JP7315605B2

JP7315605B2 - switching power supply

Info

Publication number: JP7315605B2
Application number: JP2021040995A
Authority: JP
Inventors: 伸人川高
Original assignee: Cosel Co Ltd
Current assignee: Cosel Co Ltd
Priority date: 2021-03-15
Filing date: 2021-03-15
Publication date: 2023-07-26
Anticipated expiration: 2041-03-15
Also published as: JP2022140921A

Description

本発明は、昇圧チョッパ回路の出力コンデンサに流れ込む突入電流を一定以下に抑える突入電流制限回路を備えたスイッチング電源装置に関する。 The present invention relates to a switching power supply device having an inrush current limiting circuit for suppressing an inrush current flowing into an output capacitor of a boost chopper circuit below a certain level.

従来、例えば特許文献１に開示されているように、突入電流防止回路を備えた昇圧コンバータがあった。突入電流防止回路は、電源投入時に昇圧チョッパ回路の出力コンデンサに流れ込む突入電流を抑える回路で、昇圧コンバータの整流素子（ダイオード７）と出力コンデンサ（コンデンサ８）との間に、限流素子（突入電流制限用の抵抗９）及びスイッチ手段（限流素子のその両端を短絡又は開放状態にするサイリスタ１０）の並列回路を挿入し、スイッチ手段を、昇圧コンバータの昇圧用インダクタ（インダクタンス５）に設けた補助巻線（二次巻線５Ｂ）に発生した電圧を用いてオンさせる構成になっている。 Conventionally, there has been a boost converter provided with an inrush current prevention circuit, as disclosed in Patent Document 1, for example. The inrush current prevention circuit is a circuit that suppresses the inrush current that flows into the output capacitor of the boost chopper circuit when the power is turned on. A current limiting element (inrush current limiting resistor 9) and switching means (thyristor 10 that shorts or opens both ends of the current limiting element) are inserted in parallel between the rectifying element (diode 7) and the output capacitor (capacitor 8) of the boost converter. has become

電源投入時は、スイッチ手段はオフしているので、出力コンデンサに流れ込む突入電流が限流素子によって抑えられる。そして、昇圧チョッパ回路がスイッチング動作を開始すると、昇圧用インダクタの補助巻線に発生する電圧を用いてスイッチ手段をオンさせ、整流素子のスイッチング電流が限流素子に流れないようにバイパスする。これによって、スイッチング電流が限流素子に流れて大きい損失が発生するのが防止される。 Since the switch means is turned off when the power is turned on, the rush current flowing into the output capacitor is suppressed by the current limiting element. Then, when the boost chopper circuit starts switching operation, the voltage generated in the auxiliary winding of the boost inductor is used to turn on the switching means, thereby bypassing the switching current of the rectifying element so as not to flow into the current limiting element. This prevents the switching current from flowing through the current limiting element and causing a large loss.

実開平６－３６３８２号公報Japanese Utility Model Laid-Open No. 6-36382

特許文献１に記載された突入電流防止回路は、昇圧用インダクタに補助巻線を追加する必要があるので、昇圧用インダクタの構造が複雑になってコストアップしてしまう。また、昇圧用インダクタは、昇圧チョッパ回路の性能に大きな影響を与える重要部品であるところ、補助巻線を追加するとメイン巻線を巻回するスペースが制限されるので、メイン巻線の巻数を想定よりも少なくしたり、規定の巻数を巻回できるように電線を細いものに変更したりしなければならず、性能が大幅に低下してしまう可能性がある。その他、昇圧用インダクタとしてトロイダル型のインダクタが選択されるケースが少なくないが、トロイダル型のインダクタは、補助巻線を追加するのが容易ではない。 The inrush current prevention circuit described in Patent Document 1 requires the addition of an auxiliary winding to the boost inductor, which complicates the structure of the boost inductor and increases the cost. In addition, the boost inductor is an important component that greatly affects the performance of the boost chopper circuit. Adding an auxiliary winding limits the space for winding the main winding, so the number of turns in the main winding must be smaller than expected, or the wire must be thinner to allow the specified number of turns, which can lead to a significant drop in performance. In addition, although a toroidal inductor is often selected as a boost inductor, it is not easy to add an auxiliary winding to the toroidal inductor.

本発明は、上記背景技術に鑑みて成されたものであり、昇圧チョッパ回路の突入電流を、昇圧チョッパ回路の性能を低下させることなく、確実に制限できるシンプルな突入電流制限回路を備えたスイッチング電源装置を提供することを目的とする。 SUMMARY OF THE INVENTION It is an object of the present invention to provide a switching power supply device equipped with a simple inrush current limiting circuit that can reliably limit the inrush current of a boost chopper circuit without deteriorating the performance of the boost chopper circuit.

本発明は、昇圧チョッパ回路と突入電流制限回路とを備え、前記昇圧チョッパ回路は、一端が入力ラインに接続されたインダクタと、前記インダクタの他端とグランドラインとの間に接続された主スイッチング素子と、前記インダクタの他端と出力ラインとの間の接続された整流素子と、前記出力ラインと前記グランドラインとの間に接続された出力コンデンサとを備え、前記入力ラインと前記グランドラインとの間に、直流電圧又は交流電圧を整流した脈流電圧である入力電圧が入力され、前記出力ラインと前記グランドラインとの間に、直流の出力電圧を発生させるスイッチングコンバータであり、
前記突入電流制限回路は、前記整流素子と前記出力ラインとの接続点に挿入され、前記入力ラインから前記インダクタを通じて前記出力コンデンサに流入する電流を制限する限流素子と、前記限流素子に並列接続され、前記限流素子の両端を短絡又は開放状態にするスイッチ素子と、前記スイッチ素子を駆動するスイッチ素子駆動回路と、前記グランドラインを基準とする直流電源とを備え、
前記スイッチ素子駆動回路は、アノードが前記直流電源の出力端に接続された充電用ダイオードと、前記主スイッチング素子及びインダクタの接続点と前記充電用ダイオードのカソードとの間に接続され、前記主スイッチング素子がオンの期間に、前記直流電源から前記充電用ダイオードを通じてエネルギーが蓄積されるエネルギー蓄積コンデンサと、前記エネルギー蓄積コンデンサに蓄積された前記エネルギーを前記スイッチ素子の駆動端子に供給することによって、少なくとも前記整流素子が導通している期間、前記スイッチ素子をオンさせるエネルギー供給回路とを備えるスイッチング電源装置である。 The present invention comprises a boost chopper circuit and an inrush current limiting circuit, wherein the boost chopper circuit comprises an inductor having one end connected to an input line, a main switching element connected between the other end of the inductor and a ground line, a rectifying element connected between the other end of the inductor and an output line, and an output capacitor connected between the output line and the ground line. A switching converter that generates a DC output voltage between the ground line and
The inrush current limiting circuit includes: a current limiting element inserted at a connection point between the rectifying element and the output line to limit current flowing from the input line into the output capacitor through the inductor; a switching element connected in parallel to the current limiting element to short or open both ends of the current limiting element; a switching element driving circuit for driving the switching element;
The switch element drive circuit is a switching power supply device comprising: a charging diode whose anode is connected to the output terminal of the DC power supply; an energy storage capacitor connected between a connection point of the main switching element and the inductor and the cathode of the charging diode; and storing energy from the DC power supply through the charging diode while the main switching element is ON; .

前記充電用ダイオードのアノードが前記出力ラインに接続され、前記出力コンデンサが前記直流電源として兼用されている構成にしてもよい。また、前記限流素子は、負の温度係数を有したサーミスタであることが好ましい。また、前記スイッチ素子は、サイリスタ、トライアック、ＦＥＴ、バイポーラトランジスタ又はＩＧＢＴ等を使用することができる。また。前記昇圧チョッパ回路の前段にに外来のサージ電圧が発生した時、このサージ電圧のエネルギーを前記エネルギー供給回路に伝送するサージエネルギー伝送回路が設けられ、前記エネルギー供給回路は、前記サージ電圧のエネルギーを前記スイッチ素子の駆動端子に供給することによって、前記スイッチ素子をオンさせる構成にすることが好ましい。 The anode of the charging diode may be connected to the output line, and the output capacitor may also be used as the DC power supply. Also, the current limiting element is preferably a thermistor having a negative temperature coefficient. Also, the switch element can be a thyristor, triac, FET, bipolar transistor, IGBT, or the like. again. A surge energy transmission circuit is provided for transmitting the energy of the surge voltage to the energy supply circuit when an external surge voltage is generated in the preceding stage of the boost chopper circuit, and the energy supply circuit preferably turns on the switch element by supplying the energy of the surge voltage to the drive terminal of the switch element.

本発明のスイッチング電源装置によれば、入力電圧が投入された時、昇圧チョッパ回路の出力コンデンサに流れ込む突入電流を、限流素子によって小さく抑えることができ、その後の定常電流は、電圧降下が小さいスイッチ素子でバイパスされるので、限流素子に大きい損失が発生するのを防止することができる。また、突入電流制限回路は、シンプルな構成なので、安価に設けることができる。しかも、昇圧チョッパ回路のインダクタに補助巻線を追加する必要がないので、補助巻線を追加することによって昇圧性能が低下させてしまうという問題を回避することができる。 According to the switching power supply device of the present invention, when an input voltage is applied, the rush current flowing into the output capacitor of the boost chopper circuit can be suppressed by the current-limiting element, and the subsequent steady-state current is bypassed by the switching element with a small voltage drop, thereby preventing a large loss from occurring in the current-limiting element. In addition, since the inrush current limiting circuit has a simple configuration, it can be provided at low cost. Moreover, since it is not necessary to add an auxiliary winding to the inductor of the boost chopper circuit, it is possible to avoid the problem that the addition of the auxiliary winding degrades the boosting performance.

本発明のスイッチング電源装置の第一の実施形態を示す回路図である。1 is a circuit diagram showing a first embodiment of a switching power supply device of the present invention; FIG. 第一の実施形態のスイッチング電源装置が有する突入電流制限回路の動作を示すタイムチャートである。4 is a time chart showing the operation of the inrush current limiting circuit included in the switching power supply device of the first embodiment; 本発明のスイッチング電源装置の第二の実施形態を示す回路図である。FIG. 4 is a circuit diagram showing a second embodiment of the switching power supply device of the present invention; 第二の実施形態のスイッチング電源装置が有する突入電流制限回路の動作を示すタイムチャートである。9 is a time chart showing the operation of the inrush current limiting circuit included in the switching power supply device of the second embodiment; 本発明のスイッチング電源装置の第三の実施形態を示す回路図である。FIG. 5 is a circuit diagram showing a third embodiment of the switching power supply device of the present invention; 本発明のスイッチング電源装置の第四の実施形態を示す回路図である。FIG. 5 is a circuit diagram showing a fourth embodiment of the switching power supply device of the present invention;

以下、本発明のスイッチング電源装置の第一の実施形態について、図１、図２に基づいて説明する。この実施形態のスイッチング電源装置１０は、図１に示すように、スイッチングコンバータである昇圧チョッパ回路１２と、突入電流制限回路１４とを備えている。 A first embodiment of a switching power supply device of the present invention will be described below with reference to FIGS. 1 and 2. FIG. A switching power supply device 10 of this embodiment includes a boost chopper circuit 12, which is a switching converter, and an inrush current limiting circuit 14, as shown in FIG.

昇圧チョッパ回路１２は、一端が入力ライン１６に接続されたインダクタ１８と、インダクタ１８の他端とグランドライン２０との間に接続されたＭＯＳ型ＦＥＴ等である主スイッチング素子２２とを備え、さらに、インダクタ１８の他端と出力ライン２４との間の接続されたダイオード等である整流素子２６と、出力ライン２４とグランドライン２０との間に接続された出力コンデンサ２８とを備えている。 The boost chopper circuit 12 includes an inductor 18 having one end connected to an input line 16, a main switching element 22 such as a MOSFET connected between the other end of the inductor 18 and a ground line 20, a rectifying element 26 such as a diode connected between the other end of the inductor 18 and an output line 24, and an output capacitor 28 connected between the output line 24 and the ground line 20.

昇圧チョッパ回路１２の前段には、入力電源３０から供給された商用交流電圧Ｅを全波整流した脈流の入力電圧Viを生成する整流回路３２が設けられ、昇圧チョッパ回路１２の後段には、負荷３４が設けられている。つまり、昇圧チョッパ回路１２は、自己の入力端である入力ライン１６とグランドラインとの間に脈流の入力電圧Viが入力され、自己の出力端である出力ライン２４とグランドライン２０との間に、直流の出力電圧Voを発生させ、後段の負荷３４に電力供給する。負荷３４は、スイッチング電源装置１０の外部に接続された電子機器等、あるいはスイッチング電源装置１０の内部にある他の回路網等である。 A rectifying circuit 32 that generates a pulsating input voltage Vi by full-wave rectifying a commercial AC voltage E supplied from an input power supply 30 is provided in the preceding stage of the boost chopper circuit 12, and a load 34 is provided in the succeeding stage of the boost chopper circuit 12. That is, the boost chopper circuit 12 receives a pulsating input voltage Vi between its own input line 16 and the ground line, and generates a DC output voltage Vo between its own output line 24 and the ground line 20 to supply power to the subsequent load 34. The load 34 is an electronic device or the like connected to the outside of the switching power supply device 10 or another circuit network or the like inside the switching power supply device 10 .

入力ライン１６及びインダクタ１８の接続点とグランドライン２０との間には、入力コンデンサ３５が設けられている。入力コンデンサ３５は、主スイッチング素子２２に流れるスイッチング電流が入力電源３０の側に流出するのを抑えるための電流バイパス用のコンデンサで、容量は、入力電圧Viを平滑して直流電圧にするほど大きくはない。 An input capacitor 35 is provided between the connection point of the input line 16 and the inductor 18 and the ground line 20 . The input capacitor 35 is a current bypass capacitor for suppressing the switching current flowing through the main switching element 22 from flowing out to the input power supply 30 side, and its capacity is not large enough to smooth the input voltage Vi to a DC voltage.

突入電流制限回路１４は、整流素子２６と出力ライン２４との接続点に挿入され、入力電源３０が投入された時、入力ライン１６からインダクタ１８を通じて出力コンデンサ２８に流入する電流を制限する限流素子３６を備え、さらに、限流素子３６に並列接続され、限流素子３６の両端を短絡又は開放状態にするスイッチ素子３８と、スイッチ素子３８を駆動するスイッチ素子駆動回路４０とを備えている。 The inrush current limiting circuit 14 includes a current limiting element 36 which is inserted at a connection point between the rectifying element 26 and the output line 24, and which limits the current flowing from the input line 16 to the output capacitor 28 through the inductor 18 when the input power source 30 is turned on.

限流素子３６は、抵抗又は負の温度係数を有したサーミスタである。また、スイッチ素子３８は、駆動端子（ゲート）を備えたサイリスタで、アノードが整流素子２６のカソードに接続され、カソードが出力ライン２４に接続され、ゲートがスイッチ素子駆動回路４０に接続されている。 The current limiting element 36 is a resistor or a thermistor with a negative temperature coefficient. The switch element 38 is a thyristor having a drive terminal (gate), and has an anode connected to the cathode of the rectifier element 26 , a cathode connected to the output line 24 , and a gate connected to the switch element drive circuit 40 .

スイッチ素子駆動回路４０は、アノードが出力ライン２４に接続された充電用ダイオード４２と、主スイッチング素子２２及びインダクタ１８の接続点と充電用ダイオード４２のカソードとの間に接続されたエネルギー蓄積コンデンサ４４と、エネルギー蓄積コンデンサ４４とスイッチ素子３８の駆動端子との間に接続されたエネルギー供給回路４６とを備えている。その他、エネルギー蓄積コンデンサ４４と充電用ダイオード４２のカソードとの間には、エネルギー蓄積コンデンサ４４を充放電する電流のピーク値を抑える電流制限用の抵抗４８が挿入されている。 The switching element driving circuit 40 includes a charging diode 42 whose anode is connected to the output line 24, an energy storage capacitor 44 connected between the connection point of the main switching element 22 and the inductor 18 and the cathode of the charging diode 42, and an energy supply circuit 46 connected between the energy storage capacitor 44 and the drive terminal of the switching element 38. In addition, a current limiting resistor 48 is inserted between the energy storage capacitor 44 and the cathode of the charging diode 42 to suppress the peak value of the current charging and discharging the energy storage capacitor 44 .

スイッチ素子駆動回路４０の内部回路の動作を簡単に説明すると、エネルギー蓄積コンデンサ４４は、主スイッチング素子２２がオンの期間に、出力ライン２４から充電用ダイオード４２を通じてエネルギーが蓄積される。そして、エネルギー供給回路４６は、エネルギー蓄積コンデンサ４４に蓄積されたエネルギーの一部をスイッチ素子３８のゲートカソード間に供給することによって（ゲートに駆動電流を流し込むことによって）、少なくとも整流素子２６が導通している期間、スイッチ素子３８をオンさせる動作を行う。 Briefly describing the operation of the internal circuitry of switch element drive circuit 40, energy storage capacitor 44 stores energy from output line 24 through charging diode 42 while main switching element 22 is on. Then, the energy supply circuit 46 supplies part of the energy stored in the energy storage capacitor 44 between the gate and cathode of the switch element 38 (by flowing a driving current into the gate), thereby turning on the switch element 38 at least during the period when the rectifying element 26 is conducting.

なお、このエネルギー供給回路４６は、アノードが抵抗４８及び充電用ダイオード４２の接続点に接続され、カソードがスイッチ素子３８のゲートに接続されたダイオード４６ａと、スイッチ素子３８のゲートカソード間に接続されたコンデンサ４６ｂ及び抵抗４６ｃとで構成される。ダイオード４６ａは、エネルギー蓄積コンデンサ４４からスイッチ素子３８のゲートに向けて電流を流すとともに、電流が逆向きに流れるのを阻止するダイオードである。また、コンデンサ４６ｂは、スイッチ素子３８が誤オンするのを防止するノイズ除去用のコンデンサで、抵抗４６ｃは、コンデンサ４６ｂを所定の速度で放電させる放電用の抵抗である。 The energy supply circuit 46 is composed of a diode 46a whose anode is connected to the connection point of the resistor 48 and the charging diode 42 and whose cathode is connected to the gate of the switching element 38, and a capacitor 46b and a resistor 46c which are connected between the gate and cathode of the switching element 38. The diode 46a is a diode that allows current to flow from the energy storage capacitor 44 toward the gate of the switch element 38 and prevents current from flowing in the opposite direction. The capacitor 46b is a noise removal capacitor that prevents the switch element 38 from being erroneously turned on, and the resistor 46c is a discharge resistor that discharges the capacitor 46b at a predetermined speed.

次に、スイッチング電源装置１０の動作を説明する。入力電源３０の商用交流電圧Ｅが投入されると、瞬時に入力ライン１６に入力電圧Viが発生する。この時、昇圧チョッパ回路１２はスイッチング動作を開始しておらず（主スイッチング素子２２はオフ）、スイッチ素子３８もオフしているので、入力ライン１６、インダクタ１８、整流素子２６、限流素子３６、出力ライン２４、出力コンデンサ２８の経路に突入電流が流れる。しかしながら、限流素子３６の働きで、突入電流のピーク値が一定以下の小さい値に抑えられる。そして、この突入電流によって出力コンデンサ２８が充電され、出力電圧Voが、入力電圧Viの波高値とほぼ同じ値まで上昇する。 Next, the operation of the switching power supply device 10 will be described. When the commercial AC voltage E of the input power supply 30 is turned on, the input voltage Vi is generated in the input line 16 instantaneously. At this time, the boost chopper circuit 12 has not started switching operation (the main switching element 22 is off), and the switch element 38 is also off. However, due to the action of the current limiting element 36, the peak value of the rush current is suppressed to a small value below a certain value. Then, the output capacitor 28 is charged by this inrush current, and the output voltage Vo rises to approximately the same peak value as the input voltage Vi.

その後、昇圧チョッパ回路１２がスイッチング動作を開始し、最初に主スイッチング素子２２がオンすると、図２における時間T1以前の状態になる。時間T1以前の状態では、主スイッチング素子２２がオンしているため、電圧Va（グランドライン２０に対する整流素子２６のアノードの電位）はほぼゼロボルトであり、整流素子２６は、出力電圧Voが逆方向に印加されて非導通となる。そして、出力ライン２４、充電用ダイオード４２、抵抗４８、エネルギー蓄積コンデンサ４４、主スイッチング素子２２の経路に電流が流れ、エネルギー蓄積コンデンサ４４の両端電圧VcがVc≒Voとなり、エネルギーが蓄積される。また、電圧Vc（グランドライン２０に対するエネルギー蓄積コンデンサ４４の一端の電位）も、Vb＝Va＋Vc≒Voとなる。スイッチ素子３８は、時間T1以前の状態と同様に、オフを継続する。 After that, the boost chopper circuit 12 starts switching operation, and when the main switching element 22 is first turned on, the state before time T1 in FIG. 2 is reached. Before time T1, the main switching element 22 is on, so the voltage Va (the potential of the anode of the rectifying element 26 with respect to the ground line 20) is almost zero volts, and the rectifying element 26 is reversely applied with the output voltage Vo and becomes non-conductive. A current flows through the output line 24, the charging diode 42, the resistor 48, the energy storage capacitor 44, and the main switching element 22, the voltage Vc across the energy storage capacitor 44 becomes Vc≈Vo, and energy is stored. Also, the voltage Vc (the potential of one end of the energy storage capacitor 44 with respect to the ground line 20) is Vb=Va+Vc≈Vo. Switch element 38 continues to be off, as it was before time T1.

時間T1のタイミングで主スイッチング素子２２がオフに転じると、電圧Vaが所定の傾きで上昇し始め、電圧Vcが保持されたまま電圧Vbが上昇し、充電用ダイオード４２は、逆電圧が印加されて非導通となる。その後、エネルギー供給回路４６のダイオード４６ａが速やかに導通し、スイッチ素子３８のゲートにエネルギー蓄積コンデンサ４４のエネルギーが供給され（ゲート電流が供給され）、スイッチ素子３８がオンできる状態になる。ただし、スイッチ素子３８のアノードがフローティング状態なので、スイッチ素子３８はオンすることができない。また、電圧Vcは、エネルギー蓄積コンデンサ４４のエネルギーが放出されるため、徐々に低下する。 When the main switching element 22 turns off at the timing of time T1, the voltage Va begins to rise with a predetermined slope, the voltage Vb rises while the voltage Vc is held, and the charging diode 42 is applied with a reverse voltage and becomes non-conductive. After that, the diode 46a of the energy supply circuit 46 quickly becomes conductive, the energy of the energy storage capacitor 44 is supplied to the gate of the switch element 38 (the gate current is supplied), and the switch element 38 becomes ready to turn on. However, since the anode of the switch element 38 is in a floating state, the switch element 38 cannot be turned on. Also, the voltage Vc gradually decreases as the energy of the energy storage capacitor 44 is released.

そして、電圧Vaが出力電圧Voを僅かに超えた時（時間T2）、整流素子２６が導通し、ほぼ同時にスイッチ素子３８がオンし、整流素子２６の電流Ifの波形に示すように、インダクタ１８、整流素子２６、スイッチ素子３８、出力ライン２４、出力コンデンサ２８の経路にスッチング電流が流れる。その後間もなく、電圧Vcがほぼゼロボルトまで低下し、スイッチ素子３８のゲートにエネルギーが供給されなくなるが（ゲート電流が供給されなくなるが）、サイリスタであるスイッチ素子３８は、一旦オンするとオン状態にラッチされるので、整流素子２６が導通してスイッチング電流が流れている間、限流素子３６の両端が短絡状態に保持される。そのため、限流素子３６にスイッチング電流が流れて大きい損失が発生する状況にはならない。 Then, when the voltage Va slightly exceeds the output voltage Vo (time T2), the rectifying element 26 becomes conductive, and almost simultaneously the switching element 38 turns on. As shown in the waveform of the current If of the rectifying element 26, a switching current flows through the path of the inductor 18, the rectifying element 26, the switching element 38, the output line 24, and the output capacitor 28. Shortly thereafter, the voltage Vc drops to nearly zero volts, and no energy is supplied to the gate of the switch element 38 (although no gate current is supplied), but once the switch element 38, which is a thyristor, is latched in the ON state, the current limiting element 36 is held short-circuited while the rectifying element 26 conducts and the switching current flows. Therefore, a situation in which a switching current flows through the current limiting element 36 and a large loss is not generated.

その後、時間T2になって主スイッチング素子２２がオンに転じると、電圧Vaがほぼゼロボルトになるので、整流素子２６が非導通となり、スイッチ素子３８もラッチが解除されてオフに転じる。そして、エネルギー蓄積コンデンサ４４が再び充電され、電圧Vc≒Voとなる。なお、スイッチ素子５４がオフするのは、整流素子２６にスイッチング電流が流れていない時なので、限流素子３６に大きい損失が発生する状況にはならない。 After that, at time T2, when the main switching element 22 turns on, the voltage Va becomes almost zero volts, so the rectifying element 26 becomes non-conductive, and the switch element 38 is also unlatched and turned off. The energy storage capacitor 44 is then charged again and the voltage Vc≈Vo. Since the switching element 54 is turned off when no switching current flows through the rectifying element 26, the current-limiting element 36 does not generate a large loss.

その後、時間T3になって主スイッチング素子２２がオンに転じると、上述した時間T1以降の動作が繰り返され、出力電圧Voが目標値に向かって上昇していく。 After that, when the main switching element 22 turns on at time T3, the operation after time T1 described above is repeated, and the output voltage Vo rises toward the target value.

以上説明したように、スイッチング電源装置１０によれば、商用交流電圧Ｅが投入された時、昇圧チョッパ回路１２の出力コンデンサ２８に流れ込む突入電流を、限流素子３６によって小さく抑えることができ、その後の定常電流（スイッチング電流）は、電圧降下が小さいスイッチ素子３８でバイパスされるので、限流素子に大きい損失が発生するのを防止することができる。また、突入電流制限回路１４は、シンプルな構成なので、安価に設けることができる。しかも、昇圧チョッパ回路１２のインダクタ１８に補助巻線を追加する必要がないので、補助巻線を追加することによって昇圧チョッパ回路の性能が低下させてしまうという問題を回避することができる。 As described above, according to the switching power supply device 10, when the commercial AC voltage E is applied, the inrush current flowing into the output capacitor 28 of the boost chopper circuit 12 can be suppressed by the current limiting element 36, and the subsequent steady-state current (switching current) is bypassed by the switching element 38 with a small voltage drop, thereby preventing a large loss from occurring in the current limiting element. In addition, the inrush current limiting circuit 14 has a simple configuration, so it can be provided at low cost. Moreover, since it is not necessary to add an auxiliary winding to the inductor 18 of the boost chopper circuit 12, it is possible to avoid the problem that the performance of the boost chopper circuit is degraded due to the addition of the auxiliary winding.

また、限流素子３６は抵抗又は負の温度特性を有したサーミスタであると説明したが、コスト等の条件が合えば、後者を使用することが好ましい。例えば、何らかの理由でスイッチ素子３８がオフからオンに転じるタイミングが遅れた場合、スイッチング電流が限流素子３６に流れ、限流素子３８が発熱してしまう可能性がある。しかし、負の温度特性を有したサーミスタを使用すれば、発熱すると抵抗値が低下して損失が小さくなり、発熱が抑えられるので、抵抗を使用した時よりもさらに安全性が向上する。 Also, although the current limiting element 36 has been described as a thermistor having a resistance or a negative temperature characteristic, the latter is preferably used if conditions such as cost are met. For example, if the timing at which the switch element 38 turns from off to on is delayed for some reason, a switching current may flow through the current limiting element 36 and the current limiting element 38 may generate heat. However, if a thermistor with a negative temperature characteristic is used, the resistance value will decrease when heat is generated, and the loss will be reduced.

また、動作説明の中では述べなかったが、上記のスイッチ素子駆動回路４０は、整流素子２６が導通状態から非導通状態に移行する時、整流素子２６の両端に発生するリンギング（サージ電圧）を低減する効果も期待できる。つまり、エネルギー蓄積コンデンサ４４及びコンデンサ４６ｂの容量や、抵抗４８及び抵抗４６ｃの抵抗値を調節することによって、スイッチ素子駆動回路４０がサージ電圧を吸収するスナバ回路として機能させることも可能である。 Moreover, although not mentioned in the description of the operation, the switch element drive circuit 40 can be expected to have the effect of reducing ringing (surge voltage) generated across the rectifying element 26 when the rectifying element 26 transitions from the conducting state to the non-conducting state. That is, by adjusting the capacities of the energy storage capacitors 44 and 46b and the resistance values of the resistors 48 and 46c, the switch element drive circuit 40 can function as a snubber circuit that absorbs surge voltage.

次に、本発明のスイッチング電源装置の第二の実施形態について、図３、図４に基づいて説明する。ここで、上記のスイッチング電源装置１０と同様の構成は、同一の符号を付して説明を省略する。 Next, a second embodiment of the switching power supply device of the present invention will be described with reference to FIGS. 3 and 4. FIG. Here, the same configurations as those of the switching power supply device 10 described above are denoted by the same reference numerals, and descriptions thereof are omitted.

この実施形態のスイッチング電源装置５０は、図３に示すように、上記の昇圧チョッパ回路１２と新規な突入電流制限回路５２とを備えている。以下、スイッチング電源装置１０と構成が異なる点を中心に説明する。 A switching power supply device 50 of this embodiment includes the boost chopper circuit 12 and a novel inrush current limiting circuit 52, as shown in FIG. The following description will focus on the differences in configuration from the switching power supply device 10 .

上記の突入電流制限回路１４の場合、スイッチ素子３８がサイリスタであるが、突入電流制限回路５２の場合は、スイッチ素子５４としてＭＯＳ型ＦＥＴを使用している点に特徴があり、これに合わせて、スイッチ素子駆動回路４０の中のエネルギー供給手段４６がエネルギー供給手段５６に置き換えられている。スイッチング電源装置５０の他の構成は、スイッチング電源装置１０と同様である。 In the case of the inrush current limiting circuit 14, the switching element 38 is a thyristor, but in the case of the inrush current limiting circuit 52, a MOSFET is used as the switching element 54. Accordingly, the energy supplying means 46 in the switching element driving circuit 40 is replaced with the energy supplying means 56. Other configurations of the switching power supply device 50 are the same as those of the switching power supply device 10 .

スイッチ素子３６は、駆動端子（ゲート）を備えたＮチャネルのＭＯＳ型ＦＥＴで、ドレインが整流素子２６のカソードに接続され、ソースが出力ライン２４に接続され、ゲートがスイッチ素子駆動回路４０に接続されている。 The switch element 36 is an N-channel MOSFET having a drive terminal (gate). The drain is connected to the cathode of the rectifying element 26, the source is connected to the output line 24, and the gate is connected to the switch element drive circuit 40.

スイッチ素子駆動回路４０は、上記の充電用ダイオード４２及びエネルギー蓄積コンデンサ４４と、エネルギー蓄積コンデンサ４４とスイッチ素子５４の駆動端子との間に接続されたエネルギー供給回路５６とを備えている。スイッチ素子駆動回路４０の内部回路の動作を簡単に説明すると、エネルギー蓄積コンデンサ４４は、主スイッチング素子２２がオンの期間に、出力ライン２４から充電用ダイオード４２を通じてエネルギーが蓄積される。そして、エネルギー供給回路５６は、エネルギー蓄積コンデンサ４４に蓄積されたエネルギーの一部をスイッチ素子５４のゲートソース間に供給することによって（ゲートソース間に駆動電圧を印加することによって）、少なくとも整流素子２６が導通している期間、スイッチ素子５４をオンさせる動作を行う。 The switch element drive circuit 40 includes the charging diode 42 and the energy storage capacitor 44 described above, and an energy supply circuit 56 connected between the energy storage capacitor 44 and the drive terminal of the switch element 54 . Briefly describing the operation of the internal circuitry of switch element drive circuit 40, energy storage capacitor 44 stores energy from output line 24 through charging diode 42 while main switching element 22 is on. Then, the energy supply circuit 56 supplies part of the energy stored in the energy storage capacitor 44 between the gate and source of the switch element 54 (by applying a driving voltage between the gate and source), thereby turning on the switch element 54 at least during the period in which the rectifying element 26 is conducting.

エネルギー供給回路５６の構成を説明すると、エネルギー供給回路５６は、アノードが抵抗４８及び充電用ダイオード４２の接続点に接続されたダイオード５６ａと、ダイオード５６ａのカソードと出力ライン２４との間に接続されたコンデンサ５６ｂと、ダイオード５６ａ及びコンデンサ５６ｂの接続点とスイッチ素子５４のゲートとの間に接続された抵抗５６ｃと、スイッチ素子５４のゲートソース間に接続されたコンデンサ５６ｄ及び抵抗５６ｅとで構成される。ダイオード５６ａは、エネルギー蓄積コンデンサ４４からコンデンサ５６ｂに向けて電流を流すとともに、電流が逆向きに流れるのを阻止するダイオードである。コンデンサ５６ｂは、エネルギー蓄積コンデンサ４４との容量比を利用して電圧Vcより低い電圧Vdを生成するとともに、電圧Vcが低下しても電圧Vdを一定以上の値に保持さるコンデンサである。抵抗５６ｃ及びコンデンサ５６ｄは、スイッチ素子５４が誤オンするのを防止するノイズ除去用のフィルタを構成し、抵抗５６ｅは、コンデンサ５６ｂを所定の速度で放電させる放電用の抵抗である。 Explaining the configuration of the energy supply circuit 56, the energy supply circuit 56 is composed of a diode 56a whose anode is connected to the connection point of the resistor 48 and the charging diode 42, a capacitor 56b connected between the cathode of the diode 56a and the output line 24, a resistor 56c connected between the connection point of the diode 56a and the capacitor 56b and the gate of the switch element 54, and a capacitor 56d and a resistor 56e connected between the gate and source of the switch element 54. Diode 56a is a diode that allows current to flow from energy storage capacitor 44 to capacitor 56b and prevents current from flowing in the opposite direction. Capacitor 56b is a capacitor that generates voltage Vd that is lower than voltage Vc by utilizing the capacity ratio with energy storage capacitor 44, and that maintains voltage Vd at a certain value or more even if voltage Vc drops. A resistor 56c and a capacitor 56d form a noise removal filter that prevents the switch element 54 from being turned on accidentally, and a resistor 56e is a discharge resistor that discharges the capacitor 56b at a predetermined speed.

次に、スイッチング電源装置５０の動作を説明する。入力電源３０の商用交流電圧Ｅが投入されると、瞬時に入力ライン１６に入力電圧Viが発生する。この時、昇圧チョッパ回路１２はスイッチング動作を開始しておらず（主スイッチング素子２２はオフ）、スイッチ素子５４もオフしているので、入力ライン１６、インダクタ１８、整流素子２６、限流素子３６、出力ライン２４、出力コンデンサ２８の経路に突入電流が流れる。しかしながら、限流素子３６の働きで、突入電流のピーク値が一定以下の小さい値に抑えられる。そして、この突入電流で出力コンデンサ２８が充電され、出力電圧Voが、入力電圧Viの波高値とほぼ同じ値まで上昇する。 Next, the operation of the switching power supply device 50 will be described. When the commercial AC voltage E of the input power supply 30 is turned on, the input voltage Vi is generated in the input line 16 instantaneously. At this time, the boost chopper circuit 12 has not started switching operation (the main switching element 22 is off) and the switch element 54 is also off, so an inrush current flows through the input line 16, the inductor 18, the rectifying element 26, the current limiting element 36, the output line 24, and the output capacitor 28. However, due to the action of the current limiting element 36, the peak value of the rush current is suppressed to a small value below a certain value. Then, the output capacitor 28 is charged by this inrush current, and the output voltage Vo rises to approximately the same peak value as the input voltage Vi.

その後、昇圧チョッパ回路１２がスイッチング動作を開始し、最初に主スイッチング素子２２がオンすると、図２における時間T1以前の状態になる。時間T1以前の状態では、主スイチング素子２２がオンしているため、電圧Va（グランドライン２０に対する整流素子２６のアノードの電位）はほぼゼロボルトであり、整流素子２６は、出力電圧Voが逆方向に印加されて非導通となる。そして、出力ライン２４、充電用ダイオード４２、抵抗４８、エネルギー蓄積コンデンサ４４、主スイッチング素子２２の経路に電流が流れ、エネルギー蓄積コンデンサ４４の両端電圧VcがVc≒Voとなり、エネルギーが蓄積される。また、電圧Vc（グランドライン２０に対するエネルギー蓄積コンデンサ４４の一端の電位）も、Vb＝Va＋Vc≒Voとなる。スイッチ素子５４は、時間T1以前の状態と同様に、オフを継続する。 After that, the boost chopper circuit 12 starts switching operation, and when the main switching element 22 is first turned on, the state before time T1 in FIG. 2 is reached. Before time T1, the main switching element 22 is on, so the voltage Va (the potential of the anode of the rectifying element 26 with respect to the ground line 20) is approximately zero volts, and the rectifying element 26 is reversely applied with the output voltage Vo and becomes non-conductive. A current flows through the output line 24, the charging diode 42, the resistor 48, the energy storage capacitor 44, and the main switching element 22, the voltage Vc across the energy storage capacitor 44 becomes Vc≈Vo, and energy is stored. Also, the voltage Vc (the potential of one end of the energy storage capacitor 44 with respect to the ground line 20) is Vb=Va+Vc≈Vo. Switch element 54 continues to be off, as it was before time T1.

時間T1のタイミングで主スイッチング素子２２がオフに転じると、電圧Vaが所定の傾きで上昇し始め、電圧Vcが保持されたまま電圧Vbが上昇し、充電用ダイオード４２は、逆電圧が印加されて非導通となる。その後、エネルギー供給回路５６のダイオード５６ａが速やかに導通し、コンデンサ５６ｂに電圧Vcを降圧した電圧が発生し、スイッチ素子５４のゲートにエネルギー蓄積コンデンサ４４のエネルギーが供給される（ゲートソース間に電圧Vdが供給される）。この電圧Vdは、スイッチ素子５５のゲート閾値電圧Vthよりも高くなるように設定されており、電圧Vdが供給されるとスイッチ素子５４がオンする。また、電圧Vcは、エネルギー蓄積コンデンサ４４のエネルギーが放出されることによって、徐々に低下する。 When the main switching element 22 turns off at the timing of time T1, the voltage Va begins to rise with a predetermined slope, the voltage Vb rises while the voltage Vc is held, and the charging diode 42 is applied with a reverse voltage and becomes non-conductive. After that, the diode 56a of the energy supply circuit 56 quickly becomes conductive, a voltage obtained by stepping down the voltage Vc is generated in the capacitor 56b, and the energy of the energy storage capacitor 44 is supplied to the gate of the switch element 54 (the voltage Vd is supplied between the gate and source). This voltage Vd is set to be higher than the gate threshold voltage Vth of the switch element 55, and the switch element 54 is turned on when the voltage Vd is supplied. Also, the voltage Vc gradually decreases as the energy of the energy storage capacitor 44 is released.

そして、電圧Vaが出力電圧Voを僅かに超えた時（時間T2）、整流素子２６が導通し、整流素子２６の電流Ifの波形に示すように、インダクタ１８、整流素子２６、スイッチ素子５４、出力ライン２４、出力コンデンサ２８の経路にスッチング電流が流れる。その後間もなく、電圧Vcがほぼゼロボルトまで低下するが、ダイオード５６ａがコンデンサ５６ｂからの逆流を阻止するので、スイッチ素子５４のゲートソース間には、コンデンサ５６ｂから電圧Vd（＞Vth）が供給され続ける。そして、スイッチ素子５４は、少なくとも整流素子２６が導通してスイッチング電流が流れている間、オンを継続し、限流素子３６の両端が短絡状態に保持される。そのため、限流素子３６にスイッチング電流が流れて大きい損失が発生する状況にはならない。 Then, when the voltage Va slightly exceeds the output voltage Vo (time T2), the rectifying element 26 becomes conductive, and as shown in the waveform of the current If of the rectifying element 26, a switching current flows through the path of the inductor 18, the rectifying element 26, the switching element 54, the output line 24, and the output capacitor 28. Shortly after that, the voltage Vc drops to almost zero volts, but the diode 56a blocks the reverse current from the capacitor 56b, so that the voltage Vd (>Vth) from the capacitor 56b continues to be supplied between the gate and source of the switch element 54. The switch element 54 continues to be on at least while the rectifying element 26 is conducting and the switching current is flowing, and both ends of the current limiting element 36 are maintained in a short circuit state. Therefore, a situation in which a switching current flows through the current limiting element 36 and a large loss is not generated.

その後、時間T2になって主スイッチング素子２２がオンに転じると、電圧Vaがほぼゼロボルトになるので、整流素子２６は逆電圧が印加されて非導通となる。そして、エネルギー蓄積コンデンサ４４が再び充電されて、電圧Vc≒Voとなる。スイッチ素子５４は、ゲートソース間電圧Vd＜Vthになった時にオフする。なお、スイッチ素子５４がオフするのは、整流素子２６にスイッチング電流が流れていない時なので、限流素子３６に大きい損失が発生する状況にはならない。 After that, at time T2, when the main switching element 22 turns on, the voltage Va becomes almost zero volts, so that the rectifying element 26 is applied with a reverse voltage and becomes non-conductive. Then, the energy storage capacitor 44 is charged again and the voltage Vc≈Vo. The switch element 54 is turned off when the gate-source voltage Vd<Vth. Since the switching element 54 is turned off when no switching current flows through the rectifying element 26, the current-limiting element 36 does not generate a large loss.

以上説明したように、スイッチング電源装置５０によれば、上記のスイッチング電源装置１０と同様の効果を得ることができる。また、スイッチング電源装置５０の場合、スイッチ素子５４がＭＯＳ型ＦＥＴであり、オン時の電圧降下がサイリスタよりも小さいので、スイッチング電流が流れた時に発生する損失をさらに低減することができ、定常動作時の電源効率をさらに向上させることができる。 As described above, according to the switching power supply device 50, the same effects as those of the switching power supply device 10 can be obtained. In addition, in the case of the switching power supply device 50, the switching element 54 is a MOSFET, and the voltage drop when turned on is smaller than that of a thyristor, so that the loss generated when the switching current flows can be further reduced, and the power supply efficiency during steady operation can be further improved.

次に、本発明のスイッチング電源装置の第三の実施形態について、図５に基づいて説明する。ここで、上記のスイッチング電源装置１０と同様の構成は、同一の符号を付して説明を省略する。 Next, a third embodiment of the switching power supply device of the present invention will be described with reference to FIG. Here, the same configurations as those of the switching power supply device 10 described above are denoted by the same reference numerals, and descriptions thereof are omitted.

この実施形態のスイッチング電源装置５８は、上記のスイッチング電源装置１０の構成に、サージエネルギー伝送回路６０を追加したものである。サージエネルギー伝送回路６０は、入力ライン１６に外来のサージ電圧Vsが加わった時、このサージ電圧Vsのエネルギーをエネルギー供給回路４６に伝送する回路である。そして、エネルギー供給回路４６は、このエネルギーをスイッチ素子３８の駆動端子に供給することによって、スイッチ素子３８をオンさせる動作を行う。外来のサージ電圧Vsは、例えば雷サージ等のエネルギーによって発生するサージ電圧のことで、状況によってはピーク値が数キロボルト以上にもなる。 A switching power supply device 58 of this embodiment is obtained by adding a surge energy transmission circuit 60 to the configuration of the switching power supply device 10 described above. The surge energy transmission circuit 60 is a circuit that transmits the energy of the surge voltage Vs to the energy supply circuit 46 when an external surge voltage Vs is applied to the input line 16 . The energy supply circuit 46 supplies this energy to the drive terminal of the switch element 38 to turn on the switch element 38 . The external surge voltage Vs is, for example, a surge voltage generated by energy such as a lightning surge, and depending on the situation, the peak value can be several kilovolts or more.

図５に示すように、サージエネルギー伝送回路６０は、入力ライン１６とエネルギー供給回路４６の入力（充電用ダイオード４２のカソード）との間に接続された、コンデンサ６２及び抵抗４８の直列回路により構成される。ここでは、スイッチ素子駆動回路４０の抵抗４８が、エネルギー伝送回路６０の抵抗４８として兼用されている。 As shown in FIG. 5, the surge energy transmission circuit 60 consists of a series circuit of a capacitor 62 and a resistor 48 connected between the input line 16 and the input of the energy supply circuit 46 (the cathode of the charging diode 42). Here, the resistor 48 of the switch element driving circuit 40 is also used as the resistor 48 of the energy transmission circuit 60 .

次に、スイッチング電源装置５８の動作を説明する。入力電源３０の商用交流電圧Ｅが投入された時の動作は、スイッチング電源装置１０とほぼ同じで、追加されたエネルギー供給回路６０は、この動作にほとんど影響しない。 Next, the operation of the switching power supply device 58 will be described. The operation when the commercial AC voltage E of the input power supply 30 is turned on is substantially the same as that of the switching power supply device 10, and the added energy supply circuit 60 hardly affects this operation.

サージエネルギー伝送回路６０は、入力ライン１６にサージ電圧Vsが発生した時に機能する。まず、サージエネルギー伝送回路６０がない場合（コンデンサ６２がない場合）について説明すると、入力ライン１６にサージ電圧Vsが発生した時、サージ電圧Vsのエネルギーが電流として放出される経路（すなわち、比較的インピーダンスが低い経路）として、入力ライン１６，インダクタ１８、整流素子２６，限流素子３６を通じて出力コンデンサ２８に至る経路がある。しかしながら、限流抵抗３６によって放出電流が制限されるため、入力ライン１６に発生するサージ電圧Vsは非常に高い電圧になってしまい、入力ライン１６の周辺に接続された整流回路３２、主スイッチング素子２２、スイッチ素子３８等に過大なストレスが加わり、破損してしまう可能性がある。 The surge energy transmission circuit 60 functions when a surge voltage Vs is generated on the input line 16 . First, the case without the surge energy transmission circuit 60 (without the capacitor 62) will be described. When a surge voltage Vs is generated in the input line 16, the path through which the energy of the surge voltage Vs is released as a current (i.e., a path with relatively low impedance) is a path that reaches the output capacitor 28 through the input line 16, inductor 18, rectifying element 26, and current limiting element 36. However, since the emission current is limited by the current limiting resistor 36, the surge voltage Vs generated in the input line 16 becomes a very high voltage, and excessive stress is applied to the rectifier circuit 32, the main switching element 22, the switching element 38, etc. connected around the input line 16, which may cause damage.

これに対して、サージエネルギー伝送回路６０（コンデンサ６２）を設けると、サージ電圧Vsのエネルギーの一部が、サージエネルギー伝送回路６０を通じてエネルギー供給回路４６に伝送され、エネルギー供給回路４６が、そのエネルギーをスイッチ素子３８の駆動端子に供給してスイッチ素子３８をオンさせ、限流素子３６の両端を速やかに短絡する。そうすると、サージ電圧Vsのエネルギーを放出できる経路のインピーダンスが十分に小さくなり、サージ電圧Vsのエネルギーの多くが速やかに出力コンデンサ２８に放出される。その結果、入力ライン１６に発生するサージ電圧Vsが一定以下の低い電圧に抑えられ、整流回路３２、主スイッチング素子２２、スイッチ素子３８等が安全に保護される。 On the other hand, if the surge energy transmission circuit 60 (capacitor 62) is provided, part of the energy of the surge voltage Vs is transmitted to the energy supply circuit 46 through the surge energy transmission circuit 60, and the energy supply circuit 46 supplies the energy to the drive terminal of the switch element 38 to turn on the switch element 38 and quickly short-circuit both ends of the current limiting element 36. Then, the impedance of the path through which the energy of the surge voltage Vs can be released becomes sufficiently small, and most of the energy of the surge voltage Vs is quickly released to the output capacitor 28 . As a result, the surge voltage Vs generated in the input line 16 is suppressed to a voltage below a certain level, and the rectifier circuit 32, the main switching element 22, the switching element 38, etc. are safely protected.

以上説明したように、スイッチング電源装置５８によれば、上記のスイッチング電源装置１０と同様の効果を得ることができ、さらに、サージエネルギー伝送回路６０を設けているので、入力ライン１６に外来のサージ電圧Vsが発生した時、内部の回路素子を安全に保護することができる。 As described above, according to the switching power supply device 58, it is possible to obtain the same effect as that of the switching power supply device 10, and furthermore, since the surge energy transmission circuit 60 is provided, the internal circuit elements can be safely protected when an external surge voltage Vs is generated in the input line 16.

次に、本発明のスイッチング電源装置の第四の実施形態について、図６に基づいて説明する。ここで、上記のスイッチング電源装置１０と同様の構成は、同一の符号を付して説明を省略する。 Next, a fourth embodiment of the switching power supply device of the present invention will be described with reference to FIG. Here, the same configurations as those of the switching power supply device 10 described above are denoted by the same reference numerals, and descriptions thereof are omitted.

この実施形態のスイッチング電源装置６４は、上記のスイッチング電源装置１０の構成を少し変更したもので、具体的には、充電用ダイオード４２のアノードを、出力ライン２４に接続するのではなく、直流電源６６の出力端に接続する構成にしたものである。直流電源６６は、例えば、主スイッチング素子２２のスイッチング動作を制御する制御回路６８に電源電圧Vccを供給するための直流電源等である。 The switching power supply 64 of this embodiment is a slightly modified configuration of the switching power supply 10. Specifically, the anode of the charging diode 42 is not connected to the output line 24, but is connected to the output terminal of the DC power supply 66. The DC power supply 66 is, for example, a DC power supply or the like for supplying a power supply voltage Vcc to a control circuit 68 that controls the switching operation of the main switching element 22 .

上記のスイッチング電源装置１０の場合、エネルギー蓄積コンデンサ４４に蓄積されるエネルギーは、出力ライン２４（出力コンデンサ２８）から充電用ダイオード４２を通じて供給されるのに対し、スイッチング電源装置６４の場合は、直流電源６６から充電用ダイオード４２を通じて供給されるという違いがある。しかしながら、エネルギー蓄積コンデンサ４４は、主スイッチング素子２２がオンの期間にエネルギーが蓄積される点や、エネルギー供給回路４６は、主スイッチング素子２２がオフした時、エネルギー蓄積コンデンサ４４のエネルギーを用いてスイッチ素子３８をオンさせる点は、同様である。 In the switching power supply 10, the energy stored in the energy storage capacitor 44 is supplied from the output line 24 (output capacitor 28) through the charging diode 42, whereas in the switching power supply 64, the energy is supplied from the DC power supply 66 through the charging diode 42. However, the energy storage capacitor 44 stores energy while the main switching element 22 is on, and the energy supply circuit 46 uses the energy of the energy storage capacitor 44 to turn on the switch element 38 when the main switching element 22 is off.

このように、スイッチング電源装置６４の突入電流制限回路１４の動作は、スイッチング電源装置１０の突入電流制限回路１４の動作と基本的に同じであり、スイッチング電源装置６４においても、スイッチング電源装置１０と同様の効果を得ることができる。 Thus, the operation of the inrush current limiting circuit 14 of the switching power supply 64 is basically the same as the operation of the inrush current limiting circuit 14 of the switching power supply 10, and the switching power supply 64 can obtain the same effect as the switching power supply 10.

なお、本発明のスイッチング電源装置は、上記実施形態に限定されるものではない。例えば、図１に示すエネルギー供給回路４６内部の回路構成は、スイッチ素子がサイリスタのときに好適な回路構成の一例を示したものであり、サイリスタの性能や出力電圧Voの値等に応じて適宜変更することができる。同様に、図３に示すエネルギー供給回路５６内部の回路構成は、スイッチ素子がＮチャネルのＭＯＳ型ＦＥＴのときに好適な回路構成の一例を示したものであり、ＭＯＳ型ＦＥＴの性能や出力電圧Voの値等に応じて適宜変更することができる。また、スイッチ素子は、オンのタイミングを外部制御可能にする駆動端子を備えたものであれば、サイリスタやＭＯＳ型ＦＥＴ以外の素子に変更してもよく、例えば、トライアック、バイポーラトランジスタ、ＩＧＢＴ等を使用することができる。 Note that the switching power supply device of the present invention is not limited to the above embodiments. For example, the circuit configuration inside the energy supply circuit 46 shown in FIG. 1 shows an example of a suitable circuit configuration when the switch element is a thyristor, and can be appropriately changed according to the performance of the thyristor, the value of the output voltage Vo, and the like. Similarly, the circuit configuration inside the energy supply circuit 56 shown in FIG. 3 shows an example of a suitable circuit configuration when the switch element is an N-channel MOSFET, and can be appropriately changed according to the performance of the MOSFET, the value of the output voltage Vo, and the like. In addition, the switch element may be changed to an element other than a thyristor or a MOSFET as long as it has a drive terminal that enables external control of the ON timing. For example, a triac, a bipolar transistor, an IGBT, etc. can be used.

上記スイッチング電源装置５８の場合、サージエネルギー伝送回路６０の一端が入力ライン１６に接続されているが、サージエネルギー伝送回路の一端を接続する位置は昇圧チョッパ回路１２の前段であればよく、例えば整流回路３２の入力端に接続することも可能であり、同様の作用効果が得られる。また、サージエネルギー伝送回路は、昇圧チョッパ回路の前段に発生した外来のサージ電圧のエネルギーをエネルギー供給回路に伝送可能なものであればよく、上記のエネルギー伝送回路６０（コンデンサ６２及び抵抗４８の直列回路）の構成に限定されない。 In the case of the switching power supply device 58, one end of the surge energy transmission circuit 60 is connected to the input line 16, but the position where one end of the surge energy transmission circuit is connected may be in the preceding stage of the boost chopper circuit 12. For example, it can be connected to the input end of the rectifier circuit 32, and similar effects can be obtained. Also, the surge energy transmission circuit is not limited to the configuration of the energy transmission circuit 60 (the series circuit of the capacitor 62 and the resistor 48) as long as it can transmit the energy of the external surge voltage generated in the preceding stage of the boost chopper circuit to the energy supply circuit.

その他、本発明のスイッチング電源装置は、整流回路３２が内蔵されたＡＣ入力型のスイッチング電源装置に限定されず、整流回路３２を有しないＤＣ入力型のスイッチング電源装置でもよく、同様の作用効果が得られる。 In addition, the switching power supply device of the present invention is not limited to an AC input type switching power supply device with a built-in rectifier circuit 32, but may be a DC input type switching power supply device without a rectifier circuit 32, and similar effects can be obtained.

１０，５０，５８，６４スイッチング電源装置
１２昇圧チョッパ回路
１４，５２突入電流制限回路
１６入力ライン
１８インダクタ
２０グランドライン
２２主スイッチング素子
２４出力ライン
２６整流素子
２８出力コンデンサ（直流電源）
３６限流素子
３８，５４スイッチ素子
４０スイッチ素子駆動回路
４２充電用ダイオード
４４エネルギー蓄積コンデンサ
４６，５６エネルギー供給回路
６０サージエネルギー伝送回路
６６直流電源
Ｅ商用交流電圧
Ｖｉ入力電圧
Ｖｏ出力電圧
Ｖｓ外来のサージ電圧 10, 50, 58, 64 switching power supply device 12 boost chopper circuit 14, 52 inrush current limiting circuit 16 input line 18 inductor 20 ground line 22 main switching element 24 output line 26 rectifying element 28 output capacitor (DC power supply)
36 Current limiting elements 38, 54 Switch element 40 Switch element drive circuit 42 Charging diode 44 Energy storage capacitors 46, 56 Energy supply circuit 60 Surge energy transmission circuit 66 DC power supply E Commercial AC voltage Vi Input voltage Vo Output voltage Vs External surge voltage

Claims

Equipped with a boost chopper circuit and an inrush current limit circuit,
The rise in the rising pressure chopper circuit is the output discharge connected between the inductor connected to the input line, the main switching element connected to the other end of the inductor and the ground line, and the output line connected to the output line of the inductor and the output line. It is a switching converter in which the input voltage, which is a pulse -powered voltage with a DC voltage or an exchange voltage is input between the input line and the ground line, is input between the input line and the grand line, and the ground line is generated.
The inrush current limiting circuit includes: a current limiting element inserted at a connection point between the rectifying element and the output line to limit current flowing from the input line into the output capacitor through the inductor; a switching element connected in parallel to the current limiting element to short or open both ends of the current limiting element; a switching element driving circuit for driving the switching element;
The switch element drive circuit includes: a charging diode having an anode connected to the output terminal of the DC power supply; an energy storage capacitor connected between a connection point of the main switching element and the inductor and the cathode of the charging diode; and storing energy from the DC power supply through the charging diode while the main switching element is on; Power supply.

2. A switching power supply device according to claim 1, wherein the anode of said charging diode is connected to said output line, and said output capacitor is also used as said DC power supply.

3. The switching power supply device according to claim 1, wherein said current limiting element is a thermistor having a negative temperature coefficient.

4. The switching power supply device according to claim 1, wherein said switch element is a thyristor, triac, FET, bipolar transistor or IGBT.

5. The switching power supply device according to claim 1, further comprising a surge energy transmission circuit that transmits energy of the surge voltage to the energy supply circuit when an external surge voltage is generated in a stage preceding the boost chopper circuit, and the energy supply circuit turns on the switch element by supplying energy of the surge voltage to a drive terminal of the switch element.