15所示，检测为谐振波形的输出电压Vo，保持同一频率移相(相移)180°(即反转)，生成栅极信号的栅电压Vf。由此，即使因电感器Lo的电感变化而谐振频率fr发生变动，开关频率也自动追随谐振频率fr，能够得到不依赖于LC谐振电路13的电感器Lo的电感及负载的变动的输出电压特性。需要指出，如后面详细描述的那样，也可以构成为将所述相位差设定为实现所述不依赖负载的180度以外的相位差。
(实施例5)
图16是示出实施例5所涉及的谐振振荡电路12-5的构成例的电路图。实施例5所涉及的谐振振荡电路12-5与图12的实施例2所涉及的谐振振荡电路12-2相比，在以下方面不同。
(1)具备E级振荡器33A来代替E-1级振荡器33。即，谐振振荡电路12-5的特征在于，具备E级振荡器33A、哈特莱型振荡器32A以及直流偏置电路31而构成。以下，对该不同点进行说明。
在图16中，哈特莱型振荡器32A具备MOS晶体管Q1、分压电阻Rd2、反馈电容器CB和LC谐振电路13。此外，E级振荡器33A具备MOS晶体管Q1、电感器Lc、电容器Cc和LC谐振电路13。这里，输入电压VI经由电感器Lc被施加到MOS晶体管Q1的漏极。在MOS晶体管Q1产生的振荡电压经由电容器Cc及LC谐振电路13输出到负载电阻RL。其它结构与图12同样。
在如上构成的谐振振荡电路12-5中，如图16所示，检测为谐振波形的输出电压Vo，保持同一频率移相(相移)180°(即反转)，生成栅极信号的栅电压Vf。由此，即使因电感器Lo的电感变化而谐振频率fr发生变动，开关频率也自动追随谐振频率fr，能够得到不依赖于LC谐振电路13的电感器Lo的电感及负载的变动的输出电压特性。需要指出，如后面详细描述的那样，也可以构成为将所述相位差设定为实现所述不依赖负载的180度以外的相位差。
(实施例6)
图17是示出实施例6所涉及的谐振振荡电路12-6的构成例的电路图。实施例6所涉及的谐振振荡电路12-6与图13的实施例3所涉及的谐振振荡电路12-3相比，在以下方面不同。
(1)具备E级振荡器33A来代替E-1级振荡器33。即，谐振振荡电路12-6的特征在于，具备E级振荡器33A、反向耦合型振荡器32B以及直流偏置电路31而构成。以下，对该不同点进行说明。
在图17中，反向耦合型振荡器32B具备MOS晶体管Q1、分压电阻Rd2、反馈电容器CB和LC谐振电路13。此外，E级振荡器33A具备MOS晶体管Q1、电感器Lc、电容器Cc和LC谐振电路13。这里，输入电压VI经由电感器Lc被施加到MOS晶体管Q1的漏极。在MOS晶体管Q1产生的振荡电压经由电容器Cc及LC谐振电路13输出到负载电阻RL。其它结构与图13同样。
在如上构成的谐振振荡电路12-6中，如图17所示，检测为谐振波形的输出电压Vo，保持同一频率移相(相移)180°(即反转)，生成栅极信号的栅电压Vf。由此，即使因电感器Lo的电感变化而谐振频率fr发生变动，开关频率也自动追随谐振频率fr，能够得到不依赖于LC谐振电路13的电感器Lo的电感及负载的变动的输出电压特性。需要指出，如后面详细描述的那样，也可以构成为将所述相位差设定为实现所述不依赖负载的180度以外的相位差。
(变形例1)
图18是示出变形例1所涉及的谐振振荡电路12A的构成例的框图，图19是示出图18的恒流输出电路16的构成例的电路图。如图18所示，上述各实施方式所涉及的谐振振荡电路12也可以是在送电LC谐振电路13的前级具备恒流输出电路16的谐振振荡电路12A，该恒流输出电路16基于输入电压，与负载电阻RL的变动无关地以一定的输出电流进行输出。
在图19的构成例中，恒流输出电路16具备运算放大器17和MOS晶体管Q2而构成。在图19中，例如来自谐振振荡电路12-1的输出电压被施加到运算放大器17的非反相输出端及反相输入端，来自运算放大器17的输出电压被输出到MOS晶体管Q2的栅极。这里，运算放大器17的正电源端例如与输入电压VI连接，其负电源端与MOS晶体管Q2的源极和电阻Rg之间的连接点连接，电阻Rg的另一端接地。进而，MOS晶体管Q2的漏极经由负载电阻RL例如与输入电压VI连接。
如上构成的恒流输出电路16构成公知的恒流电路，基于输入电压，与负载电阻RL的变动无关地以一定的输出电流输出。因此，通过使用变形例1所涉及的恒流输出电路16，即使送电LC谐振电路13以后的负载变动，也能够将输出到送电LC谐振电路13的输出电流控制为规定的一定值。
(变形例2)
图20是示出变形例2所涉及的DC/DC转换器23的构成例的框图。如图20所示，也可以在DC/DC转换器23的后级，在与负载24之间具备图19的恒流输出电路16。因此，通过使用变形例2所涉及的恒流输出电路16，即使负载24变动，也能够将输出到负载24的输出电流控制为规定的一定值。
(其它变形例1)
在以上实施方式及变形例中，构成了组合两个振荡器并使用将输出电压Vo反转后的信号作为栅极信号Vgs来进行振荡的谐振振荡电路12等，但本发明并不限于此，也可以如下构成组合两个振荡器并使用将输出电压Vo相移规定的相位差后的信号作为栅极信号Vgs来进行振荡的谐振振荡电路12、12-1、12-1A、12-2～12-6(以下称为谐振振荡电路12等)。
在以实施方式或变形例构成作为模拟电路的谐振振荡电路12等之后，将该相位差保存在规定的存储器中，检测成为谐振波形的零交叉点或dVo/dt的动作点，从而能够不依赖于电感及负载电阻RL地进行零电压开关或零电流开关。计算不依赖负载的相位差的方法如下所示。
(1)根据谐振振荡电路和栅极信号Vgs的占空比的条件求出输出电压Vo(或输出电流Io)的下式，在该式中包括唯一确定相位差φ及负载电阻RL、或负载电阻RL的项。
Vo＝φ×RL/Cx (7)
(2)在上述式(6)中，为了不管负载电阻RL的值如何使输出电压Vo为一定，如下式所示，关于负载电阻RL进行偏微分时的解为0成为必要条件。
Figure BDA0002815221260000201
根据上述式(7)及式(8)，不依赖负载的相位差φd可由下式求出。
φ＝φd (9)
即，也可以构成组合两个振荡器并使用将输出电压Vo相移不依赖于负载的相位差后的信号作为栅极信号Vgs来进行振荡的谐振振荡电路12等。
(其它变形例2)
关于送电LC谐振电路13及受电LC谐振电路21，至少也可以是以下结构来代替以上例示的LC谐振电路。
(1)送电装置100、100A的送电LC谐振电路13也可以具备至少一个电感器和至少一个电容器而构成。即，送电LC谐振电路13也可以具备一个或多个电感器和一个或多个电容器，并将它们串联、并联、串并联地连接而构成。
(2)受电装置200、200A、200B、200C的受电LC谐振电路21也可以具备至少一个电感器和至少一个电容器而构成。即，受电LC谐振电路21也可以具备一个或多个电感器和一个或多个电容器，并将它们串联、并联、串并联地连接而构成。
需要指出，送电LC谐振电路13与受电LC谐振电路21之间的耦合并不限于磁场耦合，只要是电解耦合、电磁场耦合等非接触的无线耦合即可。
(实施方式及变形例的效果)
如上所述，根据本实施方式及变形例，通过将本发明电路应用于送电装置的LC谐振电路，从而具有能够削减用于控制输出特性的一部分(例如控制逆变电路的开关频率fsw的部分、受电装置的DC/DC转换器等)的特有的效果。
工业实用性
以上实施方式所涉及的非接触供电系统例如能够应用于针对AGV、EV等移动体的供电系统以及针对生产线的托盘的供电系统。此外，在送电受电间距离不变化的应用中，本实施方式也是有效的，例如能够应用于代替机械臂等所使用的滑环(旋转体)而使用的非接触供电装置的非接触滑环。
进而，以上实施例所涉及的谐振振荡电路能够应用于利用LC谐振电路的电源装置等，即使由于产品偏差等而使电感器、电容器的值不符合设计，也能够在实际设备中使谐振频率对应于电感器值及/或电容器值的偏差而与规定值一致。

Claims (14)

1.一种谐振振荡电路，具备：
第一振荡器，包括第一LC谐振电路和放大元件，所述第一振荡器通过使输出电压的相位以规定的相位差相移并反馈到所述放大元件而进行振荡；以及
第二振荡器，使用所述放大元件作为开关元件，并使用所述第一振荡器作为反馈电路，通过产生与所述输出电压同一频率且使所述输出电压的相位以所述相位差相移来驱动所述放大元件的栅极信号并反馈到所述放大元件的输入端而进行振荡，
所述相位差是实质上不依赖于被施加所述输出电压的第一LC谐振电路的电感及负载的值。
2.根据权利要求1所述的谐振振荡电路，其中，
所述谐振振荡电路还具备基于输入电压、电路电压或外部电压，产生能够通过所述栅极信号切换所述放大元件的规定的电压，并施加到所述放大元件的输入端的电路。
3.根据权利要求1或2所述的谐振振荡电路，其中，
所述放大元件是开关元件。
4.根据权利要求3所述的谐振振荡电路，其中，
所述栅极信号是使所述开关元件导通或截止的二值信号。
5.根据权利要求1所述的谐振振荡电路，其中，
所述第一振荡器是科耳皮兹型振荡器、哈特莱型振荡器和反向耦合型振荡器中的任一种振荡器。
6.根据权利要求1所述的谐振振荡电路，其中，
所述第二振荡器是E-1级振荡器和E级振荡器中的任一种振荡器。
7.根据权利要求1所述的谐振振荡电路，其中，
所述谐振振荡电路还具备恒流输出电路，所述恒流输出电路设置于所述第一LC谐振电路的前级，基于进行所述振荡而被输入的输入电压进行控制，以使所述谐振振荡电路的输出电流为一定的电流。
8.一种非接触供电系统，具备送电装置和受电装置，所述送电装置具备谐振振荡电路，
所述送电装置具备：
第一振荡器，包括第一LC谐振电路和放大元件，所述第一振荡器通过使输出电压的相位以规定的相位差相移并反馈到所述放大元件而进行振荡；以及
第二振荡器，使用所述放大元件作为开关元件，并使用所述第一振荡器作为反馈电路，通过产生与所述输出电压同一频率且使所述输出电压的相位以所述相位差相移来驱动所述放大元件的栅极信号并反馈到所述放大元件的输入端而进行振荡，
所述相位差是实质上不依赖于被施加所述输出电压的第一LC谐振电路的电感及负载的值，
所述受电装置具备：
第二LC谐振电路，与所述第一LC谐振电路耦合，接收来自所述第一LC谐振电路的交流电力；以及
第一整流电路，将由所述第二LC谐振电路接收到的交流电力整流为直流电压并输出到规定的负载，
所述相位差是实质上不依赖于被施加所述输出电压的第一LC谐振电路和第二LC谐振电路的电感及负载的值。
9.根据权利要求8所述的非接触供电系统，其中，
所述受电装置还具备DC/DC转换器，所述DC/DC转换器插入至所述第一整流电路与所述负载之间，将来自所述第一整流电路的直流电压转换为规定的直流电压。
10.根据权利要求9所述的非接触供电系统，其中，
所述DC/DC转换器还具备恒流输出电路，所述恒流输出电路设置于所述DC/DC转换器的后级，基于转换后的所述直流电压，向所述负载输出一定的输出电流。
11.根据权利要求8至10中任一项所述的非接触供电系统，其中，
所述送电装置还具备第二整流电路，所述第二整流电路设置于所述谐振振荡电路的前级，将规定的交流电压整流为直流电压并输出到所述谐振振荡电路。
12.根据权利要求8所述的非接触供电系统，其中，
所述受电装置还具备受电控制部，所述受电控制部检测用于控制所述受电装置的输出电压和输出电流中的至少一方所需的控制信息并进行无线发送，
所述送电装置还具备：
功率因数改善电路，设置于所述谐振振荡电路的前级，通过基于规定的交流电压对输出电压的波形进行整形来改善功率因数；以及
功率因数改善电路控制部，对无线发送来的所述控制信息进行无线接收，并基于所述控制信息控制所述功率因数改善电路的动作。
13.根据权利要求12所述的非接触供电系统，其中，
所述受电装置还具备DC/DC转换器，所述DC/DC转换器插入至所述第一整流电路与所述负载之间，将来自所述第一整流电路的直流电压转换为规定的直流电压。
14.根据权利要求13所述的非接触供电系统，其中，
所述DC/DC转换器还具备恒流输出电路，所述恒流输出电路设置于所述DC/DC转换器的后级，基于转换后的所述直流电压，向所述负载输出一定的输出电流。
CN202011395987.3A 2019-12-27 2020-12-03 谐振振荡电路及非接触供电系统 Pending CN113054755A (zh)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2019-239021 2019-12-27
JP2019239021A JP7356900B2 (ja) 2019-12-27 2019-12-27 共振発振回路及び非接触給電システム

Publications (1)

Publication Number Publication Date
CN113054755A true CN113054755A (zh) 2021-06-29

Family

ID=76310572

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN202011395987.3A Pending CN113054755A (zh) 2019-12-27 2020-12-03 谐振振荡电路及非接触供电系统

Country Status (4)

Country Link
US (1) US11309741B2 (zh)
JP (1) JP7356900B2 (zh)
CN (1) CN113054755A (zh)
DE (1) DE102020130288A1 (zh)

Families Citing this family (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN109687600B (zh) * 2018-12-20 2021-07-20 美的集团(上海)有限公司 电子装置、无线输电接收电路及通信方法和无线输电系统

Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE202004018243U1 (de) * 2004-11-24 2005-01-20 Hinow, Christo, Dr.-Ing. DC/AC-Quasi-Resonanzwechselrichter der Klasse E mit einem Reihenschwingungskreis und induktiver Energieanhäufung (Kumulation)
CN107078561A (zh) * 2014-10-31 2017-08-18 泰斯尼克斯公司 使用电磁波对齐的无线能量传输
CN107222039A (zh) * 2016-03-22 2017-09-29 Tdk株式会社 无线电力传输系统
US20170353048A1 (en) * 2016-06-02 2017-12-07 The Regents Of The University Of California Near-Field Wireless Power Transfer System with Immunity to Distance and/or Load Variations
CN107851172A (zh) * 2015-07-21 2018-03-27 意法半导体国际有限公司 射频识别应答器和通过射频识别技术进行数据传输的方法

Family Cites Families (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4945466A (en) * 1989-02-22 1990-07-31 Borland Walter G Resonant switching converter
US6462627B1 (en) 2000-08-25 2002-10-08 Tropian Inc. Oscillator circuit having reduced phase noise
US20080285613A1 (en) * 2007-05-17 2008-11-20 Synrad, Inc. Colpitts rf power oscillator for a gas discharge laser
JPWO2010095292A1 (ja) 2009-02-23 2012-08-16 株式会社村田製作所 バッテリーモジュール
JP5870276B2 (ja) 2010-10-08 2016-02-24 パナソニックＩｐマネジメント株式会社 発電システムおよび発電ユニット
US10170939B2 (en) * 2014-02-28 2019-01-01 Panasonic Intellectual Property Management Co. Ltd. Foreign object detector, power transmitting device and power receiving device for wireless power transmission, and wireless power transmission system
US9608465B2 (en) 2014-04-18 2017-03-28 Qualcomm Incorporated Devices, systems, and method for power control of dynamic electric vehicle charging systems

Patent Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE202004018243U1 (de) * 2004-11-24 2005-01-20 Hinow, Christo, Dr.-Ing. DC/AC-Quasi-Resonanzwechselrichter der Klasse E mit einem Reihenschwingungskreis und induktiver Energieanhäufung (Kumulation)
CN107078561A (zh) * 2014-10-31 2017-08-18 泰斯尼克斯公司 使用电磁波对齐的无线能量传输
CN107851172A (zh) * 2015-07-21 2018-03-27 意法半导体国际有限公司 射频识别应答器和通过射频识别技术进行数据传输的方法
CN107222039A (zh) * 2016-03-22 2017-09-29 Tdk株式会社 无线电力传输系统
US20170353048A1 (en) * 2016-06-02 2017-12-07 The Regents Of The University Of California Near-Field Wireless Power Transfer System with Immunity to Distance and/or Load Variations

Non-Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
"Transient processes in synchronization systems governed by singularly perturbed Volterra equations", EUROPEAN CONTROL CONFERENCE *
AHMADI: "A Self-Tuned Class-E Power Oscillator", IEEE TRANSACTIONS ON POWER ELECTRONICS, pages 4435 *
王云泉;: "可变相移振荡器", 海洋技术, no. 04 *

Also Published As

Publication number Publication date
US11309741B2 (en) 2022-04-19
DE102020130288A1 (de) 2021-07-01
JP2021108515A (ja) 2021-07-29
JP7356900B2 (ja) 2023-10-05
US20210203187A1 (en) 2021-07-01

Similar Documents

Publication Publication Date Title
EP2908406B1 (en) Wireless power feeding device
CN109075613B (zh) 控制无线电力传输系统
US9893567B2 (en) Dual-mode wireless power transfer apparatus
US9991748B2 (en) Wireless power transmission system and power transmission device
US20200076236A1 (en) Resonance-type contactless power supply, integrated circuit and constant voltage controlling method therefor
CN107148718B (zh) 无线供电系统
EP3164926B1 (en) Wireless power transfer systems using load feedback
US10971953B2 (en) Contactless power receiving device, contactless power transfer device, and contactless power transfer and receiving device
JP6264843B2 (ja) 非接触給電装置および非接触給電システム
US20130257167A1 (en) Apparatuses, systems, and methods for power transfer adjustment in wireless power transfer systems
US10266060B2 (en) SS-L wireless power transfer compensation circuit
CN107636933B (zh) 无线供电系统
US20160308393A1 (en) Contactless power receiver and method for operating same
US9614396B1 (en) Multi-element portable wireless charging device and method
US11258306B2 (en) System and method for reactance steering network (RSN)
JP2011155733A (ja) 非接触送電システム、および非接触送電装置
US9148024B2 (en) Apparatuses, systems, and methods for a monotonic transfer function in wireless power transfer systems
US20170126063A1 (en) Adaptive power amplifier for optimizing wireless power transfer
JP5966038B1 (ja) 非接触給電システム
CN113054755A (zh) 谐振振荡电路及非接触供电系统
JP7004692B2 (ja) 無線電力送信機を動作させる方法とそれを用いた無線電力送信機
Trachtenberg et al. Accurate first-harmonic-approximation-based model of the diode rectifier in series-series compensated inductive wireless power transfer link at load-independent-voltage-output frequency
US20210021156A1 (en) True optimizable wireless power systems
WO2019155622A1 (ja) 受電器、電力伝送システム、及び受電方法
WO2017078543A1 (en) Inductive power receiver

Legal Events

Date Code Title Description
PB01 Publication
PB01 Publication
SE01 Entry into force of request for substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination