JP7334606B2 - 浮遊容量の変化検出回路と浮遊容量の変化検出回路を用いた静電容量式タッチパネル - Google Patents

Description

本発明は、浮遊容量の微小変化を拡大させて検出する浮遊容量の変化検出回路と、この浮遊容量の変化検出回路を用いた静電容量式タッチパネルに関する。

電子機器のディスプレーに表示されたアイコンなどを指示入力するポインティングデバイスとして、指などの入力操作体を絶縁パネル上の入力操作面へ接近させた位置で、絶縁パネルに配線した端子の浮遊容量が変化することを利用し、非接触で絶縁パネルへの入力操作や入力操作位置を検出する静電容量式タッチパネルが知られている。

入力操作による浮遊容量Ｃｐの変化は、浮遊容量Ｃｐに直列に接続されるような検出抵抗Ｒを検出端子に接続し、Ｒ－Ｃ直列回路を構成する浮遊容量Ｃｐと検出抵抗Ｒの一側に所定の電圧Ｖｃｃを加えて、時定数ＲＣに依存する充電時間若しくは放電時間の変化から検出できる。

しかしながら、時定数の変化を利用して浮遊容量の変化から入力操作位置を検出するには、指を検出端子へ接近させた際の浮遊容量の容量変化が大きくても１０ｐＦ程度であるので、１ＭΩの検出抵抗を直列に接続したとしても、時定数は、約１０^－５秒変化するだけであり、充電時間や放電時間の比較から直接検出端子への入力操作を検出することは、極めて困難であった。この問題を解決するために、より大きい容量のコンデンサを用意しておき、浮遊容量の充電を繰り返す毎に、蓄積された電荷をこのコンデンサへ移し、コンデンサの充電時間で浮遊容量の変化を比較するチャージトランスファー方式の浮遊容量の変化検出回路１００が提案されている（特許文献１）。

以下、チャージトランスファー方式の浮遊容量の変化検出回路１００を、図６、図７を用いて説明する。図６に示すコンデンサＣ１は、微小容量ｃ１の浮遊容量であり、例えば、操作者の指と検出端子１０１との間に生じる微小浮遊容量のコンデンサである。コンデンサＣ１の一側は、操作者を介して接地され、他側のＳＷ１がＯＮ動作している間、充電電圧Ｖｃｃで充電される。また、コンデンサＣ１と並列に、ＳＷ２を介してコンデンサＣ１の容量ｃ１に対して充分に大きい容量ｃ２のコンデンサＣ２が接続されている。

このように構成された検出回路について、第１ステップで、ＳＷ１をＯＮ、ＳＷ２をＯＦＦとして、コンデンサＣ１を充電電圧Ｖｃｃで充電し、充電後、第２ステップで、ＳＷ１とＳＷ２をともにＯＦＦとする。この第２ステップでは、コンデンサＣ１の電圧Ｖ１は、Ｖｃｃである。続いて、第３ステップで、ＳＷ１をＯＦＦ、ＳＷ２をＯＮとし、コンデンサＣ１の充電電荷の一部をコンデンサＣ２へ移し、その後、第４ステップで、ＳＷ１とＳＷ２を再びともにＯＦＦとする。この第４ステップでは、コンデンサＣ１の電圧Ｖ１とコンデンサＣ２の電圧Ｖ２は等しくなる。

第１ステップから第４ステップまでの処理をＮ回繰り返したときのコンデンサＣ２の電圧Ｖ２は、Ｖ２＝Ｖｃｃ×（１－ｃ２／（ｃ１＋ｃ２）^Ｎ）で表され、充電電圧Ｖｃｃ、コンデンサＣ２の容量ｃ２が既知であるので、図７に示す充電電圧Ｖｃｃの１／２に設定したＶｒｅｆまでコンデンサＣ２の電圧Ｖ２が達成する回数Ｎを求めれば、検出しようとするコンデンサＣ１の静電容量ｃ１が得られる。

図７に示すように、静電容量ｃ１が増加する程、Ｖｒｅｆに達する繰り返し回数Ｎは短くなるので、検出端子への入力操作体の接近のみを検出できれば充分な静電容量式タッチパネルでは、繰り返し回数のしきい値Ｎｒｅｆを例えば図中の１１００に設定し、このしきい値Ｎｒｅｆより短い繰り返し回数でＶｒｅｆに達した場合に、入力操作の指が接近して、１０ｐＦ以上の浮遊容量が生じたものとして、検出端子への入力操作を検出する。

また、このチャージトランスファー方式の浮遊容量の変化検出回路を用いて絶縁パネルへの入力操作や入力操作位置を検出する静電容量式タッチパネルは、多数の浮遊容量の変化検出回路１００の各検出端子１０１を絶縁パネルの入力操作面に沿った異なる位置に配線し、図示しないマイコンの共通する発信源から各検出回路１００の浮遊容量Ｃ１を充電する充電電圧Ｖｃｃを出力し、マイコンに内蔵の比較回路で各検出回路１００のコンデンサＣ２の電圧Ｖ２がＶｒｅｆに達するまでの時間を比較する。

自己容量方式で入力操作位置を検出する静電容量式タッチパネルでは、絶縁パネルへの入力操作が行われると、その入力操作位置に最も近い検出端子１０１の浮遊容量が増加するので、コンデンサＣ２の電圧Ｖ２が最も速くＶｒｅｆに達した検出回路１００の検出端子１０１の配線位置から、絶縁パネルへの入力操作位置を検出する。

特許第４３６３２８１号公報

従来のチャージトランスファー方式の浮遊容量の変化検出回路１００は、ＳＷ１とＳＷ２を設ける必要があるとともに、これらのスイッチを所定のタイミングでＯＮ、ＯＦＦ制御する制御回路が必要となり、構造が複雑、大型化する。

また、複数の浮遊容量の変化検出回路１００を備えた上述の静電容量式タッチパネルは、複数の浮遊容量の変化検出回路１００毎に、ＳＷ１、ＳＷ２とこれらのスイッチをシーケンス制御する制御回路が必要となるので、更に全体の構造が複雑、大型化する。

特に汎用のマイコンには、発信源や比較回路が内蔵されているものの、ＳＷ１、ＳＷ２は内蔵されていないので、複数の検出端子１０１毎にＳＷ１、ＳＷ２を設けたり、これらのＳＷ１、ＳＷ２の開閉動作を制御する制御線を配線する必要があり、検出端子１０１を微小ピッチで配線し、入力操作位置の分解能を上げるには限界があった。

本発明は、このような従来の問題点を考慮してなされたものであり、スイッチ等の開閉手段を一切設けることなく、浮遊容量より十分に大きい容量の検出用コンデンサの充電速度に、浮遊容量の微小容量変化を拡大して表す浮遊容量の変化検出回路を提供することを目的とする。

また、スイッチ等の開閉手段や開閉手段を制御する制御回路を設けることなく、浮遊容量より十分に大きい容量の検出用コンデンサの充電速度に、入力操作による浮遊容量の微小容量変化を拡大して表し、入力操作や入力操作位置を検出する静電容量式タッチパネルを提供することを目的とする。

また、スイッチ等の開閉手段を内蔵しない汎用のマイコンを用いて、検出用コンデンサの充電速度に、入力操作による浮遊容量の微小容量変化を拡大して表し、入力操作や入力操作位置を検出する静電容量式タッチパネルを提供することを目的とする。

上述の目的を達成するため、請求項１の浮遊容量の変化検出回路は、所定周期でドライブ信号を高圧側端子と基準電位の低圧側端子間に出力する信号源と、信号源の高圧側端子に接続するドライブ端子と、ドライブ端子との間に浮遊容量Ｃｐが形成されるレシーブ端子と、浮遊容量Ｃｐに直列に接続することにより、信号源の高圧側端子と低圧側端子間に閉ループが形成される放電用抵抗素子と、レシーブ端子と信号源の低圧側端子間に接続され、浮遊容量Ｃｐより十分に大きい容量の検出用コンデンサＣｘと、レシーブ端子から検出用コンデンサＣｘの方向を順方向として、レシーブ端子と検出用コンデンサＣｘの間に接続されるダイオードとを備え、
検出用コンデンサＣｘの基準電位に対する充電電圧の充電速度の変化から浮遊容量Ｃｐの微小変化を検出すること特徴とする。

ドライブ信号の信号電圧をＶｓ、ダイオードでの電圧降下をＶｆ、検出用コンデンサＣｘに充電されている充電電圧をＶｃｘ’、浮遊容量Ｃｐの容量をｃ１、検出用コンデンサＣｘの容量をｃ２として、一周期のドライブ信号の電圧が上昇する間に、ダイオードに順方向の充電電流が流れることによる検出用コンデンサＣｘの充電電圧Ｖｃｘの電圧上昇分ΔＶｃｘは、

となる。

また、その後、一周期のドライブ信号の電圧が基準電位まで下降する間には、浮遊容量Ｃｐに逆方向の電圧が加わり、浮遊容量Ｃｐの充電電荷は、放電用抵抗素子を通して放電される。一方、検出用コンデンサＣｘには、放電電流が流れる方向を逆方向とするダイオードが接続されているので、検出用コンデンサＣｘの充電電圧Ｖｃｘは低下せず、各周期毎にΔＶｃｘ上昇する。従って、一周期で充電される浮遊容量Ｃｐの充電速度に比べて、多周期で充電される検出用コンデンサＣｘの充電速度は、大幅に低下し、浮遊容量Ｃｐの微小変化を拡大させた検出用コンデンサＣｘの充電速度の変化から検出できる。

請求項２の浮遊容量の変化検出回路は、検出用コンデンサＣｘの充電電圧が上昇する所定時を基準時として、基準時から充電電圧が所定のスレッショルド電圧に達するまでの経過時間を計測する計時手段を更に備え、経過時間が相対的に長くなることから、浮遊容量Ｃｐの容量が減少したことを検出し、経過時間が相対的に短くなることから、浮遊容量Ｃｐの容量が増加したことを検出すること特徴とする。

浮遊容量Ｃｐの微小変化を拡大して表す検出用コンデンサＣｘの充電速度の変化は、計時手段が計測する充電電圧Ｖｃｘが所定の基準時から所定のスレッショルド電圧に達するまでの経過時間を比較して検出でき、検出用コンデンサＣｘの充電電圧Ｖｃｘが一周期で上昇する電圧上昇分ΔＶｃｘは、

であるので、浮遊容量Ｃｐの容量ｃ１が減少すれば、経過時間は長くなり、容量ｃ１が増加すれば、経過時間は短くなり、計時手段が計測する経過時間の変化から浮遊容量Ｃｐの容量ｃ１の増減を検出できる。

請求項３の浮遊容量の変化検出回路を用いた静電容量式タッチパネルは、固定周波数のドライブ信号を高圧側端子と基準電位の低圧側端子間に出力する信号源と、絶縁パネルに沿って配線され、信号源の高圧側端子に接続するドライブ端子と、絶縁パネルに沿って配線され、ドライブ端子との間に入力操作で変化する浮遊容量Ｃｐが形成されるレシーブ端子と、レシーブ端子と信号源の低圧側端子間に接続される放電用抵抗素子と、レシーブ端子と信号源の低圧側端子間に接続され、浮遊容量Ｃｐより十分に大きい容量の検出用コンデンサＣｘと、レシーブ端子から検出用コンデンサＣｘの方向を順方向として、レシーブ端子と検出用コンデンサＣｘの間に接続されるダイオードと、直列に接続される検出用コンデンサＣｘとダイオードの接続点に接続し、検出用コンデンサＣｘの基準電位に対する充電電圧を入力する入力端子とを備え、入力端子に入力される充電電圧の充電速度の低下から、ドライブ端子とレシーブ端子の配線位置間への入力操作を検出することを特徴とする。

ドライブ信号の信号電圧をＶｓ、ダイオードでの電圧降下をＶｆ、検出用コンデンサＣｘに充電されている充電電圧Ｖｃｘ’、浮遊容量Ｃｐの容量をｃ１、検出用コンデンサＣｘの容量をｃ２として、一周期のドライブ信号の電圧が上昇する間に、ダイオードに順方向の充電電流が流れることによる検出用コンデンサＣｘの充電電圧Ｖｃｘの電圧上昇分ΔＶｃｘは、

である。

また、その後、一周期のドライブ信号の電圧が基準電位まで下降する間には、浮遊容量Ｃｐに逆方向の電圧が加わり、浮遊容量Ｃｐの充電電荷は、放電用抵抗素子を通して放電される。一方、検出用コンデンサＣｘには、放電電流が流れる方向を逆方向とするダイオードが接続されているので、検出用コンデンサＣｘの充電電圧Ｖｃｘは低下せず、各周期毎にΔＶｃｘ上昇する。従って、一周期で浮遊容量Ｃｐが充電される充電速度に比べて、多数の周期で充電される検出用コンデンサＣｘの充電速度は大幅に低下し、ドライブ端子とレシーブ端子の間へ入力操作を行うことによって微減する浮遊容量Ｃｐの容量Ｃ１の変化は、検出用コンデンサＣｘの充電速度の低下に拡大して表れ、充電速度の低下からドライブ端子とレシーブ端子の配線位置間への入力操作を検出できる。

請求項４の浮遊容量の変化検出回路を用いた静電容量式タッチパネルは、絶縁パネルに沿って互いに絶縁して配線される複数のドライブ端子と、絶縁パネルにドライブ端子と異なる方向に沿って互いに絶縁して配線され、複数のドライブ端子との各交差位置に、それぞれ浮遊容量Ｃｐが形成される複数のレシーブ端子と、信号源の高圧側端子を、１又は２以上のドライブ端子に選択的に接続するセレクタと、複数のレシーブ端子毎に、信号源の低圧側端子との間に接続される複数の放電用抵抗と、複数の検出用コンデンサＣｘと、複数のダイオードと、複数のレシーブ端子毎に、直列に接続される検出用コンデンサＣｘとダイオードの接続点に接続される複数の入力端子とを備え、信号源の高圧側端子に接続する全てのドライブ端子と、当該ドライブ端子と交差する全てのレシーブ端子との組み合わせから、入力端子に入力される充電電圧の充電速度が最も遅いドライブ端子とレシーブ端子の組み合わせを選択し、選択したドライブ端子とレシーブ端子の各配線位置から絶縁パネルへの入力操作の入力操作位置を検出することを特徴とする。

検出用コンデンサＣｘの充電電圧Ｖｃｘが一周期で上昇する電圧上昇分ΔＶｃｘは、

であるので、いずれかのドライブ端子とレシーブ端子の各配線位置間に入力操作があると、その間の浮遊容量Ｃｐの容量Ｃ１が減少し、検出用コンデンサＣｘの充電速度が低下する。

従って、各ドライブ端子とレシーブ端子の組み合わせ毎に、浮遊容量Ｃｐを所定のタイミングで充放電するための開閉手段を設けることなく、複数の各入力端子から入力される検出用コンデンサＣｘの充電電圧の充電速度を比較し、充電速度が最も遅いドライブ端子とレシーブ端子の組み合わせを選択し、選択したドライブ端子とレシーブ端子の各配線位置から絶縁パネルへの入力操作の入力操作位置を検出できる。

請求項５の浮遊容量の変化検出回路を用いた静電容量式タッチパネルは、信号源の高圧側端子に接続するドライブ端子との間に浮遊容量Ｃｐが形成されるレシーブ端子の入力端子の電位を基準電位とし、検出用コンデンサＣｘの充電電圧を０Ｖとするリセット手段と、複数の各入力端子から入力される充電電圧を、０Ｖと検出用コンデンサＣｘの飽和電圧との間に設定するスレッショルド電圧と比較し、リセット手段で検出用コンデンサＣｘの充電電圧を０Ｖとした基準時後、充電電圧がスレッショルド電圧に達するまでの経過時間を計測する計時手段とを更に備え、信号源の高圧側端子に接続する全てのドライブ端子と、当該ドライブ端子との間に浮遊容量Ｃｐが形成される全てのレシーブ端子との組み合わせから、計時手段が最長の経過時間を計測したドライブ端子とレシーブ端子の組み合わせを選択し、選択したドライブ端子とレシーブ端子の各配線位置から絶縁パネルへの入力操作の入力操作位置を検出することを特徴とする。

検出用コンデンサＣｘの充電電圧Ｖｃｘが一周期で上昇する電圧上昇分ΔＶｃｘは、

であるので、いずれかのドライブ端子とレシーブ端子の各配線位置間に入力操作があると、その間の浮遊容量Ｃｐの容量ｃ１が減少し、計時手段が計測する経過時間が長くなる。

複数の各入力端子から入力される検出用コンデンサＣｘの充電電圧の充電速度を、計時手段が計測する経過時間で定量的に表し、全てのドライブ端子と全てのレシーブ端子との各組み合わせ毎に、計時手段が計測する経過時間から検出用コンデンサＣｘの充電電圧の充電速度を相対比較できる。

請求項６の浮遊容量の変化検出回路を用いた静電容量式タッチパネルは、スレッショルド電圧が、検出用コンデンサＣｘの飽和電圧よりわずかに低い電圧に設定されることを特徴とする。

検出用コンデンサＣｘの充電電圧Ｖｃｘは、ドライブ信号の一周期毎に、

で上昇するので、充電電圧Ｖｃｘが飽和電圧に近づくほど、上昇する充電電圧Ｖｃｘの傾斜が緩くなり、飽和電圧よりわずかに低い電圧にスレッショルド電圧を設定することにより、充電速度の変化が経過時間の変化に拡大して表れる。

請求項７の浮遊容量の変化検出回路を用いた静電容量式タッチパネルは、ドライブ端子とレシーブ端子の全ての組み合わせで、入力端子から入力される充電電圧が、基準時後の所定時間内にスレッショルド電圧に達するように、複数の全ての放電用抵抗の各抵抗値を調整することを特徴とする。

検出用コンデンサＣｘの充電電圧Ｖｃｘが飽和電圧に達するまでの経過時間は、ドライブ信号の電圧が上昇する際の電圧変化率と、浮遊容量Ｃｐの容量値と、放電用抵抗の抵抗値に依存する。電圧変化率は既知の値であり、浮遊容量Ｃｐの容量値は、既知の微小範囲で変動するだけなので、放電用抵抗の抵抗値を調整することによって、検出用コンデンサの充電電圧Ｖｃｘがスレッショルド電圧に達するまでの時間を調整できる。

請求項１の発明によれば、一周期のドライブ信号の電圧が上昇するタイミングで、浮遊容量Ｃｐと検出用コンデンサＣｘを充電し、ドライブ信号の電圧が下降するタイミングで、充電されている浮遊容量Ｃｐのみを放電するので、検出用コンデンサＣｘを充電するタイミングや、浮遊容量Ｃｐを充放電するタイミングを、スイッチなどの開閉手段を用いずにタイミング制御できる。

請求項２の発明によれば、検出用コンデンサＣｘの充電速度の変化を、計時手段が計測する経過時間から定量的に比較でき、経過時間の短長から微小に変化する浮遊容量Ｃｐの容量ｃ１の増減を検出できる。

請求項３の発明によれば、スイッチなどの開閉手段を用いずに、入力操作によって微減する浮遊容量Ｃｐの容量Ｃ１の変化を拡大して表す検出用コンデンサＣｘの充電速度の低下から、ドライブ端子とレシーブ端子の配線位置間への入力操作を検出できる

請求項４の発明よれば、スイッチ等の開閉手段や開閉手段を制御する制御回路を設けることなく、絶縁パネルへの入力操作位置を検出できる。

また、信号源や入力端子、リセット手段、計時手段を有する汎用のマイコンを用いて、絶縁パネルへの入力操作位置を検出できる。

請求項５の発明よれば、複数の各入力端子から入力される検出用コンデンサＣｘの充電電圧の充電速度の変化を、計時手段が計測する経過時間から定量的に比較できる。

請求項６の発明よれば、入力操作による浮遊容量Ｃｐのわずかな減少が計時手段が計測する経過時間に拡大して表れるので、入力操作を高精度に検出できる。

請求項７の発明よれば、各周期の所定時間内に全ての組み合わせのドライブ端子とレシーブ端子間の浮遊容量Ｃｐの容量変化を検出し、入力操作位置を検出できる。

本発明の一実施の形態に係る浮遊容量の変化検出回路１を示す回路図である。 図１の各部の波形図である。 浮遊容量Ｃｐの容量ｃ１と放電用抵抗２の抵抗値ｒ１の組み合わせが異なる５種類の検出用コンデンサＣｘの充電電圧Ｖｃｘの波形ａ、ｂ、ｃ、ｄ、ｅを示す波形図である。 浮遊容量Ｃｐの容量ｃ１がわずかに異なる３種類の検出用コンデンサＣｘの充電電圧Ｖｃｘの波形ｆ、ｇ、ｈを拡大して示す波形図である。 本発明の一実施の形態に係る浮遊容量の変化検出回路を用いた静電容量式タッチパネル１０のブロック図である。 従来の浮遊容量の変化検出回路１００を示すブロック図である。 図６に示す従来の浮遊容量の変化検出回路１００による充電回数ＮとコンデンサＣ２の電圧Ｖ２との関係を示す波形図である。

以下、本発明の一実施の形態に係る浮遊容量の変化検出回路（以下、検出回路という）１を、図１乃至図４を用いて説明する。この検出回路１は、微小容量ｃ１の浮遊容量Ｃｐの変化を、容量ｃ１より十分に大きい容量ｃ２の検出用コンデンサＣｘの充電電圧Ｖｃｘの充電速度に拡大して表し、この充電速度の変化から検出するものである。本実施の形態において、浮遊容量Ｃｐは、図示しない絶縁パネル上に配線された一組のドライブ端子Ｔ_Ｄとレシーブ端子Ｔ_Ｒ間に形成される容量ｃ１が１０ｐＦ程度の静電容量であり、接地された人体の一部の指などが接近すると、数ｐＦ以下のレベルで低下する。

図１に示すように、ドライブ端子Ｔ_Ｄには、１ＭＨｚの固定周波数でパルス高さが３．３ｖのパルス波形のドライブ信号を出力する発信回路２の高圧側端子２ａが接続し、発信回路２の低圧側端子２ｂは接地されている。レシーブ端子Ｔ_Ｒと発信回路２の低圧側端子２ｂの間には、浮遊容量Ｃｐに充電されている電荷を放電する放電用抵抗素子Ｒが接続され、浮遊容量Ｃｐに直列に接続することにより、発信回路２の高圧側端子２ａと低圧側端子２ｂ間に閉ループが形成される。

この放電用抵抗素子Ｒと並列に、すなわち、レシーブ端子Ｔ_Ｒと発信回路２の低圧側端子２ｂの間に、直列に逆流防止ダイオード３と浮遊容量Ｃｐの容量ｃ１より十分に大きい１ｎＦ程度の容量ｃ２の検出用コンデンサＣｘが直列に接続されている。逆流防止ダイオード３は、アノードをレシーブ端子Ｔ_Ｒに、カソードを検出用コンデンサＣｘに接続することにより、レシーブ端子Ｔ_Ｒから検出用コンデンサＣｘの方向を順方向として接続される。

また、逆流防止ダイオード３のカソードと検出用コンデンサＣｘの接続点は、電圧計４の入力端子４ａに接続し、検出用コンデンサＣｘの充電電圧Ｖｃｘを検出している。

以下、このように構成された検出回路１の動作を、図２の波形図の各経過時点に沿って説明する。発信回路２からドライブ信号を出力する図中ｔ０の基準時には、逆流防止ダイオード３のカソードと検出用コンデンサＣｘの接続点に接続する入力端子４ａを接地させ、検出用コンデンサＣｘと浮遊容量Ｃｐを全て放電しておき、各充電電圧を０Ｖとしておく。

入力端子４ａの接地接続を解いて、基準時ｔ０からドライブ信号のパルス波形の立ち上がりでドライブ端子Ｔ_Ｄの電位Ｖ_Ｄが上昇するが、逆流防止ダイオード３の順方向特性による０．７Ｖの電圧（以下、ダイオード降下分Ｖｆという）を越えるｔ１までは、逆流防止ダイオード３に電流が流れず、レシーブ端子Ｔ_Ｒの電位Ｖ_Ｒがドライブ端子Ｔ_Ｄの電位Ｖ_Ｄに追従して上昇する。

レシーブ端子Ｔ_Ｒの電位Ｖ_Ｒがダイオード降下分Ｖｆの０．７Ｖを越えるｔ１からドライブ信号のパルス波形の立ち上がりが終了するｔ２まで、ドライブ信号の電圧上昇によって、検出用コンデンサＣｘと浮遊容量Ｃｐの充電電圧も上昇する。ドライブ信号の立ち上がり期間（ｔ０－ｔ２）の電圧変化を無視し、ドライブ信号の電圧をＶ_Ｓ、浮遊容量Ｃｐの充電電圧をＶｐとし、検出用コンデンサＣｘに充電電圧をＶｃｘ’が残されていないものとすると、逆流防止ダイオード３を介して接続される浮遊容量Ｃｐと検出用コンデンサＣｘの両端に加わる電圧は、Ｖ_Ｓ－Ｖｆであり、浮遊容量Ｃｐと検出用コンデンサＣｘとにそれぞれ蓄積される電荷は等しいので、ｃ１ｘＶｐ＝ｃ２ｘＶｃｘの関係から、ｔ１からｔ２までの一回の周期の立ち上がり期間に充電される浮遊容量Ｃｐの充電電圧上昇分ΔＶｐと検出用コンデンサＣｘの充電電圧上昇分ΔＶｃｘ（０）は、それぞれ

で表される。

ｃ１は、ｃ２に比べて十分に小さいので、図２のア、イ、に比較して示すように、検出用コンデンサＣｘの充電電圧Ｖｃｘは、浮遊容量Ｃｐの充電電圧Ｖｐに比べて、極めて緩やかな勾配で上昇する。

パルス波形の立ち上がりが終了するｔ３以降は、ドライブ信号の電圧変化がないので、浮遊容量Ｃｐと検出用コンデンサＣｘは、それぞれその両端に直流電圧が加わったのと同様に作用し、逆流防止ダイオード３には電流が流れずＯＦＦとなる。これにより、浮遊容量Ｃｐと放電用抵抗素子ＲとのＲ－Ｃ直列回路が構成され、その両端にｔ３での浮遊容量Ｃｐの充電電圧Ｖｐより高い３．３Ｖのドライブ信号の電圧Ｖ_Ｓが加わるので、過渡現象によって浮遊容量Ｃｐの充電電圧Ｖｐは、３．３Ｖの充電電圧Ｖｐに達するｔ３まで上昇する。浮遊容量Ｃｐの充電がすすむと、図２に示すように、レシーブ端子Ｔ_Ｒの電位Ｖ_Ｒは、浮遊容量Ｃｐの充電電圧Ｖｐの上昇によって下降し、浮遊容量Ｃｐが飽和するｔ３で接地電位となる。この間、検出用コンデンサＣｘには、充電電圧Ｖｃｘの充電方向と逆方向の電圧が加わるが、逆流防止ダイオード３の順方向に対して逆方向の電圧であるので、検出用コンデンサＣｘの充電電圧Ｖｃｘは放電されない。

その後、ｔ４からドライブ信号のパルス波形が立ち下がり、ドライブ端子Ｔ_Ｄの電位Ｖ_Ｄがｔ４の３．３Ｖからｔ５の０Ｖまで下降すると、浮遊容量Ｃｐの充電電圧Ｖｐにより、レシーブ端子Ｔ_Ｒの電位Ｖ_Ｒも、０Ｖから下降し、ｔ５でダイオード降下分Ｖｆが差し引かれた２．６Ｖまで下降する。これにより、３．３Ｖの充電電圧Ｖｐで充電されていた浮遊容量Ｃｐの両端の極性は、充電方向の極性と逆転し、浮遊容量Ｃｐを放電する放電電流が放電用抵抗素子Ｒに流れ、過渡現象によって浮遊容量Ｃｐに蓄積されている電荷は、充電電圧Ｖｐが０Ｖとなるｔ６まで放電される。

尚、ｔ５の後のレシーブ端子Ｔ_Ｒの電位Ｖ_Ｒは、浮遊容量Ｃｐの充電電圧Ｖｐが低下するにともなって上昇し、充電電圧Ｖｐが０Ｖとなるｔ６で０Ｖまで上昇する。また、ｔ３以降、この周期が完了するまで、逆流防止ダイオード３のカソード側の電位が接地電位に至るアノード側の電位より高くなるが、順方向に対して逆方向の電圧であるので、検出用コンデンサＣｘの充電電圧Ｖｃｘは放電されない。つまり、検出用コンデンサＣｘに充電電圧をＶｃｘ’が０Ｖである状態から、この１回目の周期が経過した後の検出用コンデンサＣｘの充電電圧Ｖｃｘ（１）は、

となる。

検出回路１は、ドライブ信号の各周期で上記動作を繰り返すが、２回目以降のｎ回目の周期では、その直前のｎ－１回目の周期で、検出用コンデンサＣｘに一定の充電電圧Ｖｃｘが充電されているので、その充電電圧をＶｃｘ’とすれば、
ｎ回目の周期のｔ２で充電される検出用コンデンサＣｘの充電電圧上昇分ΔＶｃｘは、

となる。

また、（１）式から、ｃ１／（ｃ１＋ｃ２）をｋとして、ｎ回目の周期を終えた際の検出用コンデンサＣｘの充電電圧Ｖｃｘ（ｎ）は、

で表される。

従って、図３に示すように、一周期で検出用コンデンサＣｘに充電される充電電圧上昇分ΔＶｃｘは、ｎが増加するほど小さくなり、検出用コンデンサＣｘの充電電圧Ｖｃｘが上昇するほど緩やかな傾斜となってＶ_Ｓ－Ｖｆに近づく。つまり、検出用コンデンサＣｘの飽和電圧は、Ｖ_Ｓ－Ｖｆとなる。

ここで、上記（１）式において、ｃ１はｃ２に比べて１／１００程度と小さいので、一周期に充電される検出用コンデンサＣｘの充電電圧上昇分ΔＶｃｘは、ｃ１／ｃ２に比例するとみなすことができ、浮遊容量Ｃｐの容量ｃ１がわずかに低下しただけでも、検出用コンデンサＣｘの充電電圧Ｖｃｘの上昇する波形の傾きは大きく低下する。特に、充電電圧Ｖｃｘを、検出用コンデンサＣｘの飽和電圧よりわずかに低い電圧に設定するスレッショルド電圧と比較すると、充電電圧Ｖｃｘが基準時からスレッショルド電圧に達するまでの経過時間の大きな時間差となって表れ、数１０乃至数１００ｆＦの容量ｃ１の微小変化を検出できる。

図４は、放電用抵抗素子Ｒの抵抗値ｒ１と検出用コンデンサＣｘの容量値ｃ２がそれぞれ同一で、浮遊容量Ｃｐの容量ｃ１が、１０．０５ｐＦの充電電圧Ｖｃｘの波形ｆ、１０ｐＦの充電電圧Ｖｃｘの波形ｇ、９．９５ｐＦの充電電圧Ｖｃｘの波形ｈを示す波形図で、スレッショルド電圧を飽和電圧よりわずかに低い１．６Ｖに設定すると、図に示すように、５０ｆＦの浮遊容量Ｃｐの容量ｃ１の変化であっても、基準時からスレッショルド電圧に達するまでの経過時間に１９乃至２３μｓｅｃの時間差が生じ、５０ｆＦの容量ｃ１の変化を確実に検出できる。

本実施の形態では、検出用コンデンサＣｘの充電電圧Ｖｃｘが、０Ｖの基準時から飽和電圧よりわずかに低い電圧に設定するスレッショルド電圧に達するまでの経過時間を計測する図示しない計時手段を備え、相対的に短い経過時間を計測することから、ドライブ端子Ｔ_Ｄとレシーブ端子Ｔ_Ｒ間への入力操作を検出する。

また、本実施の形態では、ドライブ信号の電圧Ｖ_Ｓを、３．３Ｖ、逆流防止ダイオード３のダイオード降下分Ｖｆを０．７Ｖとしているので、検出用コンデンサＣｘの充電電圧Ｖｃｘが収束する飽和電圧は、２．６Ｖとなるが、図３に示す充電電圧Ｖｃｘの各波形が示す飽和電圧は、２．２Ｖ以下と、これを下回っている。これは、ドライブ信号の立ち上がり期間（ｔ０－ｔ２）で、ドライブ信号の電圧が変化することにより、浮遊容量Ｃｐと検出用コンデンサＣｘのそれぞれに、電圧の変化率に反比例する容量リアクタンスと、検出用コンデンサＣｘに並列に接続される放電用抵抗素子Ｒのインピーダンスが生じるためと考えられる。

すなわち、ドライブ信号が３．３Ｖに安定するｔ２以降は、逆流防止ダイオード３がＯＦＦとなるので、各周期での検出用コンデンサＣｘの充電は、ドライブ信号の電圧が変化するｔ０－ｔ２の期間に行われ、この間、レシーブ端子Ｔ_Ｒの電位は、ドライブ端子Ｔ_Ｄとレシーブ端子Ｔ_Ｒ間の浮遊容量Ｃｐの容量リアクタンスと、レシーブ端子Ｔ_Ｒと低圧側端子２ｂ間の並列に接続された検出用コンデンサＣｘと放電用抵抗素子Ｒのインピーダンスとの比で定まる分圧となる。検出用コンデンサＣｘの充電電圧Ｖｃｘは、このレシーブ端子Ｔ_Ｒの分圧からダイオード降下分Ｖｆを引いた電圧であるので、浮遊容量Ｃｐの容量ｃ１が減少すれば、検出用コンデンサＣｘの飽和電圧は低下し、検出用コンデンサＣｘの容量ｃ２の低下や、放電用抵抗素子Ｒの抵抗値ｒ１の増加で、飽和電圧は上昇する。

図３は、検出回路１の他の回路素子の回路定数が同一であり、浮遊容量Ｃｐの容量ｃ１と放電用抵抗素子Ｒの抵抗値ｒ１との組み合わせが異なるａ、ｂ、ｃ、ｄ、ｅの充電電圧Ｖｃｘの各波形を比較して示し、放電用抵抗素子Ｒの抵抗値ｒ１が同一の１．５ｋΩであれば、波形ｂ、ｃ、ｄに示すように、浮遊容量Ｃｐの容量ｃ１が低下するにつれて飽和電圧は低下する。また、ａとｂ、又はｄとｅの波形を比較して明らかなように、浮遊容量Ｃｐの容量ｃ１が同一であれば、放電用抵抗素子Ｒの抵抗値ｒ１が低下すると、飽和電圧は低下する。

ドライブ端子Ｔ_Ｄとレシーブ端子Ｔ_Ｒ間に形成される容量ｃ１は、既知の固定値であり、入力操作によるその変化レベルも数ｐＦ以下と微小であるので、浮遊容量Ｃｐの容量ｃ１による飽和電圧の変化は少なく、放電用抵抗素子Ｒの抵抗値ｒ１若しくは検出用コンデンサＣｘの容量ｃ２を調整することにより、検出用コンデンサＣｘの飽和電圧を調整できる。

以下、本発明の第２実施の形態に係る静電容量タッチパネル（以下、タッチパネルという）１０を、図５を用いて説明する。尚、このタッチパネル１０は、第１実施の形態に係る検出回路１を用いている物であり、本実施の形態の説明において、上述の検出回路１と同一若しくは相当する構成については、同一の番号を付してその説明を省略する。

図５に示すように、このタッチパネル１０は、図示しない絶縁パネルの表面を入力操作領域として、入力操作領域に、Ｙ方向に沿って配線されたｊ本のドライブ端子Ｔ_Ｄ１～Ｔ_Ｄｊと、Ｘ方向に沿って配線されたｉ本のレシーブ端子Ｔ_Ｒ１～Ｔ_Ｒｉが配線されている。ｊ本のドライブ端子Ｔ_Ｄ１～Ｔ_Ｄｊは、Ｘ方向に等ピッチで、ｉ本のレシーブ端子Ｔ_Ｒ１～Ｔ_Ｒｉは、Ｙ方向に等ピッチで配線され、ドライブ端子Ｔ_Ｄとレシーブ端子Ｔ_Ｒの各交差位置では、互いに絶縁して配線され、その間に浮遊容量Ｃｐが形成されている。

本実施の形態では、ドライブ端子Ｔ_Ｄ１～Ｔ_Ｄｊとレシーブ端子Ｔ_Ｒ１～Ｔ_Ｒｉとの組み合わせ毎に、第１実施の形態に係る検出回路１を用いて、その交差位置に形成される浮遊容量Ｃｐの変化を検出するものであり、各ドライブ端子Ｔ_Ｄ１～Ｔ_Ｄｊの一端は、マイコン１１のパルス波形のドライブ信号が出力される各出力ポートＰＡ１～ＰＡ_ｊに接続され、各レシーブ端子Ｔ_Ｒ１～Ｔ_Ｒｉの一端と接地間に、放電用抵抗素子Ｒと、直列に接続された逆流防止ダイオード３及び検出用コンデンサＣｘが接続されている。また、各レシーブ端子Ｔ_Ｒ１～Ｔ_Ｒｉ毎に、逆流防止ダイオード３のカソードと検出用コンデンサＣｘの間の入力端子４ａは、マイコン１１の各入力ポートＰＢ１～ＰＢ_ｊに接続し、入力端子４ａが接続する検出用コンデンサＣｘの充電電圧Ｖｃｘをマイコン１１へ出力している。

マイコン１１は、信号源となる発信回路２と、発信回路２の出力に接続されたセレクタ１４と、各レシーブ端子Ｔ_Ｒ１～Ｔ_Ｒｉ毎に接続される入力端子４ａを接地させるリセット手段と各入力端子４ａから入力される検出用コンデンサＣｘの充電電圧Ｖｃｘを、スレッショルド電圧Ｖ_ＴＨと比較する比較手段を兼ねたポート読み込み部１５と、絶縁パネル上で浮遊容量Ｃｐを介して互いに交差する全てのドライブ端子Ｔ_Ｄ１～Ｔ_Ｄｊとレシーブ端子Ｔ_Ｒ１～Ｔ_Ｒｉとの組み合わせについて、充電電圧Ｖｃｘがスレッショルド電圧Ｖ_ＴＨに達するまでの経過時間を計測する計時手段となるテーブル１６及びカウンタ１７とを備えている。

発信回路２は、上述のように、１ＭＨｚの固定周波数でパルス高さが３．３Ｖのパルス波形のドライブ信号を出力し、セレクタ１４は、セレクトパターン制御部１３の制御によって、発信回路２から出力されるドライブ信号を、出力ポートＰＡ１～ＰＡ_ｊを介して１又は２以上の各ドライブ端子Ｔ_Ｄ１～Ｔ_Ｄｊへ選択的に出力する。ここでは、所定時間の走査周期でセレクタ１４の出力を各出力ポートＰＡ_１～ＰＡ_ｊ毎に切り換え、一走査周期毎に各ドライブ端子Ｔ_Ｄ１～Ｔ_Ｄｊへドライブ信号を出力する。また、セレクトパターン制御部１３の出力は、ポート読み込み部１５とカウンタ１７と後述する正規化演算処理部１２にも接続し、ドライブ信号の出力を各ドライブ端子Ｔ_Ｄ１～Ｔ_Ｄｊ毎に切り換えるリセットのタイミングが伝えられる。

いずれかのドライブ端子Ｔ_Ｄ１～Ｔ_Ｄｊにドライブ信号が出力されることにより、ドライブ信号が出力されているドライブ端子（以下、ドライブ端子Ｔ_Ｄ’で表す）に交差する全てのレシーブ端子Ｔ_Ｒ１～Ｔ_Ｒｉについて、各レシーブ端子レシーブ端子Ｔ_Ｒに接続する検出用コンデンサＣｘがドライブ信号により充電され、ドライブ信号の周期毎に検出用コンデンサＣｘの充電電圧Ｖｃｘが上昇する。

一方、全ての入力ポートＰＢ１～ＰＢ_ｊに接続するポート読み込み部１５は、ドライブ信号の出力が各ドライブ端子Ｔ_Ｄ１～Ｔ_Ｄｊ間で切り替わる毎に、全ての入力ポートＰＢ１～ＰＢ_ｊを「Ｌ」とし、各入力端子４ａを接地させる。その結果、入力端子４ａに接続する検出用コンデンサＣｘに蓄積されている電荷が放電され、全ての入力ポートＰＢ１～ＰＢ_ｊを「Ｌ」とする基準時に、全ての検出用コンデンサＣｘの充電電圧Ｖｃｘは０Ｖとなっている。その後、ポート読み込み部１５は、全ての入力ポートＰＢ１～ＰＢ_ｊを「Ｈ」に切り換え、「Ｈ」に切り換えられた各入力ポートＰＢ_１～ＰＢ_ｊから、ドライブ端子Ｔ_Ｄ’にドライブ信号が出力されることによって基準時から上昇する各検出用コンデンサＣｘの充電電圧Ｖｃｘを入力する。

ポート読み込み部１５は、各入力ポートＰＢ_１～ＰＢ_ｊを介して入力端子４ａから入力される検出用コンデンサＣｘの充電電圧Ｖｃｘを、所定電圧に設定するスレッショルド電圧Ｖ_ＴＨと比較し、「Ｌ」の状態とした全ての入力ポートＰＢ_１～ＰＢ_ｊから入力された充電電圧Ｖｃｘがスレッショルド電圧Ｖ_ＴＨに達した入力ポートＰＢを「Ｈ」の状態とする。ここでは、スレッショルド電圧Ｖ_ＴＨは、全てのドライブ端子Ｔ_Ｄとレシーブ端子Ｔ_Ｒとが交差する全ての交差位置（ｘ，ｙ）をそれぞれ入力操作した際に検出される全ての検出用コンデンサＣｘの飽和電圧のうち最低飽和電圧より更に低い電圧に設定する。

ポート読み込み部１５の出力側には、全ての入力ポートＰＢ_１～ＰＢ_ｊの状態をカウンタ１７から出力されるカウント値と関連づけて記憶するテーブル１６が接続され、ポート読み込み部１５は、いずれかの入力ポートＰＢが「Ｌ」から「Ｈ」に変化する毎に、割り込み信号をテーブル１６へ出力するとともに、「Ｌ」から「Ｈ」に変化した状態が変化した入力ポートＰＢを含む全ての入力ポートＰＢ_１～ＰＢ_ｊについて、各入力ポートＰＢ_１～ＰＢ_ｊの状態を、１６進のデータで表し、テーブル１６へ出力する。すなわち、各入力ポートＰＢ_１～ＰＢ_ｊ毎に１ビットを割り当て、「Ｌ」を０、「Ｈ」を１で表した２進のｉビットデータを１６進のデータに変換してテーブル１６へ出力する。

テーブル１６は、割り込み信号が入力される毎に、同時にポート読み込み部１５から出力される１６進のデータを、その時、カウンタ１７から出力されるカウント値と関連づけて記憶する。本実施の形態では、カウンタ１７は、発信回路２の出力に接続し、１ＭＨｚのドライブ信号に同期してカウント値をカウントアップし、ドライブ信号の出力が各ドライブ端子Ｔ_Ｄ１～Ｔ_Ｄｊ間で切り替わる基準時毎にリセットされるので、テーブル１６に１６進のデータに関連づけられたカウント値は、基準時からその１６進のデータがテーブル１６に記憶されるまでの経過時間を表している。

正規化演算処理部１２は、テーブル１６に記憶された１６進のデータを、２進のｉビットデータに再変換して、その直前にテーブル１６に記憶された１６進のデータから再変換した２進のｉビットデータと比較し、０から１に変化したビットの位置から、「Ｌ」から「Ｈ」に変化した入力ポートＰＢとその入力ポートＰＢに接続するレシーブ端子Ｔ_Ｒを特定する。また、テーブル１６に１６進のデータに関連づけて記憶されたカウント値は、このように特定されたレシーブ端子（以下、０から１に変化したビットの位置から特定されたレシーブ端子をレシーブ端子Ｔ_Ｒ’と表す）に接続する検出用コンデンサＣｘの充電電圧Ｖｃｘが基準時からスレッショルド電圧Ｖ_ＴＨに達するまでの経過時間をドライブ信号の１周期の単位で表している。従って、ドライブ信号の１周期である１μｓｅｃ内に複数のレシーブ端子Ｔ_Ｒに接続する各検出用コンデンサＣｘの充電電圧Ｖｃｘがスレッショルド電圧Ｖ_ＴＨに達した場合には、複数のレシーブ端子Ｔ_Ｒ’が特定される。

正規化演算処理部１２は、テーブル１６に記憶された全ての１６進のデータについて、同様の処理を繰り返すことによって、ドライブ端子Ｔ_Ｄ’に浮遊容量Ｃｐを介して交差する全てのレシーブ端子Ｔ_Ｒ１～Ｔ_Ｒｉについて、検出用コンデンサＣｘの充電電圧Ｖｃｘがスレッショルド電圧Ｖ_ＴＨに達するまでの経過時間（カウント値）を得て、ドライブ端子Ｔ_Ｄ’とレシーブ端子Ｔ_Ｒ’で特定される組み合わせ毎に、そのカウント値を関連づけて記憶部１８に記憶する。

その後、セレクトパターンに従ったセレクトパターン制御部１３の制御によって、セレクタ１４は、次の出力ポートＰＡに接続する。これによりドライブ信号の出力が新たなドライブ端子Ｔ_Ｄ’に切り換えられ、同様に、全てのドライブ端子Ｔ_Ｄ１～Ｔ_Ｄｊがドライブ端子Ｔ_Ｄ’となるまで、上述の処理を繰り返し、ｉｘｊ通りのドライブ端子Ｔ_Ｄ’とレシーブ端子Ｔ_Ｒ’の組み合わせ毎に、経過時間を表すカウント値を記憶部１８に記憶する。

記憶部１８は、ｉｘｊ通りのドライブ端子Ｔ_Ｄ’とレシーブ端子Ｔ_Ｒ’の各組み合わせを、ドライブ端子Ｔ_Ｄ’とレシーブ端子Ｔ_Ｒ’の交差位置（ｘ、ｙ）で表し、ｉｘｊ通りの交差位置（ｘ、ｙ）と、カウント値をそれぞれ関連づけて記憶する。交差位置（ｘ、ｙ）に関連づけて記憶されたカウント値は、そのドライブ端子Ｔ_Ｄ’に出力されるドライブ信号が、レシーブ端子Ｔ_Ｒ’との交差位置に形成される浮遊容量Ｃｐを介して、レシーブ端子Ｔ_Ｒ’に接続する検出用コンデンサＣｘを充電し、その充電電圧Ｖｃｘがスレッショルド電圧Ｖ_ＴＨに達するまでの経過時間を表している。

いずれかのＸ方向のｘの位置に配線されたドライブ端子Ｔ_Ｄ（ｘ）と、Ｙ方向のｙの位置に配線されたレシーブ端子Ｔ_Ｒ（ｙ）との交差位置（ｘ，ｙ）に入力操作があったとすると、ドライブ端子Ｔ_Ｄ（ｘ）とレシーブ端子Ｔ_Ｒ（ｙ）間の浮遊容量Ｃｐが減少し、そのレシーブ端子Ｔ_Ｒ（ｙ）に接続する検出用コンデンサＣｘの充電速度が遅なくなり、ドライブ端子Ｔ_Ｄ（ｘ）とレシーブ端子Ｔ_Ｒ（ｙ）の交差位置（ｘ、ｙ）に関連づけて記憶部１８に記憶されているカウント値が増加する（経過時間が長くなる）。そこで、タッチ位置検出部１９は、ｉｘｊ通りの全てのドライブ端子Ｔ_Ｄ’とレシーブ端子Ｔ_Ｒ’の組み合わせから、経過時間を表すカウント値が最大となるドライブ端子Ｔ_Ｄ（ｘ）とレシーブ端子Ｔ_Ｒ（ｙ）の組み合わせを選択し、ドライブ端子Ｔ_Ｄ（ｘ）とレシーブ端子Ｔ_Ｒ（ｙ）との交差位置（ｘ，ｙ）への入力操作を検出するとともに、交差位置（ｘ，ｙ）を入力操作位置（ｘ，ｙ）として検出する。

尚、入力操作によって、入力操作位置（ｘ，ｙ）の周囲で交差するドライブ端子Ｔ_Ｄ（ｘ）とレシーブ端子Ｔ_Ｒ（ｙ）間の浮遊容量Ｃｐも減少し、その組み合わせに関連づけて記憶されたカウント値も増加するので、選択したドライブ端子Ｔ_Ｄ（ｘ）とレシーブ端子Ｔ_Ｒ（ｙ）の周囲で交差するドライブ端子Ｔ_Ｄ（ｘ）とレシーブ端子Ｔ_Ｒ（ｙ）の交差位置（ｘ’、ｙ’）について記憶されたカウント値を考慮して、入力操作位置（ｘ，ｙ）を検出してもよい。

本実施の形態では、スレッショルド電圧Ｖ_ＴＨを、全ての交差位置（ｘ，ｙ）についてそれぞれ入力操作した際の各検出用コンデンサＣｘの最低飽和電圧より更に低い電圧に設定しているが、検出用コンデンサＣｘの飽和電圧は、上述の通り、放電用抵抗素子Ｒの抵抗値ｒ１や検出用コンデンサＣｘの容量ｃ２の変化によって変動し、いずれかのドライブ端子Ｔ_Ｄ１～Ｔ_Ｄｊへドライブ信号を出力する１走査周期内に、検出用コンデンサＣｘの充電電圧Ｖｃｘがスレッショルド電圧Ｖ_ＴＨに達しない場合が生じる。

そこで、全ての交差位置（ｘ，ｙ）について入力操作があったときの検出用コンデンサＣｘの飽和電圧を求めた後、全ての各飽和電圧がほぼ同一となるように各放電用抵抗素子Ｒの抵抗値ｒ１を調整し、ほぼ同一に調整した飽和電圧よりわずかに低い電圧をスレッショルド電圧Ｖ_ＴＨとする。このようにスレッショルド電圧Ｖ_ＴＨを設定すれば、少なくともドライブ端子Ｔ_Ｐ’が切り換えられる１走査周期内に全てのドライブ端子Ｔ_Ｐ’とドライブ端子Ｔ_Ｐ’に交差するレシーブ端子Ｔ_Ｒの組み合わせについて、その間の浮遊容量Ｃｐの容量ｃ１変化を検出できる。

また、スレッショルド電圧Ｖ_ＴＨを検出用コンデンサＣｘの飽和電圧よりわずかに低い電圧に設定するので、図４に示すように、入力操作による浮遊容量Ｃｐの容量ｃ１の５０ｆＦ程度の変化であっても、大きいカウント値（経過時間）の変化から検出することができ、確実に入力操作を検出できる。

また、上述の実施の形態では、ドライブ信号の出力が各ドライブ端子Ｔ_Ｄ１～Ｔ_Ｄｊ間で切り替わる１走査周期毎に、カウント値をリセットし、テーブル１６に記憶されたデータをリセットしているが、全てのドライブ端子Ｔ_Ｄ１～Ｔ_Ｄｊがドライブ端子Ｔ_Ｄ’となる全期間中、連続してカウンタ１７のカウント値をカウントアップし、一つのテーブル１６に、全期間中に変化する全ての入力ポートＰＢ_１～ＰＢ_ｊの状態とその状態に関連づけられるカウント値とをまとめて記憶し、カウント値からいずれのドライブ端子Ｔ_Ｄ１～Ｔ_Ｄｊにドライブ信号が出力されているかを判別し、ｉｘｊ通りのドライブ端子Ｔ_Ｄ’とレシーブ端子Ｔ_Ｒ’の組み合わせ毎のカウント値を求めて、記憶部１８に記憶させてもよい。

上述の各実施の形態では、ドライブ端子Ｔ_Ｐとレシーブ端子Ｔ_Ｒ間に形成される浮遊容量Ｃｐの容量ｃ１の変化を、基準時から充電電圧Ｖｃｘがスレッショルド電圧Ｖ_ＴＨに達するまでのカウント値（経過時間）から検出しているが、容量ｃ１の変化は、入力端子４ａから入力される検出用コンデンサＣｘの充電速度の変化からも検出できるので、検出用コンデンサＣｘの充電電圧Ｖｃｘの変化をＡ／Ｄコンバータなどで読み取り、充電電圧Ｖｃｘの上昇変化率の低下から浮遊容量Ｃｐの容量ｃ１が低下する入力操作を検出してもよい。

また、検出用コンデンサＣｘの充電が開始される充電電圧Ｖｃｘが０Ｖの時点を基準時としているが、充電電圧Ｖｃｘが上昇している間の他の時点としてもよい。

また、上述の各実施の形態では、パルス波形のドライブ信号を信号源から出力しているが、電圧変動があれば、必ずしも矩形波に限らず、正弦波などのドライブ信号であってもよい。

本発明は、入力操作によって微小に変化する静電容量から非接触で入力操作を検出する浮遊容量の変化検出回路を用いた静電容量式タッチパネルに適している。

１ 浮遊容量の変化検出回路
２ 発信回路（発信源）
３ 逆流防止ダイオード
１０ 静電容量式タッチパネル
Ｔ_Ｐ ドライブ端子
Ｔ_Ｒ レシーブ端子
Ｒ 放電用抵抗素子
Ｃｘ 検出用コンデンサ
Ｖｃｘ 検出用コンデンサＣｘの充電電圧

Claims (7)

1. 所定周期でドライブ信号を高圧側端子と基準電位の低圧側端子間に出力する信号源と、
   前記信号源の高圧側端子に接続するドライブ端子と、
   前記ドライブ端子との間に浮遊容量Ｃｐが形成されるレシーブ端子と、
   前記浮遊容量Ｃｐに直列に接続することにより、前記信号源の高圧側端子と低圧側端子間に閉ループが形成される放電用抵抗素子と、
   前記レシーブ端子と前記信号源の前記低圧側端子間に接続され、前記浮遊容量Ｃｐより十分に大きい容量の検出用コンデンサＣｘと、
   前記レシーブ端子から前記検出用コンデンサＣｘの方向を順方向として、前記レシーブ端子と前記検出用コンデンサＣｘの間に接続されるダイオードとを備え、
   前記検出用コンデンサＣｘの充電電圧の充電速度の変化から前記浮遊容量Ｃｐの微小変化を検出すること特徴とする浮遊容量の変化検出回路。
2. 前記検出用コンデンサＣｘの充電電圧が上昇する所定時を基準時として、基準時から前記充電電圧が所定のスレッショルド電圧に達するまでの経過時間を計測する計時手段を更に備え、
   前記経過時間が相対的に長くなることから、前記浮遊容量Ｃｐの容量が減少したことを検出し、前記経過時間が相対的に短くなることから、前記浮遊容量Ｃｐの容量が増加したことを検出すること特徴とする請求項１に記載の浮遊容量の変化検出回路。
3. 固定周波数のドライブ信号を高圧側端子と基準電位の低圧側端子間に出力する信号源と、
   絶縁パネルに沿って配線され、前記信号源の高圧側端子に接続するドライブ端子と、
   前記絶縁パネルに沿って配線され、前記ドライブ端子との間に入力操作で変化する浮遊容量Ｃｐが形成されるレシーブ端子と、
   前記レシーブ端子と前記信号源の前記低圧側端子間に接続される放電用抵抗素子と、
   前記レシーブ端子と前記信号源の前記低圧側端子間に接続され、前記浮遊容量Ｃｐより十分に大きい容量の検出用コンデンサＣｘと、
   前記レシーブ端子から前記検出用コンデンサＣｘの方向を順方向として、前記レシーブ端子と前記検出用コンデンサＣｘの間に接続されるダイオードと、
   直列に接続される前記検出用コンデンサＣｘと前記ダイオードの接続点に接続し、前記検出用コンデンサＣｘの前記基準電位に対する充電電圧を入力する入力端子とを備え、
   前記入力端子に入力される前記充電電圧の充電速度の低下から、前記ドライブ端子と前記レシーブ端子の配線位置間への入力操作を検出することを特徴とする浮遊容量の変化検出回路を用いた静電容量式タッチパネル。
4. 前記絶縁パネルに沿って互いに絶縁して配線される複数の前記ドライブ端子と、
   前記絶縁パネルに前記ドライブ端子と異なる方向に沿って互いに絶縁して配線され、複数の前記ドライブ端子との各交差位置に、それぞれ前記浮遊容量Ｃｐが形成される複数の前記レシーブ端子と、
   前記前記信号源の高圧側端子を、１又は２以上の前記ドライブ端子に選択的に接続するセレクタと、
   複数の前記レシーブ端子毎に、前記信号源の前記低圧側端子との間に接続される複数の前記放電用抵抗と、複数の前記検出用コンデンサＣｘと、複数の前記ダイオードと、
   複数の前記レシーブ端子毎に、直列に接続される前記検出用コンデンサＣｘと前記ダイオードの接続点に接続される複数の前記入力端子とを備え、
   前記信号源の高圧側端子に接続する全ての前記ドライブ端子と、当該ドライブ端子に交差する全ての前記レシーブ端子との組み合わせから、前記入力端子に入力される前記充電電圧の充電速度が最も遅い前記ドライブ端子と前記レシーブ端子の組み合わせを選択し、選択した前記ドライブ端子と前記レシーブ端子の各配線位置から前記絶縁パネルへの入力操作の入力操作位置を検出することを特徴とする請求項３に記載の浮遊容量の変化検出回路を用いた静電容量式タッチパネル。
5. 前記信号源の高圧側端子に接続する前記ドライブ端子との間に前記浮遊容量Ｃｐが形成される前記レシーブ端子の前記入力端子の電位を前記基準電位とし、前記検出用コンデンサＣｘの充電電圧を０Ｖとするリセット手段と、
   複数の前記各入力端子から入力される前記充電電圧を、０Ｖと前記検出用コンデンサＣｘの飽和電圧との間に設定するスレッショルド電圧と比較し、リセット手段で前記検出用コンデンサＣｘの充電電圧を０Ｖとした基準時後、前記充電電圧がスレッショルド電圧に達するまでの経過時間を計測する計時手段とを更に備え、
   前記信号源の高圧側端子に接続する全ての前記ドライブ端子と、当該ドライブ端子との間に前記浮遊容量Ｃｐが形成される全ての前記レシーブ端子との組み合わせから、前記計時手段が最長の経過時間を計測した前記ドライブ端子と前記レシーブ端子の組み合わせを選択し、選択した前記ドライブ端子と前記レシーブ端子の各配線位置から前記絶縁パネルへの入力操作の入力操作位置を検出することを特徴とする請求項４に記載の浮遊容量の変化検出回路を用いた静電容量式タッチパネル。
6. 前記スレッショルド電圧は、前記検出用コンデンサＣｘの前記飽和電圧よりわずかに低い電圧に設定されることを特徴とする請求項５に記載の浮遊容量の変化検出回路を用いた静電容量式タッチパネル。
7. 前記ドライブ端子と前記レシーブ端子の全ての組み合わせで、前記入力端子から入力される前記充電電圧が、前記基準時後の所定時間内にスレッショルド電圧に達するように、複数の全ての前記放電用抵抗の各抵抗値を調整することを特徴とする請求項５又は請求項６のいずれか１項に記載の浮遊容量の変化検出回路を用いた静電容量式タッチパネル。

Images