JP2014183701A - DC-DC converter - Google Patents

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Abstract

PROBLEM TO BE SOLVED: To provide a DC-DC converter capable of achieving miniaturization while preventing generation of an excessive inrush current.SOLUTION: The DC-DC converter 10 includes switching elements SW7, SW8; a transformer L4 comprised of a winding L4a and a winding L4b; diodes D5, D6; a chalk coil L9, and a capacitor C10. The DC-DC converter 10 further includes an inrush current prevention section 3 provided on a passage in which an electric current runs through the capacitor C10 from a DC power supply 1. An impedance of the inrush current prevention section 3 is larger when turning on the DC power supply than stationary time.

Description

本発明は、ＤＣ−ＤＣコンバータに関し、特に、入力電圧よりも電圧値の高い電圧を出力する昇圧型のＤＣ−ＤＣコンバータに関する。   The present invention relates to a DC-DC converter, and more particularly to a step-up DC-DC converter that outputs a voltage having a voltage value higher than an input voltage.

従来から様々な昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータが知られている。
特許文献１（特開２００５−２２４０５８号公報）には、同一のコアに磁気相殺するように巻かれた２つのインダクタを設け、各インダクタの出力側に設けられた２つのスイッチを交互にオン／オフするように構成した昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータが開示されている。このような構成を用いると、たとえば、第１のインダクタの出力側に設けられた第１のスイッチがオン、第２のインダクタの出力側に設けられた第２のスイッチがオフである場合に、第１のインダクタには入力電圧が印加され、励磁電流が流れる。また、このとき第１のインダクタと第２のインダクタは磁気結合しているため、第２のインダクタには第１のインダクタと同じ電圧値の電圧が誘導される。第１のインダクタと第２のインダクタは磁化が相殺されるように巻かれているため、第２のインダクタの出力側の電圧は、入力電圧の略２倍となる。さらに、第２のインダクタには、第１のインダクタの励磁電流による磁化を相殺する方向に電流が流れるため、コアが磁気飽和しにくくなる。この結果、コアの磁気飽和を防ぎつつ昇圧動作を行うことができるので、従来型昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータよりもサイズの小さいインダクタであっても、より大きな電力を扱うことが可能になり、インダクタの小型化が可能となる。さらに、この方式では、インダクタに流れる電流の周波数が、スイッチのスイッチング周波数の２倍になるため、コアの磁束密度を低くすることができ、コアの更なる小型化が可能になる副次的効果も得られる。 Conventionally, various step-up DC-DC converters are known.
In Patent Document 1 (Japanese Patent Laid-Open No. 2005-224058), two inductors wound so as to magnetically cancel the same core are provided, and two switches provided on the output side of each inductor are alternately turned on / off. A step-up DC-DC converter configured to be turned off is disclosed. When such a configuration is used, for example, when the first switch provided on the output side of the first inductor is on and the second switch provided on the output side of the second inductor is off, An input voltage is applied to the first inductor, and an exciting current flows. At this time, since the first inductor and the second inductor are magnetically coupled, a voltage having the same voltage value as that of the first inductor is induced in the second inductor. Since the first inductor and the second inductor are wound so that the magnetization is canceled, the voltage on the output side of the second inductor is approximately twice the input voltage. Furthermore, since a current flows in the second inductor in a direction that cancels the magnetization caused by the exciting current of the first inductor, the core is less likely to be magnetically saturated. As a result, since the step-up operation can be performed while preventing magnetic saturation of the core, even an inductor having a size smaller than that of the conventional step-up DC-DC converter can handle a larger amount of power. Can be reduced in size. Furthermore, in this method, the frequency of the current flowing through the inductor is twice the switching frequency of the switch, so that the magnetic flux density of the core can be lowered and the core can be further downsized. Can also be obtained.

特許文献２（特開平７−２２２４４３号公報）には、特許文献１のダイオードとコンデンサの間に、平滑用のチョークコイルを設けた構成が開示されている。この方式を用いると、出力電流のリプルを平滑できるため、より直流に近い出力電流を得ることができる。また、平滑用のチョークコイルおよびコンデンサの働きにより、パルス状の電流および電圧を直流に近い波形に整形することができるため、デュ−ティ比を変化させることにより、コンデンサの電圧値を、入力電圧の１倍〜２倍の間で、任意に可変することができる。   Patent Document 2 (Japanese Patent Laid-Open No. 7-222443) discloses a configuration in which a smoothing choke coil is provided between a diode and a capacitor of Patent Document 1. When this method is used, the ripple of the output current can be smoothed, so that an output current closer to DC can be obtained. Also, the pulsed current and voltage can be shaped into a waveform close to direct current by the action of the smoothing choke coil and capacitor, so the voltage value of the capacitor can be changed to the input voltage by changing the duty ratio. Can be arbitrarily varied between 1 and 2 times.

特開２００５−２２４０５８号公報Japanese Patent Laying-Open No. 2005-224058 特開平７−２２２４４３号公報JP-A-7-222443

しかしながら、特許文献１および特許文献２に記載の構成では、ＤＣ電源の投入時に過大な突入電流が流れるという問題がある。過大な突入電流に耐えるように設計すると、装置の規模が大きくなるという問題がある。   However, the configurations described in Patent Document 1 and Patent Document 2 have a problem that an excessive inrush current flows when the DC power supply is turned on. If it is designed to withstand an excessive inrush current, there is a problem that the scale of the device increases.

それゆえに、本発明の目的は、過大な突入電流を防ぎつつ、小型化が可能なＤＣ−ＤＣコンバータを提供することである。   Therefore, an object of the present invention is to provide a DC-DC converter that can be reduced in size while preventing an excessive inrush current.

上記課題を解決するために、本発明のＤＣ−ＤＣコンバータは、直流電源と、第１のスイッチング素子と、第２のスイッチング素子と、直流電源の一方の端子に接続される一端と、第１のスイッチング素子を介して直流電源の他方の端子に接続される他端とを有する第１の巻線と、第１の巻線と誘導的に結合され、かつ直流電源の一方の端子に接続される一端と、第２のスイッチング素子を介して直流電源の他方の端子に接続される他端とを有する第２の巻線とから構成されるトランスとを備える。本発明のＤＣ−ＤＣコンバータは、第１のスイッチング素子と第１の巻線の接続点に接続されるアノードを有する第１のダイオードと、第２のスイッチング素子と第２の巻線の接続点が接続されるアノードを有する第２のダイオードと、第１のダイオードのカソードおよび第２のダイオードのカソードに接続される一端を有する第１のチョークコイルと、第１のチョークコイルの他端と直流電源の他方の端子との間に設けられた第１のコンデンサと、直流電源から第１のコンデンサに電流が流れる経路上に設けられた１個以上の突入電流防止部とを備える。突入電流防止部のインピーダンスは、直流電源の投入時には、定常時よりも大きい。   In order to solve the above problems, a DC-DC converter according to the present invention includes a DC power supply, a first switching element, a second switching element, one end connected to one terminal of the DC power supply, A first winding having the other end connected to the other terminal of the DC power supply through the switching element, and is inductively coupled to the first winding and connected to one terminal of the DC power supply. And a transformer having a second winding having one end connected to the other terminal of the DC power supply via the second switching element. The DC-DC converter of the present invention includes a first diode having an anode connected to a connection point between the first switching element and the first winding, and a connection point between the second switching element and the second winding. A second diode having an anode connected thereto, a first choke coil having one end connected to the cathode of the first diode and the cathode of the second diode, and the other end of the first choke coil and a direct current A first capacitor provided between the other terminal of the power source and one or more inrush current preventing units provided on a path through which a current flows from the DC power source to the first capacitor. The impedance of the inrush current prevention unit is larger when the DC power supply is turned on than when steady.

本発明のＤＣ−ＤＣコンバータによれば、過大な突入電流を防ぎつつ、小型化が可能である。   According to the DC-DC converter of the present invention, it is possible to reduce the size while preventing an excessive inrush current.

突入電流の発生原理を説明するための図である。It is a figure for demonstrating the generation | occurrence | production principle of an inrush current. 突入電流の発生原理を説明するための図である。It is a figure for demonstrating the generation | occurrence | production principle of an inrush current. 実施の形態１における昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータの全体構成の一例を表す図である。3 is a diagram illustrating an example of an overall configuration of a step-up DC-DC converter according to Embodiment 1. FIG. 実施の形態１における、第１のスイッチング素子ＳＷ７のオン／オフ状態、第２のスイッチング素子ＳＷ８のオン／オフ状態、第１のダイオードＤ５および第２のダイオードＤ６のカソード電圧ＶＳの波形の一例を示す図である。Example of the waveform of the on / off state of the first switching element SW7, the on / off state of the second switching element SW8, and the cathode voltage VS of the first diode D5 and the second diode D6 in the first embodiment FIG. 実施の形態２における突入電流防止部３の構成の一例を示す図である。6 is a diagram illustrating an example of a configuration of an inrush current prevention unit 3 according to Embodiment 2. FIG. 実施の形態３における突入電流防止部３３の構成の一例を示す図である。It is a figure which shows an example of a structure of the inrush current prevention part 33 in Embodiment 3. FIG. 実施の形態４における突入電流防止部４３の構成の一例を示す図である。It is a figure which shows an example of a structure of the inrush current prevention part 43 in Embodiment 4. FIG. 実施の形態４の変形例における突入電流防止部４４の構成の一例を示す図である。It is a figure which shows an example of a structure of the inrush current prevention part 44 in the modification of Embodiment 4. FIG. 実施の形態５における突入電流防止部５３の構成の一例を示す図である。It is a figure which shows an example of a structure of the inrush current prevention part 53 in Embodiment 5. FIG. 実施の形態５の変形例における突入電流防止部５４の構成の一例を示す図である。It is a figure which shows an example of a structure of the inrush current prevention part in the modification of Embodiment 5. FIG. 実施の形態６における突入電流防止部６３の構成の一例を示す図である。It is a figure which shows an example of a structure of the inrush current prevention part 63 in Embodiment 6. FIG. 実施の形態６の変形例１における突入電流防止部６５の構成の一例を示す図である。It is a figure which shows an example of a structure of the inrush current prevention part 65 in the modification 1 of Embodiment 6. FIG. 実施の形態６の変形例２における突入電流防止部６６の構成の一例を示す図である。It is a figure which shows an example of a structure of the inrush current prevention part 66 in the modification 2 of Embodiment 6. FIG. 実施の形態６の変形例３における突入電流防止部６７の構成の一例を示す図である。It is a figure which shows an example of a structure of the inrush current prevention part 67 in the modification 3 of Embodiment 6. FIG. 実施の形態６の変形例４における突入電流防止部６８の構成の一例を示す図である。It is a figure which shows an example of a structure of the inrush current prevention part 68 in the modification 4 of Embodiment 6. FIG. 実施の形態６の変形例５における突入電流防止部６９の構成の一例を示す図である。It is a figure which shows an example of a structure of the inrush current prevention part 69 in the modification 5 of Embodiment 6. FIG. 実施の形態７における昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータの全体構成の一例を表す図である。FIG. 10 is a diagram illustrating an example of an overall configuration of a step-up DC-DC converter according to a seventh embodiment. 実施の形態８における昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータの全体構成の一例を表す図である。FIG. 20 is a diagram illustrating an example of an overall configuration of a step-up DC-DC converter according to an eighth embodiment. 実施の形態８における、第１のスイッチング素子ＳＷ７のオン／オフ状態、第２のスイッチング素子ＳＷ８のオン／オフ状態、第１のダイオードＤ５および第２のダイオードＤ６のカソード電圧ＶＳの波形の一例を示す図である。Example of the waveform of the on / off state of the first switching element SW7, the on / off state of the second switching element SW8, and the cathode voltage VS of the first diode D5 and the second diode D6 in the eighth embodiment FIG.

以下、本発明の実施形態について、図面を用いて説明する。
（参考）
まず、図１を用いて突入電流の発生原理を示す。 Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings.
(reference)
First, the principle of inrush current generation will be described with reference to FIG.

図１における昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータは、１つのコア上に巻かれた第１の巻線Ｌ５０１ａおよび第２の巻線Ｌ５０１ｂを有するトランスＬ５０１を備える。   The step-up DC-DC converter in FIG. 1 includes a transformer L501 having a first winding L501a and a second winding L501b wound on one core.

第１の巻線Ｌ５０１ａの一端と第２の巻線Ｌ５０１ｂの一端は共通に接続されており、その接続点がＤＣ電源の＋側（ＤＣ入力＋）に接続される。第１の巻線Ｌ５０１ａおよび第２の巻線Ｌ５０１ｂは、同一方向の電流が流れたときに、互いに逆向きの磁束が発生されるように結合している。第１の巻線Ｌ５０１ａの他端（接続点ａ）および第２の巻線Ｌ５０１ｂの他端（接続点ｂ）は、それぞれ第１のスイッチング素子Ｓ５０６および第２のスイッチング素子Ｓ５０７のそれぞれのドレインに接続されており、これらのスイッチング素子Ｓ５０６およびＳ５０７のそれぞれソ−スはグランドＧＮＤに接続されている。   One end of the first winding L501a and one end of the second winding L501b are connected in common, and the connection point is connected to the + side (DC input +) of the DC power supply. The first winding L501a and the second winding L501b are coupled so that magnetic fluxes in opposite directions are generated when currents in the same direction flow. The other end (connection point a) of the first winding L501a and the other end (connection point b) of the second winding L501b are connected to the drains of the first switching element S506 and the second switching element S507, respectively. The sources of these switching elements S506 and S507 are connected to the ground GND.

第１のスイッチング素子Ｓ５０６および第２のスイッチング素子Ｓ５０７のドレインに接続される第１の巻線Ｌ５０１ａの一端と第２の巻線Ｌ５０１ｂの一端には、第１のダイオードＤ５０３のアノードと、第２のダイオードＤ５０４のアノードがそれぞれ接続され、これらのダイオードＤ５０３とＤ５０４のカソードは共通にチョークコイルＬ５０２の一端に接続されている。このチョークコイルＬ５０２の他端は、ＤＣ出力＋端子に接続されている。さらに、ＤＣ出力＋端子とグランドＧＮＤとの間には、コンデンサＣ５０５が接続されている。   One end of the first winding L501a and one end of the second winding L501b connected to the drains of the first switching element S506 and the second switching element S507 are connected to the anode of the first diode D503, the second The anodes of the diodes D504 are connected to each other, and the cathodes of these diodes D503 and D504 are connected to one end of the choke coil L502 in common. The other end of the choke coil L502 is connected to a DC output + terminal. Further, a capacitor C505 is connected between the DC output + terminal and the ground GND.

この昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、ＤＣ電源を投入する（ＤＣ入力電圧を０→Ｖｉｎに変化させる）と、コンデンサＣ５０５の充電が行われる。たとえば、第２の巻線Ｌ５０１ｂ→ダイオードＤ５０４→チョークコイルＬ５０２→コンデンサＣ５０５を通る経路（以下、経路１）のインピ−ダンスｒ１が、第１の巻線Ｌ５０１ａ→ダイオードＤ５０３→チョークコイルＬ５０２→コンデンサＣ５０５を通る経路（以下、経路２）のインピ−ダンスｒ２よりも低い場合、コンデンサＣ５０５の充電電流はまず、経路１を通って流れようとする。ダイオードＤ５０４の順電圧をＶｆ４とすると、充電開始前のコンデンサＣ５０５の電圧は０[Ｖ]であるため、第２の巻線Ｌ５０１ｂには、ＤＣ入力＋端子側が高電位となるように、式（１）の電圧が加わる。   In this step-up DC-DC converter, when the DC power is turned on (the DC input voltage is changed from 0 to Vin), the capacitor C505 is charged. For example, the impedance r1 of the path passing through the second winding L501b → diode D504 → choke coil L502 → capacitor C505 (hereinafter referred to as path 1) is the first winding L501a → diode D503 → choke coil L502 → capacitor C505. When the impedance is lower than the impedance r2 of the path passing through (hereinafter referred to as path 2), the charging current of the capacitor C505 first tries to flow through path 1. Assuming that the forward voltage of the diode D504 is Vf4, the voltage of the capacitor C505 before starting charging is 0 [V]. Therefore, the second winding L501b has a formula ( The voltage of 1) is applied.

Ｖｉｎ−Ｖｆ４ ・・・（１）
従って、経路１のインピ−ダンスをｒ１とすると、経路１を流れる突入電流の最大値Ｉｉ１は、式（２）で表わされる。 Vin-Vf4 (1)
Therefore, when the impedance of the path 1 is r1, the maximum value Ii1 of the inrush current flowing through the path 1 is expressed by the equation (2).

Ｉｉ１=（Ｖｉｎ−Ｖｆ４）／ｒ１ ・・・（２）
この方式の昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータでは、式（２）に示した経路１を流れる突入電流に加え、経路２を流れる突入電流も加算される。第１の巻線Ｌ５０１ａと第２の巻線Ｌ５０１ｂは磁化が相殺されるように巻かれているため、第１の巻線Ｌ５０１ａには、ＤＣ入力＋端子側が低電位となるように、式（１）と同じ大きさの電圧が誘起される。この誘起された電圧がＤＣ入力電圧Ｖｉｎに加算されるため、接続点ａにはダイオードＤ５０３が導通する直前に、式（３）に示す電圧が発生する。 Ii1 = (Vin−Vf4) / r1 (2)
In the step-up DC-DC converter of this system, the inrush current flowing through the path 2 is added in addition to the inrush current flowing through the path 1 shown in Expression (2). Since the first winding L501a and the second winding L501b are wound so as to cancel the magnetization, the first winding L501a has a formula ( A voltage of the same magnitude as in 1) is induced. Since the induced voltage is added to the DC input voltage Vin, the voltage shown in the equation (3) is generated at the connection point a immediately before the diode D503 is turned on.

２Ｖｉｎ−Ｖｆ４ ・・・（３）
ダイオードＤ５０３が導通すると、式（３）の電圧をダイオードＤ５０３により短絡することになるため、経路２を短絡電流が流れる。この短絡電流が経路２を流れる突入電流となる。 2Vin−Vf4 (3)
When the diode D503 is turned on, the voltage of the expression (3) is short-circuited by the diode D503, so that a short-circuit current flows through the path 2. This short-circuit current becomes an inrush current flowing through the path 2.

経路２を流れる突入電流の最大値をＩｉ２とすると、全突入電流の最大値Ｉｉは、Ｉｉ１とＩｉ２の合計であるため、式（４）が成り立つ。   If the maximum value of the inrush current flowing through the path 2 is Ii2, the maximum value Ii of the total inrush current is the sum of Ii1 and Ii2, and therefore equation (4) is established.

Ｉｉ = Ｉｉ１＋Ｉｉ２ = （Ｖｉｎ−Ｖｆ４）／ｒ１ ＋Ｉｉ２ ・・・（４）
式（２）で表される経路１を流れる突入電流Ｉｉ１は、従来型の昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータでも発生するものである。 Ii = Ii1 + Ii2 = (Vin−Vf4) / r1 + Ii2 (4)
The inrush current Ii1 flowing through the path 1 represented by the equation (2) is also generated in the conventional step-up DC-DC converter.

しかし、この方式の昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータでは、経路１を流れる突入電流Ｉｉ１に加え、経路２を流れる突入電流Ｉｉ２も加算されるため、従来型の昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータに比べて過大な突入電流が発生する。従って、この方式の昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータを用いた場合、トポロジ−的にはトランスＬ５０１を小型化できるものの、実際には過大な突入電流に耐える設計を行う必要がある。たとえば、トランスＬ５０１は突入電流でも磁気飽和が起こらないように大型のものを使用する必要がある。また、チョークコイルＬ５０２も突入電流で磁気飽和が起こらないよう大型のものを使用する必要がある。さらに、ダイオードＤ５０３、Ｄ５０４やコンデンサＣ５０５にも、電流定格の大きな部品を使用する必要がある。加えて、昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータの基板パタ−ンにも大電流が流れるため、パタ−ン幅を太くする必要がある。このように、過大な突入電流が原因で、各所に電流定格の大きな部品を使用する必要があり、コストの増加および部品外形の大型化という問題が発生する。   However, in this type of step-up DC-DC converter, the inrush current Ii2 flowing through the path 2 is added in addition to the inrush current Ii1 flowing through the path 1, which is excessive compared to the conventional step-up DC-DC converter. Inrush current is generated. Therefore, when the step-up DC-DC converter of this system is used, although the transformer L501 can be downsized in terms of topology, it is actually necessary to design to withstand an excessive inrush current. For example, it is necessary to use a large transformer L501 so that magnetic saturation does not occur even with an inrush current. Also, the choke coil L502 needs to be large so that magnetic saturation does not occur due to inrush current. Furthermore, it is necessary to use components having a large current rating for the diodes D503 and D504 and the capacitor C505. In addition, since a large current flows through the substrate pattern of the step-up DC-DC converter, it is necessary to increase the pattern width. As described above, due to the excessive inrush current, it is necessary to use parts having a large current rating at various places, which causes a problem of an increase in cost and an increase in the size of the parts.

また、突入電流が増加することによって、電磁ノイズも増加するため、昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータに接続され、あるいは昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータの周辺に配置される機器に電磁的な影響を与える。   Further, when the inrush current increases, electromagnetic noise also increases, and therefore electromagnetically affects devices connected to the boost DC-DC converter or arranged around the boost DC-DC converter.

さらに、この昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータの前段に別な回路が接続されている場合は、ＤＣ電源の投入時に前段の回路から過大な電流を引き込むことになるため、前段の回路にも電流定格の大きな部品を用いる必要がある。   Furthermore, if another circuit is connected in front of the step-up DC-DC converter, excessive current will be drawn from the previous circuit when the DC power is turned on. It is necessary to use large parts.

さらに、特許文献１および特許文献２の構成では、チョークコイルＬ５０２の還流電流による損失が大きくなるという問題がある。スイッチング素子Ｓ５０６およびスイッチング素子Ｓ５０７がともにオフになると、チョークコイルＬ５０２に蓄えられたエネルギ−が放出され、図２に示す経路３に還流電流Ｉｒが流れる。この還流電流Ｉｒは、コンデンサＣ５０５→ＤＣ電源→トランスＬ５０１→ダイオードＤ５０３およびダイオードＤ５０４という大きなル−プを回って還流するため、各部品およびパタ−ンの抵抗分を還流電流Ｉｒが流れることにより、大きな損失が発生する。   Furthermore, the configurations of Patent Document 1 and Patent Document 2 have a problem that loss due to the return current of the choke coil L502 increases. When both the switching element S506 and the switching element S507 are turned off, the energy stored in the choke coil L502 is released, and the return current Ir flows through the path 3 shown in FIG. Since the return current Ir flows around a large loop of capacitor C505 → DC power supply → transformer L501 → diode D503 and diode D504, the return current Ir flows through the resistance of each component and pattern. A big loss occurs.

［実施の形態１］
図３は、実施の形態１における昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータの全体構成の一例を表す図である。このＤＣ−ＤＣコンバータ１０は、トランスＬ４と、第１のダイオードＤ５と、第２のダイオードＤ６と、第１のスイッチング素子ＳＷ７と、第２のスイッチング素子ＳＷ８と、突入電流防止部３と、チョークコイルＬ９と、コンデンサＣ１０とを備える。 [Embodiment 1]
FIG. 3 is a diagram illustrating an example of the overall configuration of the step-up DC-DC converter according to the first embodiment. The DC-DC converter 10 includes a transformer L4, a first diode D5, a second diode D6, a first switching element SW7, a second switching element SW8, an inrush current prevention unit 3, a choke. A coil L9 and a capacitor C10 are provided.

トランスＬ４は、第１の巻線Ｌ４ａと、第２の巻線Ｌ４ｂとを含む。第１の巻線Ｌ４ａは、１つのコア上に巻かれ、巻数がｎａである。第２の巻線Ｌ４ｂは、１つのコア上に巻かれ、巻数がｎｂである。   The transformer L4 includes a first winding L4a and a second winding L4b. The first winding L4a is wound on one core and the number of turns is na. The second winding L4b is wound on one core and the number of turns is nb.

第１の巻線Ｌ４ａの一端と第２の巻線Ｌ４ｂの一端は、ノードＮＤ１に接続される。ノードＮＤ１は、ＤＣ電源１の正側端子ＩＮ＋に接続される。ＤＣ電源１の負側端子ＩＮ−は、グランドＧＮＤに接続される。   One end of the first winding L4a and one end of the second winding L4b are connected to the node ND1. The node ND1 is connected to the positive terminal IN + of the DC power supply 1. The negative terminal IN− of the DC power source 1 is connected to the ground GND.

第１の巻線Ｌ４ａおよび第２の巻線Ｌ４ｂは、ノードＮＤ１に接続された一端からノードＮＤ２，ＮＤ３に接続される他端の方向に電流が流れたときに、互いに逆向きの磁束が発生されるように結合している。   The first winding L4a and the second winding L4b generate opposite magnetic fluxes when current flows from one end connected to the node ND1 to the other end connected to the nodes ND2 and ND3. Combined to be.

第１の巻線Ｌ４ａの他端は、ノードＮＤ２に接続される。第２の巻線Ｌ４ｂの他端は、ノードＮＤ３に接続される。   The other end of the first winding L4a is connected to the node ND2. The other end of the second winding L4b is connected to the node ND3.

第１のスイッチング素子ＳＷ７と、第２のスイッチング素子ＳＷ８は、たとえば、ＦＥＴ（Field Effect Transistor）を用いて構成してもよいし、他の電気的なスイッチング素子や、その他機械的なスイッチング素子を用いて構成してもよい。   The first switching element SW7 and the second switching element SW8 may be configured using, for example, an FET (Field Effect Transistor), or other electrical switching elements or other mechanical switching elements. You may comprise.

第１のスイッチング素子ＳＷ７は、ノードＮＤ２に接続されるドレインと、グランドＧＮＤに接続されるソースと、制御部２から制御信号を受けるゲートを有する。第２のスイッチング素子ＳＷ８は、ノードＮＤ３に接続されるドレインと、グランドＧＮＤに接続されるソースと、制御部２から制御信号を受けるゲートを有する。   The first switching element SW7 has a drain connected to the node ND2, a source connected to the ground GND, and a gate that receives a control signal from the control unit 2. The second switching element SW8 has a drain connected to the node ND3, a source connected to the ground GND, and a gate that receives a control signal from the control unit 2.

第１のダイオードＤ５のアノードはノードＮＤ２に接続され、カソードはノードＮＤ４に接続される。第２のダイオードＤ６のアノードは、ノードＮＤ３に接続され、カソードは、ノードＮＤ４に接続される。   The anode of the first diode D5 is connected to the node ND2, and the cathode is connected to the node ND4. The anode of the second diode D6 is connected to the node ND3, and the cathode is connected to the node ND4.

突入電流防止部３の一端は、ノードＮＤ４に接続され、他端は、チョークコイルＬ９の一端に接続される。チョークコイルＬ９の他端は、ＤＣ出力正側端子ＯＵＴ＋に接続される。   One end of the inrush current preventing unit 3 is connected to the node ND4, and the other end is connected to one end of the choke coil L9. The other end of the choke coil L9 is connected to the DC output positive terminal OUT +.

コンデンサＣ１０は、ＤＣ出力正側端子ＯＵＴ＋とグランドＧＮＤとの間に配置される。   The capacitor C10 is disposed between the DC output positive terminal OUT + and the ground GND.

なお、図３では、ノードＮＤ５とチョークコイルＬ９の間に突入電流防止部３を配したが、ＤＣ電源１からコンデンサＣ１０に電流が流れる経路上の他の箇所に突入電流防止部３を配してもよい。また、図３では、突入電流防止部３の個数は１個であるが、２個以上であってもよい。   In FIG. 3, the inrush current prevention unit 3 is arranged between the node ND5 and the choke coil L9. However, the inrush current prevention unit 3 is arranged in another place on the path through which the current flows from the DC power source 1 to the capacitor C10. May be. Further, in FIG. 3, the number of inrush current prevention units 3 is one, but it may be two or more.

突入電流防止部３は、ＤＣ電源１の電圧を投入する際に、コンデンサＣ１０に流れ込む突入電流を小さくする働きをする。ＤＣ電源１の電圧を投入するとは、ＤＣ電源１の正側端子ＩＮ＋と負側端子ＩＮ−との間の電圧を０から一定電圧Ｖｉｎに増加することをいう。   The inrush current prevention unit 3 functions to reduce the inrush current flowing into the capacitor C10 when the voltage of the DC power supply 1 is turned on. Applying the voltage of the DC power source 1 means increasing the voltage between the positive terminal IN + and the negative terminal IN− of the DC power source 1 from 0 to a constant voltage Vin.

ＤＣ電源１の投入時には、突入電流防止部３のインピ−ダンスが高くなる。コンデンサＣ１０の充電が終了し、昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ１０が定常動作を行う際には、突入電流防止部３のインピ−ダンスが低くなる。   When the DC power source 1 is turned on, the impedance of the inrush current prevention unit 3 is increased. When the charging of the capacitor C10 is completed and the step-up DC-DC converter 10 performs a steady operation, the impedance of the inrush current prevention unit 3 is lowered.

ＤＣ電源を投入すると、コンデンサＣ１０の充電が行われる。たとえば、第２の巻線Ｌ４ｂ→第２のダイオードＤ６→突入電流防止部３→チョークコイルＬ９→コンデンサＣ１０を通る経路（以下、経路１）のインピ−ダンスが、第１の巻線Ｌ４ａ→第１のダイオードＤ５→突入電流防止部３→チョークコイルＬ９→コンデンサＣ１０を通る経路（以下、経路２）のインピ−ダンスよりも低い場合には、経路１を通って、コンデンサＣ１０の充電電流が流れる。   When the DC power supply is turned on, the capacitor C10 is charged. For example, the impedance of the path through the second winding L4b → second diode D6 → inrush current prevention unit 3 → choke coil L9 → capacitor C10 (hereinafter referred to as path 1) is the first winding L4a → second When the impedance is lower than the impedance of the path (hereinafter referred to as path 2) passing through the diode D5 → inrush current prevention unit 3 → choke coil L9 → capacitor C10, the charging current of the capacitor C10 flows through the path 1. .

ここで、第１のダイオードＤ５および第２のダイオードＤ６の順電圧が小さく無視できるとすると、第２の巻線Ｌ４ｂには、正側端子ＩＮ＋の側が高電位となるように、式（Ａ１）で表わされる電圧が加わる。   Here, assuming that the forward voltage of the first diode D5 and the second diode D6 is small and can be ignored, the expression (A1) is applied to the second winding L4b so that the positive terminal IN + side has a high potential. The voltage represented by is added.

Ｖｉｎ…（Ａ１）
ＤＣ電源投入時において、突入電流防止部３のインピ−ダンスをＺＩとし、その他の部品およびパタ−ンのインピ−ダンスがＺＩに比べて無視できるほど小さいとすると、経路１を流れる突入電流の最大値Ｉｉ１は、式（Ａ２）で表わされる。 Vin ... (A1)
If the impedance of the inrush current prevention unit 3 is ZI when the DC power is turned on and the impedance of other components and the pattern is negligibly small compared to ZI, the maximum inrush current flowing through the path 1 The value Ii1 is represented by the formula (A2).

Ｉｉ１＝Ｖｉｎ／ＺＩ …（Ａ２）
また、トランスＬ４の第１の巻線Ｌ４ａと第２の巻線Ｌ４ｂは磁化が相殺されるように巻かれているため、第１の巻線Ｌ４ａには、正側端子ＩＮ＋の側が低電位となるように、第１の巻線Ｌ４ａの巻数ｎａと第２の巻線Ｌ４ｂの巻数ｎｂに応じた式（Ａ３）で表わされる電圧が誘起される。 Ii1 = Vin / ZI (A2)
In addition, since the first winding L4a and the second winding L4b of the transformer L4 are wound so that the magnetization is canceled, the first winding L4a has a low potential on the positive terminal IN + side. In this way, a voltage represented by the expression (A3) corresponding to the number of turns na of the first winding L4a and the number of turns nb of the second winding L4b is induced.

ｎａ／ｎｂ×Ｖｉｎ…（Ａ３）
この誘起された電圧がＤＣ入力電圧Ｖｉｎに加算されるため、ノードＮＤ２には、第１のダイオードＤ５が導通する直前に、 式（Ａ４）に示す電圧が発生する。 na / nb × Vin (A3)
Since this induced voltage is added to the DC input voltage Vin, a voltage represented by the equation (A4) is generated at the node ND2 immediately before the first diode D5 is turned on.

（１＋ｎａ／ｎｂ）×Ｖｉｎ…（Ａ４）
第１のダイオードＤ５が導通すると、式（Ａ４）で表わされる電圧が第１のダイオードＤ５によって短絡されることになるため、経路２を短絡電流が流れる。この短絡電流が経路２を流れる突入電流となる。ＤＣ電源投入時における突入電流防止部３のインピ−ダンスをＺＩとし、その他の部品およびパタ−ンのインピ−ダンスがＺＩに比べて無視できるほど小さいとすると、経路２を流れる突入電流の最大値Ｉｉ２は、式（Ａ５）で表わされる。 (1 + na / nb) × Vin (A4)
When the first diode D5 is turned on, the voltage represented by the formula (A4) is short-circuited by the first diode D5, so that a short-circuit current flows through the path 2. This short-circuit current becomes an inrush current flowing through the path 2. Assuming that the impedance of the inrush current preventing unit 3 when the DC power is turned on is ZI and the impedance of other components and the pattern is negligibly small compared to ZI, the maximum value of the inrush current flowing through the path 2 Ii2 is represented by Formula (A5).

Ｉｉ２＝（１＋ｎａ／ｎｂ）×Ｖｉｎ／ＺＩ…（Ａ５）
全突入電流の最大値Ｉｉは、式（Ａ６）で表わされる。 Ii2 = (1 + na / nb) × Vin / ZI (A5)
The maximum value Ii of the total inrush current is expressed by equation (A6).

Ｉｉ ＝ Ｉｉ１＋Ｉｉ２＝（２＋ｎａ／ｎｂ）×Ｖｉｎ／ＺＩ…（Ａ６）
したがって、ＤＣ電源投入時において、突入電流防止部３のインピ−ダンスＺＩが大きいほど、突入電流を小さくできる。コンデンサＣ１０の充電が終了し、昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ１０が定常動作に入ると、突入電流防止部３のインピ−ダンスが低くなる。 Ii = Ii1 + Ii2 = (2 + na / nb) × Vin / ZI (A6)
Therefore, when the DC power is turned on, the inrush current can be reduced as the impedance ZI of the inrush current prevention unit 3 is increased. When the charging of the capacitor C10 is completed and the step-up DC-DC converter 10 enters a steady operation, the impedance of the inrush current prevention unit 3 becomes low.

図４は、実施の形態１における、第１のスイッチング素子ＳＷ７のオン／オフ状態、第２のスイッチング素子ＳＷ８のオン／オフ状態、第１のダイオードＤ５および第２のダイオードＤ６のカソード電圧ＶＳの波形の一例を示す図である。   FIG. 4 shows the on / off state of the first switching element SW7, the on / off state of the second switching element SW8, the cathode voltage VS of the first diode D5 and the second diode D6 in the first embodiment. It is a figure which shows an example of a waveform.

定常動作時には、制御部２より出力される制御信号によって、第１のスイッチング素子ＳＷ７と第２のスイッチング素子ＳＷ８が交互にオン／オフされる。   During the steady operation, the first switching element SW7 and the second switching element SW8 are alternately turned on / off by a control signal output from the control unit 2.

図４の（１）に示すように、第１のスイッチング素子ＳＷ７がオンに、第２のスイッチング素子ＳＷ８がオフになると、第１の巻線Ｌ４ａには、第１のスイッチング素子ＳＷ７を介して電流が流れる。ここで、第１の巻線Ｌ４ａに流れる電流によって第２の巻線Ｌ４ｂには、第１の巻線Ｌ４ａの巻数ｎａと第２の巻線Ｌ４ｂの巻数ｎｂの比に応じた電圧が誘起される。第２のダイオードＤ６の順電圧が無視できるほど小さいとすると、第２のダイオードＤ６のカソード電圧ＶＳは、入力電圧と誘起電圧の和となるため、式（Ａ７）で表わされる。   As shown in (1) of FIG. 4, when the first switching element SW7 is turned on and the second switching element SW8 is turned off, the first winding L4a is connected to the first winding L4a via the first switching element SW7. Current flows. Here, a voltage corresponding to the ratio of the number of turns na of the first winding L4a and the number of turns nb of the second winding L4b is induced in the second winding L4b by the current flowing through the first winding L4a. The Assuming that the forward voltage of the second diode D6 is negligibly small, the cathode voltage VS of the second diode D6 is the sum of the input voltage and the induced voltage, and is expressed by the equation (A7).

ＶＳ＝（１＋ｎｂ／ｎａ）×Ｖｉｎ…（Ａ７）
そして、フィルタであるチョークコイルＬ９およびコンデンサＣ１０によって、カソード電圧ＶＳおよびカソード電流が平滑され、ＤＣ出力電圧Ｖｏｕｔが出力される。 VS = (1 + nb / na) × Vin (A7)
The choke coil L9 and the capacitor C10, which are filters, smooth the cathode voltage VS and the cathode current, and output a DC output voltage Vout.

次に、図４の（２）に示すように、第１のスイッチング素子ＳＷ７および第２のスイッチング素子ＳＷ８が共にオフとなると、第１の巻線Ｌ４ａに蓄えられた励磁エネルギ−が第１のダイオードＤ５を介して放出される。また、同時に第２の巻線Ｌ４ｂの電流も連続して流れるため、トランスＬ４の励磁エネルギ−が出力側に放出され、チョークコイルＬ９→コンデンサＣ１０→ＤＣ電源１→トランスＬ４→第１のダイオードＤ５および第２のダイオードＤ６→突入電流防止部３の経路を還流電流が流れる。このとき、第１のダイオードＤ５および第２のダイオードＤ６のカソード電圧ＶＳは、式（Ａ８）で表わされる。   Next, as shown in (2) of FIG. 4, when both the first switching element SW7 and the second switching element SW8 are turned off, the excitation energy stored in the first winding L4a is changed to the first Emitted through diode D5. At the same time, since the current of the second winding L4b also flows continuously, the excitation energy of the transformer L4 is released to the output side, and the choke coil L9 → capacitor C10 → DC power source 1 → transformer L4 → first diode D5. The return current flows through the path from the second diode D6 to the inrush current prevention unit 3. At this time, the cathode voltage VS of the first diode D5 and the second diode D6 is expressed by Expression (A8).

ＶＳ＝Ｖｉｎ…（Ａ８）
次に、図４の（３）で示すように、第１のスイッチング素子ＳＷ７がオフに、第２のスイッチング素子ＳＷ８がオンとなると、第２の巻線Ｌ４ｂには第１の巻線Ｌ４ａの巻数ｎａと第２の巻線Ｌ４ｂの巻数ｎｂの比に応じた電圧が誘起される。第１のダイオードＤ５の順電圧が無視できるほど小さいとすると、第１のダイオードＤ５のカソード電圧ＶＳは、入力電圧と誘起電圧の和となるため、式（Ａ９）で表わされる。 VS = Vin (A8)
Next, as shown in (3) of FIG. 4, when the first switching element SW7 is turned off and the second switching element SW8 is turned on, the second winding L4b includes the first winding L4a. A voltage corresponding to the ratio of the number of turns na to the number of turns nb of the second winding L4b is induced. Assuming that the forward voltage of the first diode D5 is negligibly small, the cathode voltage VS of the first diode D5 is the sum of the input voltage and the induced voltage, and is expressed by the equation (A9).

ＶＳ＝（１＋ｎａ／ｎｂ）×Ｖｉｎ…（Ａ９）
そして、フィルタであるチョークコイルＬ９およびコンデンサＣ１０によって、カソード電圧ＶＳおよびカソード電流が平滑され、ＤＣ出力電圧Ｖｏｕｔが出力される。 VS = (1 + na / nb) × Vin (A9)
The choke coil L9 and the capacitor C10, which are filters, smooth the cathode voltage VS and the cathode current, and output a DC output voltage Vout.

図４の（４）に示すように、第１のスイッチング素子ＳＷ７および第２のスイッチング素子ＳＷ８が共にオフとなると、第２の巻線Ｌ４ｂに蓄えられた励磁エネルギ−が第２のダイオードＤ６を介して放出される。また、同時に第１の巻線Ｌ４ａの電流も連続して流れるため、トランスＬ４の励磁エネルギ−が出力側に放出され、チョークコイルＬ９→コンデンサＣ１０→ＤＣ電源１→トランスＬ４→第１のダイオードＤ５およびダイオードＤ６→突入電流防止部３の経路を還流電流が流れる。このとき、第１のダイオードＤ５および第２のダイオードＤ６のカソード電圧ＶＳは、式（Ａ１０）で表わされる。   As shown in (4) of FIG. 4, when both the first switching element SW7 and the second switching element SW8 are turned off, the excitation energy stored in the second winding L4b causes the second diode D6 to be turned on. Is released through. At the same time, since the current of the first winding L4a also flows continuously, the excitation energy of the transformer L4 is released to the output side, and the choke coil L9 → capacitor C10 → DC power source 1 → transformer L4 → first diode D5. The return current flows through the path from the diode D6 to the inrush current prevention unit 3. At this time, the cathode voltage VS of the first diode D5 and the second diode D6 is expressed by Expression (A10).

ＶＳ＝Ｖｉｎ…（Ａ１０）
図４の（１）または（２）で示されるように、第１のスイッチング素子ＳＷ７または第２のスイッチング素子ＳＷ８がオンのときにおける、第１のダイオードＤ５および第２のダイオードＤ６のカソード電圧ＶＳが、チョークコイルＬ９およびコンデンサＣ１０により平滑され、直流のＤＣ出力電圧Ｖｏｕｔが出力される。 VS = Vin (A10)
As shown in (1) or (2) of FIG. 4, the cathode voltage VS of the first diode D5 and the second diode D6 when the first switching element SW7 or the second switching element SW8 is on. Is smoothed by the choke coil L9 and the capacitor C10, and a direct current DC output voltage Vout is output.

また、トランスＬ４の第１の巻線Ｌ４ａと第２の巻線Ｌ４ｂの磁化が相殺されることによって、トランスＬ４が磁気飽和しにくくなり、トランスＬ４の小型化と高効率化が行える。スイッチング素子ＳＷ７のオン時間をｔａ、スイッチング素子ＳＷ８のオン時間をｔｂ、スイッチング周期をＴとすると、トランスＬ４の第１の巻線Ｌ４ａと第２の巻線Ｌ４ｂの磁化が相殺される条件は、式（Ａ１１）で表わされる。   Further, since the magnetizations of the first winding L4a and the second winding L4b of the transformer L4 are offset, the transformer L4 is less likely to be magnetically saturated, and the transformer L4 can be reduced in size and increased in efficiency. Assuming that the on-time of the switching element SW7 is ta, the on-time of the switching element SW8 is tb, and the switching period is T, the condition that the magnetization of the first winding L4a and the second winding L4b of the transformer L4 is canceled is It is represented by Formula (A11).

ｔａ／ｎａ＝ｔｂ／ｎｂ …（Ａ１１）
したがって、スイッチング素子ＳＷ８のオン時間ｔｂは、式（Ａ１２）で表わされる。 ta / na = tb / nb (A11)
Therefore, the on time tb of the switching element SW8 is expressed by the formula (A12).

ｔｂ ＝ ｔａ×ｎｂ ／ｎａ…（Ａ１２）
ＤＣ出力電圧Ｖｏｕｔは電圧ＶＳの平均値であるので、第１のダイオードＤ５および第２のダイオードＤ６の順電圧を無視すると、ＤＣ出力電圧Ｖｏｕｔは式（Ａ１３）で表わされる。 tb = ta × nb / na (A12)
Since the DC output voltage Vout is an average value of the voltage VS, if the forward voltage of the first diode D5 and the second diode D6 is ignored, the DC output voltage Vout is expressed by the equation (A13).

Ｖｏｕｔ＝（ｎｂ／ｎａ×Ｖｉｎ×ｔａ＋ ｎａ／ｎｂ×Ｖｉｎ×ｔｂ）／Ｔ＋Ｖｉｎ…（Ａ１３）
式（Ａ１２）および式（Ａ１３）から、ＤＣ出力電圧Ｖｏｕｔは式（Ａ１４）で表わされる。 Vout = (nb / na × Vin × ta + na / nb × Vin × tb) / T + Vin (A13)
From the expressions (A12) and (A13), the DC output voltage Vout is expressed by the expression (A14).

Ｖｏｕｔ＝ Ｖｉｎ×ｔａ×（１＋ｎｂ／ｎａ）／Ｔ＋Ｖｉｎ…（Ａ１４）
すなわち、第１の巻線Ｌ４ａおよび第２の巻線Ｌ４ｂが、同一方向の電流が流れたときに、互いに逆向きの磁束が発生されるように結合しているトランスＬ４を使用し、第１の巻線Ｌ４ａおよび第２の巻線Ｌ４ｂに交互にスイッチングされる電流を流すことによって、ＤＣ電源１からの入力電圧Ｖｉｎよりも高いＤＣ出力電圧Ｖｏｕｔを得ることができる。 Vout = Vin × ta × (1 + nb / na) / T + Vin (A14)
That is, the first winding L4a and the second winding L4b use the transformer L4 that is coupled so that magnetic fluxes in opposite directions are generated when currents in the same direction flow, and the first The DC output voltage Vout higher than the input voltage Vin from the DC power supply 1 can be obtained by passing the alternately switched current through the winding L4a and the second winding L4b.

ここで、第１のスイッチング素子ＳＷ７と第２のスイッチング素子ＳＷ８が同時にオンすると、トランスＬ４の第１の巻線Ｌ４ａの磁束と第２の巻線Ｌ４ｂの磁束が打ち消しあい、トランスＬ４のインダクタンス分がほとんど失われるため、ＤＣ電源１がほぼ短絡状態になってしまう。従って、第１のスイッチング素子ＳＷ７と第２のスイッチング素子ＳＷ８を同時にオンすることはできない。すなわち、第１のスイッチング素子ＳＷ７と第２のスイッチング素子ＳＷ８のそれぞれのデュ−ティ比（オン時間／Ｔ）の和は、式（Ａ１５）に示すように１以下とする必要がある。   Here, when the first switching element SW7 and the second switching element SW8 are turned on simultaneously, the magnetic flux of the first winding L4a and the magnetic flux of the second winding L4b of the transformer L4 cancel each other, and the inductance of the transformer L4 Is almost lost, so the DC power source 1 is almost short-circuited. Accordingly, the first switching element SW7 and the second switching element SW8 cannot be turned on simultaneously. That is, the sum of the duty ratios (ON time / T) of the first switching element SW7 and the second switching element SW8 needs to be 1 or less as shown in the equation (A15).

ｔａ／Ｔ＋ｔｂ／Ｔ≦１…（Ａ１５）
このように構成したＤＣ−ＤＣコンバータ１０では、第１の巻線Ｌ４ａおよび第２の巻線Ｌ４ｂが同一のコア上に、磁束を打ち消す方向に巻かれているため、コアの磁化を相殺することができる。その結果、コアの磁気飽和への余裕が増すため、トランスＬ４を小型化することができる。 ta / T + tb / T ≦ 1 (A15)
In the DC-DC converter 10 configured as described above, the first winding L4a and the second winding L4b are wound on the same core in the direction of canceling the magnetic flux, so that the magnetization of the core is canceled out. Can do. As a result, the margin for magnetic saturation of the core increases, and the transformer L4 can be downsized.

また、トランスＬ４の小型化により、トランスＬ４の鉄損が減少するため、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０の効率が向上する。   Moreover, since the iron loss of the transformer L4 is reduced due to the miniaturization of the transformer L4, the efficiency of the DC-DC converter 10 is improved.

さらに、この方式では、第１の巻線Ｌ４ａ、第２の巻線Ｌ４ｂに流れる電流の周波数が、第１のスイッチング素子ＳＷ７および第２のスイッチング素子ＳＷ８のスイッチング周波数の２倍になるため、コアの磁束密度を低くすることができ、トランスＬ４のコアの更なる小型化が可能になるという副次的効果も得られる。加えて、図３に示すようにダイオードＤ５およびダイオードＤ６のカソード電圧ＶＳの周波数も、第１のスイッチング素子ＳＷ７および第２のスイッチング素子ＳＷ８のスイッチング周波数の２倍になるため、チョークコイルＬ９の磁束密度も低くすることができ、チョークコイルＬ９の小型化も可能となる。また、コンデンサＣ１０を流れる電流のリプルも小さくなるため、コンデンサＣ１０の内部発熱を小さくすることができ、長寿命化が可能となる。   Furthermore, in this method, the frequency of the current flowing through the first winding L4a and the second winding L4b is twice the switching frequency of the first switching element SW7 and the second switching element SW8, so that the core As a result, the secondary magnetic flux density of the transformer L4 can be reduced and the core of the transformer L4 can be further reduced in size. In addition, as shown in FIG. 3, the frequency of the cathode voltage VS of the diode D5 and the diode D6 is also twice the switching frequency of the first switching element SW7 and the second switching element SW8. The density can be lowered, and the choke coil L9 can be downsized. Further, since the ripple of the current flowing through the capacitor C10 is also reduced, the internal heat generation of the capacitor C10 can be reduced, and the life can be extended.

第１のスイッチング素子ＳＷ７および第２のスイッチング素子ＳＷ８についても、スイッチング周波数を低くすることができるため、スイッチング損失を少なくでき、発熱の減少およびＤＣ−ＤＣコンバータ１０の効率の向上が行える。   Since the switching frequency of the first switching element SW7 and the second switching element SW8 can be lowered, the switching loss can be reduced, the heat generation can be reduced, and the efficiency of the DC-DC converter 10 can be improved.

さらに、この実施の形態を用いると、突入電流を小さくできるため、従来例で問題となった過大な突入電流を防ぐことができ、部品の電流定格を小さくすることができる。また、突入電流を抑制することで、電磁ノイズも減少できる。さらに、このＤＣ−ＤＣコンバータ１０の前段に別な回路が接続されている場合は、ＤＣ電源の投入時に前段の回路から引き込む電流が小さくなるため、前段の回路部品の電流定格も小さくすることができる。   Furthermore, when this embodiment is used, since the inrush current can be reduced, an excessive inrush current that has been a problem in the conventional example can be prevented, and the current rating of the component can be reduced. Moreover, electromagnetic noise can also be reduced by suppressing the inrush current. Furthermore, when another circuit is connected to the previous stage of the DC-DC converter 10, the current drawn from the previous circuit is reduced when the DC power is turned on, so that the current rating of the circuit components in the previous stage may be reduced. it can.

［実施の形態２］
図５は、実施の形態２における突入電流防止部３の構成の一例を示す図である。図５において、実施の形態１と共通する部分については、同一の符号を付し、説明を繰り返さない。 [Embodiment 2]
FIG. 5 is a diagram illustrating an example of the configuration of the inrush current preventing unit 3 according to the second embodiment. In FIG. 5, parts common to the first embodiment are denoted by the same reference numerals, and description thereof is not repeated.

図５に示すように、突入電流防止部３は、スイッチング素子ＳＣＲ１１と、抵抗器Ｒ１２と、コンデンサＣ１３と、抵抗器Ｒ１４と、抵抗器Ｒ１５と、コンデンサＣ１６と、ダイオードＤ１７とを備える。なお、スイッチング素子ＳＣＲ１１は、たとえば、図５に示されるようなサイリスタを用いて構成してもよいし、トランジスタやＦＥＴなどの他の電気的なスイッチング素子や、その他機械的なスイッチング素子を用いて構成してもよい。   As shown in FIG. 5, the inrush current preventing unit 3 includes a switching element SCR11, a resistor R12, a capacitor C13, a resistor R14, a resistor R15, a capacitor C16, and a diode D17. Note that the switching element SCR11 may be configured by using, for example, a thyristor as shown in FIG. 5, using other electrical switching elements such as transistors and FETs, and other mechanical switching elements. It may be configured.

スイッチング素子ＳＣＲ１１のアノードは、第１のダイオードＤ５および第２のダイオードＤ６のカソードに接続される。スイッチング素子ＳＣＲ１１のカソードは、チョークコイルＬ９の一端に接続される。   The anode of the switching element SCR11 is connected to the cathodes of the first diode D5 and the second diode D6. The cathode of the switching element SCR11 is connected to one end of the choke coil L9.

抵抗器Ｒ１２は、スイッチング素子ＳＣＲ１１のアノードとカソードの間に並列に接続される。   The resistor R12 is connected in parallel between the anode and the cathode of the switching element SCR11.

コンデンサＣ１３、抵抗器Ｒ１４、抵抗器Ｒ１５の一端は、スイッチング素子ＳＣＲ１１のゲートに共通に接続される。コンデンサＣ１３および抵抗器Ｒ１４の他端は、スイッチング素子ＳＣＲ１１のカソードに共通に接続される。   One ends of the capacitor C13, the resistor R14, and the resistor R15 are commonly connected to the gate of the switching element SCR11. The other ends of the capacitor C13 and the resistor R14 are commonly connected to the cathode of the switching element SCR11.

抵抗器Ｒ１５の他端は、コンデンサＣ１６の一端とともに、ダイオードＤ１７のカソードに共通に接続される。   The other end of the resistor R15 is commonly connected to the cathode of the diode D17 together with one end of the capacitor C16.

コンデンサＣ１６の他端は、スイッチング素子ＳＣＲ１１のカソードに接続される。ダイオードＤ１７のアノードは、チョークコイルＬ９の他端とコンデンサＣ１０の接続ノードに接続される。   The other end of the capacitor C16 is connected to the cathode of the switching element SCR11. The anode of the diode D17 is connected to the connection node between the other end of the choke coil L9 and the capacitor C10.

（突入電流防止部３の動作）
次に、図５の突入電流防止部３の動作を説明する。 (Operation of inrush current prevention unit 3)
Next, the operation of the inrush current prevention unit 3 in FIG. 5 will be described.

まず、ＤＣ電源１の投入時は、スイッチング素子ＳＣＲ１１のゲートに接続されるコンデンサＣ１３に電荷が蓄えられていないので、スイッチング素子ＳＣＲ１１はオフである。抵抗器Ｒ１２の抵抗値をｒ１２とすると、ＤＣ電源１の投入時に流れる全突入電流の最大値Ｉｉは、式（Ａ６）を用いると、式（Ｂ１）で表わされる。   First, when the DC power source 1 is turned on, since no charge is stored in the capacitor C13 connected to the gate of the switching element SCR11, the switching element SCR11 is off. Assuming that the resistance value of the resistor R12 is r12, the maximum value Ii of the total inrush current that flows when the DC power source 1 is turned on is expressed by the equation (B1) using the equation (A6).

Ｉｉ ＝ Ｉｉ１＋Ｉｉ２＝（２＋ｎａ／ｎｂ）×Ｖｉｎ／ｒ１２…（Ｂ１）
したがって、抵抗器Ｒ１２によって突入電流を小さくすることができる。 Ii = Ii1 + Ii2 = (2 + na / nb) × Vin / r12 (B1)
Therefore, the inrush current can be reduced by the resistor R12.

次に、昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータの定常動作時の動作を述べる。
スイッチング素子ＳＷ７もしくはスイッチング素子ＳＷ８がオンの場合は、ＶＳ≧Ｖｏｕｔであるので、チョークコイルＬ９には、スイッチング素子ＳＣＲ１１のカソード側が高電位、コンデンサＣ１０側が低電位となるように、式（Ｂ２）で表わされる電圧が発生する。 Next, the operation at the time of steady operation of the step-up DC-DC converter will be described.
When the switching element SW7 or the switching element SW8 is on, VS ≧ Vout, so that the choke coil L9 has a high potential on the cathode side of the switching element SCR11 and a low potential on the capacitor C10 side according to the equation (B2). The represented voltage is generated.

ＶＳ−Ｖｏｕｔ…（Ｂ２）
チョークコイルＬ９には、スイッチング素子ＳＣＲ１１のカソード側が高電位、コンデンサＣ１０側が低電位となるように電圧が発生するため、ダイオードＤ１７に加わる電圧は逆電圧となる。このため、スイッチング素子ＳＷ７もしくはスイッチング素子ＳＷ８がオンの場合は、突入電流防止部３には電流が流れず、突入電流防止部３は昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータの動作に影響を及ぼさない。 VS-Vout (B2)
Since a voltage is generated in the choke coil L9 so that the cathode side of the switching element SCR11 is at a high potential and the capacitor C10 side is at a low potential, the voltage applied to the diode D17 is a reverse voltage. For this reason, when the switching element SW7 or the switching element SW8 is on, no current flows through the inrush current prevention unit 3, and the inrush current prevention unit 3 does not affect the operation of the step-up DC-DC converter.

スイッチング素子ＳＷ７およびスイッチング素子ＳＷ８の両方がオフの場合は、ＶＳ＝Ｖｉｎ≦Ｖｏｕｔであるので、チョークコイルＬ９には、スイッチング素子ＳＣＲ１１のカソード側が低電位、コンデンサＣ１０側が高電位となるように、式（Ｂ３）で表わされる電圧が発生する。   When both the switching element SW7 and the switching element SW8 are off, VS = Vin ≦ Vout, so that the choke coil L9 has an expression such that the cathode side of the switching element SCR11 is at a low potential and the capacitor C10 side is at a high potential. A voltage represented by (B3) is generated.

Ｖｏｕｔ−ＶＳ＝Ｖｏｕｔ−Ｖｉｎ…（Ｂ３）
チョークコイルＬ９には、スイッチング素子ＳＣＲ１１のカソード側が低電位、コンデンサＣ１０側が高電位となるように電圧が発生するため、ダイオードＤ１７に加わる電圧は順電圧となる。このため、ダイオードＤ１７の順電圧が無視できるほど小さいとすると、コンデンサＣ１６に発生する電圧ＶＣ１６およびＳＣＲ１１のゲートに発生する電圧ＶＣ１３は、式（Ｂ４）および式（Ｂ５）で表わされる。 Vout−VS = Vout−Vin (B3)
Since a voltage is generated in the choke coil L9 so that the cathode side of the switching element SCR11 is at a low potential and the capacitor C10 side is at a high potential, the voltage applied to the diode D17 is a forward voltage. For this reason, assuming that the forward voltage of the diode D17 is negligibly small, the voltage VC16 generated in the capacitor C16 and the voltage VC13 generated in the gate of the SCR 11 are expressed by the equations (B4) and (B5).

ＶＣ１６＝ Ｖｏｕｔ−Ｖｉｎ…（Ｂ４）
ＶＣ１３＝（Ｖｏｕｔ−Ｖｉｎ）×ｒ１４／（ｒ１４＋ｒ１５）…（Ｂ５）
ただし、ｒ１４は抵抗器Ｒ１４の抵抗値であり、ｒ１５は抵抗器Ｒ１５の抵抗値である。 VC16 = Vout−Vin (B4)
VC13 = (Vout−Vin) × r14 / (r14 + r15) (B5)
However, r14 is the resistance value of the resistor R14, and r15 is the resistance value of the resistor R15.

電圧ＶＣ１３がスイッチング素子ＳＣＲ１１のゲートトリガ電圧を超えると、スイッチング素子ＳＣＲ１１がオンし、抵抗器Ｒ１２が短絡される。よって、定常動作時は抵抗器Ｒ１２が短絡されるので、突入電流防止部３における損失が小さくなる。このように、スイッチング素子ＳＷ７およびスイッチング素子ＳＷ８の両方がオフの場合は、チョークコイルＬ９に蓄えられた励磁エネルギ−が、突入電流防止部３のスイッチング素子ＳＣＲ１１のゲートの駆動エネルギ−として回収および利用される。   When the voltage VC13 exceeds the gate trigger voltage of the switching element SCR11, the switching element SCR11 is turned on and the resistor R12 is short-circuited. Therefore, since the resistor R12 is short-circuited during the steady operation, the loss in the inrush current preventing unit 3 is reduced. Thus, when both the switching element SW7 and the switching element SW8 are off, the excitation energy stored in the choke coil L9 is recovered and used as the driving energy for the gate of the switching element SCR11 of the inrush current prevention unit 3. Is done.

なお、コンデンサＣ１６、Ｃ１３、Ｒ１４には、定常動作時にスイッチング素子ＳＣＲ１１がオフせず、かつＤＣ電源１が停電した場合に速やかにスイッチング素子ＳＣＲ１１をオフできるような時定数のものを使用する。また、ｒ１４とｒ１５の値は、電圧ＶＣ１３がスイッチング素子ＳＣＲ１１のゲートトリガ電圧以上、かつピ−クゲート順電圧以下になるように選定する。   Capacitors C16, C13, and R14 have time constants such that the switching element SCR11 is not turned off during steady operation, and the switching element SCR11 can be turned off quickly when the DC power source 1 fails. The values r14 and r15 are selected so that the voltage VC13 is not less than the gate trigger voltage of the switching element SCR11 and not more than the peak gate forward voltage.

以上のように、本実施の形態によれば、ＤＣ電源１の投入時には突入電流防止部３のインピ−ダンスを高くし、定常動作時には突入電流防止部３のインピ−ダンスを低くできるので、ＤＣ電源１の投入時の突入電流を小さくしつつ、定常動作時の損失も小さくすることができる。   As described above, according to the present embodiment, the impedance of the inrush current prevention unit 3 can be increased when the DC power supply 1 is turned on, and the impedance of the inrush current prevention unit 3 can be lowered during steady operation. While reducing the inrush current when the power supply 1 is turned on, the loss during steady operation can also be reduced.

また、本実施の形態によれば、チョークコイルＬ９の励磁エネルギ−を突入電流防止部３の駆動エネルギ−として回収できる。このため、第１のスイッチング素子ＳＷ７および第２のスイッチング素子ＳＷ８がともにオフになった際に、チョークコイルＬ９に蓄えられたエネルギ−が放出されて還流電流がコンデンサＣ１０→ＤＣ電源１→トランスＬ４→ダイオードＤ５およびダイオードＤ６→突入電流防止部３という大きなル−プを回って還流するのを防ぐことができ、各部品およびパタ−ンの抵抗分を還流電流が流れることによって発生する損失を低減することができる。   Further, according to the present embodiment, the excitation energy of the choke coil L9 can be recovered as the driving energy of the inrush current prevention unit 3. For this reason, when both the first switching element SW7 and the second switching element SW8 are turned off, the energy stored in the choke coil L9 is released and the return current is changed from the capacitor C10 to the DC power source 1 to the transformer L4. → Diode D5 and Diode D6 → A large loop of inrush current prevention unit 3 can be prevented from flowing back, and the loss caused by the flow of the flowing current through the resistance of each component and pattern is reduced. can do.

［実施の形態３］
図６は、実施の形態３における突入電流防止部３３の構成の一例を示す図である。図６において、実施の形態１および２と共通する部分については、同一の符号を付し、説明を繰り返さない。 [Embodiment 3]
FIG. 6 is a diagram illustrating an example of the configuration of the inrush current preventing unit 33 according to the third embodiment. In FIG. 6, portions common to Embodiments 1 and 2 are denoted by the same reference numerals, and description thereof will not be repeated.

図６に示すように、突入電流防止部３３は、スイッチング素子ＳＣＲ１１と、抵抗器Ｒ１２と、コンデンサＣ１３と、抵抗器Ｒ１４と、ダイオードＤ１７とを備える。   As illustrated in FIG. 6, the inrush current prevention unit 33 includes a switching element SCR11, a resistor R12, a capacitor C13, a resistor R14, and a diode D17.

実施の形態２において抵抗器Ｒ１４および抵抗器Ｒ１５によってチョークコイルＬ９の電圧を分圧し、スイッチング素子ＳＣＲ１１のゲート電圧ＶＣ１３を生成した代わりに、本実施の形態では、チョークコイルＬ９に中間タップを設けることによってチョークコイルＬ９の電圧を分圧し、スイッチング素子ＳＣＲ１１のゲート電圧ＶＣ１３を生成する。   In the second embodiment, instead of dividing the voltage of the choke coil L9 by the resistor R14 and the resistor R15 to generate the gate voltage VC13 of the switching element SCR11, in this embodiment, an intermediate tap is provided in the choke coil L9. To divide the voltage of the choke coil L9 to generate the gate voltage VC13 of the switching element SCR11.

スイッチング素子ＳＣＲ１１のアノードは、ダイオードＤ５およびダイオードＤ６のカソードに接続される。スイッチング素子ＳＣＲ１１のカソードは、チョークコイルＬ９の一端に接続される。抵抗器Ｒ１２は、スイッチング素子ＳＣＲ１１のアノードとカソードの間に並列に接続される。   The anode of the switching element SCR11 is connected to the cathodes of the diode D5 and the diode D6. The cathode of the switching element SCR11 is connected to one end of the choke coil L9. The resistor R12 is connected in parallel between the anode and the cathode of the switching element SCR11.

コンデンサＣ１３の一端、抵抗器Ｒ１４の一端およびダイオードＤ１７のカソードは、スイッチング素子ＳＣＲ１１のゲートに共通に接続される。コンデンサＣ１３の他端および抵抗器Ｒ１４の他端は、スイッチング素子ＳＣＲ１１のカソードに共通に接続される。   One end of the capacitor C13, one end of the resistor R14, and the cathode of the diode D17 are commonly connected to the gate of the switching element SCR11. The other end of the capacitor C13 and the other end of the resistor R14 are commonly connected to the cathode of the switching element SCR11.

ダイオードＤ１７のアノードは、チョークコイルＬ９を巻数ｎ１１と巻数ｎ１２に分割する点に設けられた中間タップＴＰ１に接続される。なお、図６にはスイッチング素子ＳＣＲ１１の記号としてサイリスタの記号を用いたが、トランジスタやＦＥＴなどの他の電気的なスイッチング素子や、その他機械的なスイッチング素子を用いた構成であっても良い。   The anode of the diode D17 is connected to an intermediate tap TP1 provided at a point where the choke coil L9 is divided into the number of turns n11 and the number of turns n12. In FIG. 6, the symbol of the thyristor is used as the symbol of the switching element SCR11. However, other electrical switching elements such as transistors and FETs, and other mechanical switching elements may be used.

この実施の形態の突入電流防止部３３も、実施の形態２と同様の動作を行う。ただし、この実施の形態では、抵抗器Ｒ１４および抵抗器Ｒ１５によってチョークコイルＬ９の電圧を分圧し、スイッチング素子ＳＣＲ１１のゲート電圧ＶＣ１３を生成する代わりに、チョークコイルＬ９に中間タップＴＰ１を設けることによってチョークコイルＬ９の電圧を分圧し、スイッチング素子ＳＣＲ１１のゲート電圧ＶＣ１３を生成している点が、実施の形態２と異なる。   The inrush current prevention unit 33 of this embodiment also performs the same operation as that of the second embodiment. However, in this embodiment, instead of dividing the voltage of the choke coil L9 by the resistors R14 and R15 and generating the gate voltage VC13 of the switching element SCR11, the choke coil L9 is provided with the intermediate tap TP1 to choke. The difference from the second embodiment is that the voltage of the coil L9 is divided to generate the gate voltage VC13 of the switching element SCR11.

スイッチング素子ＳＷ７およびスイッチング素子ＳＷ８がともにオフになった際にＳＣＲ１１のゲートに発生する電圧ＶＣ１３は、式（Ｃ１）で表わされる。   A voltage VC13 generated at the gate of the SCR 11 when both the switching element SW7 and the switching element SW8 are turned off is expressed by the equation (C1).

ＶＣ１３＝（Ｖｏｕｔ−Ｖｉｎ）×ｎ１１／（ｎ１１＋ｎ１２）…（Ｃ１）
電圧ＶＣ１３がスイッチング素子ＳＣＲ１１のゲートトリガ電圧を超えると、スイッチング素子ＳＣＲ１１がオンし、抵抗器Ｒ１２が短絡される。なお、ＤＣ電源１の投入時の動作と、スイッチング素子ＳＷ７とスイッチング素子ＳＷ８のいずれかがオンのときの動作は、実施の形態２と同様である。 VC13 = (Vout−Vin) × n11 / (n11 + n12) (C1)
When the voltage VC13 exceeds the gate trigger voltage of the switching element SCR11, the switching element SCR11 is turned on and the resistor R12 is short-circuited. The operation when DC power source 1 is turned on and the operation when either switching element SW7 or switching element SW8 is on are the same as in the second embodiment.

この実施の形態においても、実施の形態２と同様の効果を得ることができる。
［実施の形態４］
図７は、実施の形態４における突入電流防止部４３の構成の一例を示す図である。図７において、実施の形態１〜３と共通する部分については、同一の符号を付し、説明を繰り返さない。 Also in this embodiment, the same effect as in the second embodiment can be obtained.
[Embodiment 4]
FIG. 7 is a diagram illustrating an example of the configuration of the inrush current preventing unit 43 according to the fourth embodiment. In FIG. 7, portions common to the first to third embodiments are denoted by the same reference numerals and description thereof is not repeated.

図７に示すように、突入電流防止部４３は、スイッチング素子ＳＣＲ１１と、抵抗器Ｒ１２と、コンデンサＣ１３と、抵抗器Ｒ１４と、ダイオードＤ１７と、巻線Ｌ１８とを備える。   As shown in FIG. 7, the inrush current prevention unit 43 includes a switching element SCR11, a resistor R12, a capacitor C13, a resistor R14, a diode D17, and a winding L18.

本実施の形態では、チョークコイルＬ９と結合するように巻線Ｌ１８を巻き足し、巻線Ｌ１８に発生する電圧によって突入電流防止部３を駆動している。なお、チョークコイルＬ９と巻線Ｌ８は、互いの磁束を強めあう向きに巻かれている。チョークコイルＬ９の巻数はｎ１３であり、巻線Ｌ１８の巻数はｎ１４である。   In the present embodiment, the winding L18 is added so as to be coupled to the choke coil L9, and the inrush current prevention unit 3 is driven by the voltage generated in the winding L18. Note that the choke coil L9 and the winding L8 are wound in such a direction as to strengthen each other's magnetic flux. The number of turns of the choke coil L9 is n13, and the number of turns of the winding L18 is n14.

スイッチング素子ＳＣＲ１１のアノードは、ダイオードＤ５およびダイオードＤ６のカソードに接続される。スイッチング素子ＳＣＲ１１のカソードは、チョークコイルＬ９の巻き始めの点に接続される。抵抗器Ｒ１２はスイッチング素子ＳＣＲ１１のアノードとカソードの間に並列に接続される。   The anode of the switching element SCR11 is connected to the cathodes of the diode D5 and the diode D6. The cathode of the switching element SCR11 is connected to the winding start point of the choke coil L9. The resistor R12 is connected in parallel between the anode and the cathode of the switching element SCR11.

コンデンサＣ１３、抵抗器Ｒ１４の一端およびダイオードＤ１７のカソードは、スイッチング素子ＳＣＲ１１のゲートに共通に接続される。コンデンサＣ１３および抵抗器Ｒ１４の他端は、スイッチング素子ＳＣＲ１１のカソードに共通に接続される。ダイオードＤ１７のアノードは、巻線Ｌ１８の巻き終わりの点に接続される。巻線Ｌ１８は、チョークコイルＬ９と互いの磁束を強めあう向きに結合するように巻かれており、巻線Ｌ１８の巻き始めの点は、チョークコイルＬ９の巻き始めの点に接続されている。   Capacitor C13, one end of resistor R14, and the cathode of diode D17 are commonly connected to the gate of switching element SCR11. The other ends of the capacitor C13 and the resistor R14 are commonly connected to the cathode of the switching element SCR11. The anode of the diode D17 is connected to the winding end point of the winding L18. The winding L18 is wound so as to be coupled to the choke coil L9 in a direction in which mutual magnetic fluxes are strengthened, and the winding start point of the winding L18 is connected to the winding start point of the choke coil L9.

この実施の形態の突入電流防止部４３も、実施の形態２および実施の形態３と同様の動作を行う。ただし、チョークコイルＬ９と結合するように巻線Ｌ１８を巻き、巻線Ｌ１８に誘導される電圧からスイッチング素子ＳＣＲ１１のゲート電圧ＶＣ１３を生成している点が、実施の形態２および実施の形態３と異なる。   The inrush current preventing unit 43 of this embodiment also performs the same operation as in the second and third embodiments. However, the winding L18 is wound so as to be coupled to the choke coil L9, and the gate voltage VC13 of the switching element SCR11 is generated from the voltage induced in the winding L18. Different.

スイッチング素子ＳＷ７およびスイッチング素子ＳＷ８がともにオフになった際にＳＣＲ１１のゲートに発生する電圧ＶＣ１３は、式（Ｄ１）で表わされる。   A voltage VC13 generated at the gate of the SCR 11 when both the switching element SW7 and the switching element SW8 are turned off is expressed by the equation (D1).

ＶＣ１３＝（Ｖｏｕｔ−Ｖｉｎ）×ｎ１４／ｎ１３…（Ｄ１）
電圧ＶＣ１３がスイッチング素子ＳＣＲ１１のゲートトリガ電圧を超えると、スイッチング素子ＳＣＲ１１がオンし、抵抗器Ｒ１２が短絡される。なお、ＤＣ電源１の投入時の動作と、スイッチング素子ＳＷ７とスイッチング素子ＳＷ８のいずれかがオンのときの動作は、実施の形態２および実施の形態３と同様である。 VC13 = (Vout−Vin) × n14 / n13 (D1)
When the voltage VC13 exceeds the gate trigger voltage of the switching element SCR11, the switching element SCR11 is turned on and the resistor R12 is short-circuited. The operation when DC power supply 1 is turned on and the operation when either switching element SW7 or switching element SW8 is on are the same as those in the second and third embodiments.

この実施の形態においても、実施の形態２と同様の効果を得ることができる。
［実施の形態４の変形例］
図８は、実施の形態４の変形例における突入電流防止部４４の構成の一例を示す図である。本変形例では、突入電流防止部４４に、実施の形態２で述べたような抵抗器Ｒ１４、抵抗器Ｒ１５による分圧回路を加えている。図８において、スイッチング素子ＳＷ７およびスイッチング素子ＳＷ８がともにオフになった際にＳＣＲ１１のゲートに発生する電圧ＶＣ１３は、式（Ｄ２）で表わされる。 Also in this embodiment, the same effect as in the second embodiment can be obtained.
[Modification of Embodiment 4]
FIG. 8 is a diagram illustrating an example of the configuration of the inrush current prevention unit 44 according to a modification of the fourth embodiment. In this modification, the voltage dividing circuit by the resistor R14 and the resistor R15 as described in the second embodiment is added to the inrush current prevention unit 44. In FIG. 8, voltage VC13 generated at the gate of SCR 11 when both switching element SW7 and switching element SW8 are turned off is expressed by equation (D2).

ＶＣ１３＝（Ｖｏｕｔ−Ｖｉｎ）×ｎ１４／ｎ１３×ｒ１４／（ｒ１４＋ｒ１５）…（Ｄ２）
電圧ＶＣ１３がスイッチング素子ＳＣＲ１１のゲートトリガ電圧を超えると、スイッチング素子ＳＣＲ１１がオンし、抵抗器Ｒ１２が短絡される。なお、ＤＣ電源１の投入時の動作と、スイッチング素子ＳＷ７とスイッチング素子ＳＷ８のいずれかがオンのときの動作は、実施の形態２および実施の形態３と同様である。 VC13 = (Vout−Vin) × n14 / n13 × r14 / (r14 + r15) (D2)
When the voltage VC13 exceeds the gate trigger voltage of the switching element SCR11, the switching element SCR11 is turned on and the resistor R12 is short-circuited. The operation when DC power supply 1 is turned on and the operation when either switching element SW7 or switching element SW8 is on are the same as those in the second and third embodiments.

この変形例においても、実施の形態２と同様の効果を得ることができる。
［実施の形態５］
図９は、実施の形態５における突入電流防止部５３の構成の一例を示す図である。図９において、実施の形態１〜４と共通する部分については、同一の符号を付し、説明を繰り返さない。 Also in this modification, the same effect as in the second embodiment can be obtained.
[Embodiment 5]
FIG. 9 is a diagram illustrating an example of the configuration of the inrush current preventing unit 53 according to the fifth embodiment. In FIG. 9, portions common to the first to fourth embodiments are denoted by the same reference numerals, and description thereof is not repeated.

図９に示すように、突入電流防止部５３は、スイッチング素子ＳＣＲ１１と、抵抗器Ｒ１２と、コンデンサＣ１３と、抵抗器Ｒ１４と、ダイオードＤ１７と、巻線Ｌ１８とを備える。   As shown in FIG. 9, the inrush current prevention unit 53 includes a switching element SCR11, a resistor R12, a capacitor C13, a resistor R14, a diode D17, and a winding L18.

この実施の形態では、チョークコイルＬ９と結合するように巻線Ｌ１８を巻き足し、巻線Ｌ１８に発生する電圧によって突入電流防止部３を駆動している。なお、チョークコイルＬ９と巻線Ｌ８は、互いの磁束を打ち消す向きに巻かれている。   In this embodiment, the winding L18 is added so as to be coupled to the choke coil L9, and the inrush current prevention unit 3 is driven by the voltage generated in the winding L18. The choke coil L9 and the winding L8 are wound in a direction that cancels the mutual magnetic flux.

スイッチング素子ＳＣＲ１１のアノードは、ダイオードＤ５およびダイオードＤ６のカソードに接続される。スイッチング素子ＳＣＲ１１のカソードは、チョークコイルＬ９の巻き始めの点に接続される。   The anode of the switching element SCR11 is connected to the cathodes of the diode D5 and the diode D6. The cathode of the switching element SCR11 is connected to the winding start point of the choke coil L9.

抵抗器Ｒ１２はスイッチング素子ＳＣＲ１１のアノードとカソードの間に並列に接続される。   The resistor R12 is connected in parallel between the anode and the cathode of the switching element SCR11.

コンデンサＣ１３、抵抗器Ｒ１４の一端およびダイオードＤ１７のカソードは、スイッチング素子ＳＣＲ１１のゲートに共通に接続される。コンデンサＣ１３および抵抗器Ｒ１４の他端は、スイッチング素子ＳＣＲ１１のカソードに共通に接続される。ダイオードＤ１７のアノードは、巻線Ｌ１８の巻き終わりの点に接続される。巻線Ｌ１８は、チョークコイルＬ９と、互いの磁束を打ち消しあう向きに結合するように巻かれており、巻線Ｌ１８の巻き始めの点は、チョークコイルＬ９の巻き終わりの点に接続されている。   Capacitor C13, one end of resistor R14, and the cathode of diode D17 are commonly connected to the gate of switching element SCR11. The other ends of the capacitor C13 and the resistor R14 are commonly connected to the cathode of the switching element SCR11. The anode of the diode D17 is connected to the winding end point of the winding L18. The winding L18 is wound so as to be coupled to the choke coil L9 so as to cancel each other's magnetic flux, and the winding start point of the winding L18 is connected to the winding end point of the choke coil L9. .

この実施の形態の突入電流防止部５３も、実施の形態４と同様の動作を行う。ただし、チョークコイルＬ９と巻線Ｌ１８が磁束を打ち消しあう向きに巻かれている点が、実施の形態４と異なる。   The inrush current preventing unit 53 of this embodiment also performs the same operation as that of the fourth embodiment. However, it differs from the fourth embodiment in that the choke coil L9 and the winding L18 are wound in a direction that cancels the magnetic flux.

スイッチング素子ＳＷ７およびスイッチング素子ＳＷ８がともにオフになった際にＳＣＲ１１のゲートに発生する電圧ＶＣ１３は、式（Ｅ１）で表わされる。   A voltage VC13 generated at the gate of the SCR 11 when both the switching element SW7 and the switching element SW8 are turned off is expressed by the equation (E1).

ＶＣ１３＝ （Ｖｏｕｔ−Ｖｉｎ）×ｎ１４／ｎ１３…（Ｅ１）
電圧ＶＣ１３がスイッチング素子ＳＣＲ１１のゲートトリガ電圧を超えると、スイッチング素子ＳＣＲ１１がオンし、抵抗器Ｒ１２が短絡される。なお、ＤＣ電源１の投入時の動作と、スイッチング素子ＳＷ７とスイッチング素子ＳＷ８のいずれかがオンのときの動作は、実施の形態２〜実施の形態４と同様である。 VC13 = (Vout−Vin) × n14 / n13 (E1)
When the voltage VC13 exceeds the gate trigger voltage of the switching element SCR11, the switching element SCR11 is turned on and the resistor R12 is short-circuited. The operation when the DC power source 1 is turned on and the operation when either the switching element SW7 or the switching element SW8 is on are the same as those in the second to fourth embodiments.

この実施の形態においても、実施の形態２と同様の効果を得ることができる。
［実施の形態５の変形例］
図１０は、実施の形態５の変形例における突入電流防止部５４の構成の一例を示す図である。本変形例では、突入電流防止部５４に、実施の形態２で述べたような抵抗器Ｒ１４、抵抗器Ｒ１５による分圧回路を加えている。図１０において、スイッチング素子ＳＷ７およびスイッチング素子ＳＷ８がともにオフになった際にＳＣＲ１１のゲートに発生する電圧ＶＣ１３は、式（Ｅ２）で表わされる。 Also in this embodiment, the same effect as in the second embodiment can be obtained.
[Modification of Embodiment 5]
FIG. 10 is a diagram illustrating an example of the configuration of the inrush current preventing unit 54 according to a modification of the fifth embodiment. In this modification, a voltage dividing circuit including the resistor R14 and the resistor R15 as described in the second embodiment is added to the inrush current prevention unit 54. In FIG. 10, the voltage VC13 generated at the gate of the SCR 11 when both the switching element SW7 and the switching element SW8 are turned off is expressed by the equation (E2).

ＶＣ１３＝（Ｖｏｕｔ−Ｖｉｎ）×ｎ１４／ｎ１３×ｒ１４／（ｒ１４＋ｒ１５）…（Ｅ２）
電圧ＶＣ１３がスイッチング素子ＳＣＲ１１のゲートトリガ電圧を超えると、スイッチング素子ＳＣＲ１１がオンし、抵抗器Ｒ１２が短絡される。なお、ＤＣ電源１の投入時の動作と、スイッチング素子ＳＷ７とスイッチング素子ＳＷ８のいずれかがオンのときの動作は、実施の形態４と同様である。 VC13 = (Vout−Vin) × n14 / n13 × r14 / (r14 + r15) (E2)
When the voltage VC13 exceeds the gate trigger voltage of the switching element SCR11, the switching element SCR11 is turned on and the resistor R12 is short-circuited. The operation when the DC power source 1 is turned on and the operation when either the switching element SW7 or the switching element SW8 is on are the same as in the fourth embodiment.

この変形例においても、実施の形態２と同様の効果を得ることができる。
［実施の形態６]
図１１は、実施の形態６における突入電流防止部６３の構成の一例を示す図である。図１１において、実施の形態１〜５と共通する部分については、同一の符号を付し、説明を繰り返さない。 Also in this modification, the same effect as in the second embodiment can be obtained.
[Embodiment 6]
FIG. 11 is a diagram illustrating an example of the configuration of the inrush current preventing unit 63 according to the sixth embodiment. In FIG. 11, parts common to the first to fifth embodiments are denoted by the same reference numerals, and description thereof is not repeated.

図１１は、図５の抵抗器Ｒ１２を、チョークコイルＬ１９に置き換えた構成である。
ＤＣ電源１の投入時にはスイッチング素子ＳＣＲ１１がオフであるため、突入電流は、チョークコイルＬ１９を通ってチョークコイルＬ９に流れる。昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータのコンデンサＣ１０の充電が終わり、昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータが定常動作に入るとスイッチング素子ＳＣＲ１１がオンになり、チョークコイルＬ１９の両端が短絡される。つまり、この実施の形態では、ＤＣ電源１の投入時の昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータのインダクタンス値は、定常動作時の昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータのインダクタンス値よりも大きくなる。 FIG. 11 shows a configuration in which the resistor R12 of FIG. 5 is replaced with a choke coil L19.
Since the switching element SCR11 is off when the DC power source 1 is turned on, the inrush current flows to the choke coil L9 through the choke coil L19. When charging of the capacitor C10 of the step-up DC-DC converter ends and the step-up DC-DC converter enters a steady operation, the switching element SCR11 is turned on, and both ends of the choke coil L19 are short-circuited. That is, in this embodiment, the inductance value of the step-up DC-DC converter when the DC power source 1 is turned on is larger than the inductance value of the step-up DC-DC converter during steady operation.

チョークコイルＬ１９には電流の変化を妨げる働きがあるので、この実施の形態を用いると、ＤＣ電源１投入時の突入電流の立ち上がりを緩やかにすることができ、突入電流のピ−ク値を小さくすることができる。従って、この実施の形態によっても、実施の形態２〜実施の形態５と同様の効果を得ることができる。   Since the choke coil L19 has a function of preventing a change in current, the use of this embodiment makes it possible to moderate the rise of the inrush current when the DC power source 1 is turned on, and to reduce the peak value of the inrush current. can do. Therefore, this embodiment can provide the same effects as those of the second to fifth embodiments.

［実施の形態６の変形例１］
図１２は、実施の形態６の変形例１における突入電流防止部６５の構成の一例を示す図である。図１２において、実施の形態１〜５と共通する部分については、同一の符号を付し、説明を繰り返さない。図１２は、図６の抵抗器Ｒ１２を、チョークコイル１９に置き換えた構成である。本変形例によっても、実施の形態２〜実施の形態６と同様の効果を得ることができる。 [Modification 1 of Embodiment 6]
FIG. 12 is a diagram illustrating an example of the configuration of the inrush current preventing unit 65 in the first modification of the sixth embodiment. In FIG. 12, portions common to the first to fifth embodiments are denoted by the same reference numerals, and description thereof is not repeated. FIG. 12 shows a configuration in which the resistor R12 of FIG. Also by this modification, the same effects as those of the second to sixth embodiments can be obtained.

［実施の形態６の変形例２］
図１３は、実施の形態６の変形例２における突入電流防止部６６の構成の一例を示す図である。図１３において、実施の形態１〜５と共通する部分については、同一の符号を付し、説明を繰り返さない。図１３は、図７の抵抗器Ｒ１２を、チョークコイル１９に置き換えた構成である。本変形例によっても、実施の形態２〜実施の形態６と同様の効果を得ることができる。 [Modification 2 of Embodiment 6]
FIG. 13 is a diagram illustrating an example of the configuration of the inrush current preventing unit 66 according to the second modification of the sixth embodiment. In FIG. 13, portions common to the first to fifth embodiments are denoted by the same reference numerals, and description thereof is not repeated. FIG. 13 shows a configuration in which the resistor R12 of FIG. Also by this modification, the same effects as those of the second to sixth embodiments can be obtained.

［実施の形態６の変形例３］
図１４は、実施の形態６の変形例３における突入電流防止部６７の構成の一例を示す図である。図１４において、実施の形態１〜５と共通する部分については、同一の符号を付し、説明を繰り返さない。図１４は、図８の抵抗器Ｒ１２を、チョークコイル１９に置き換えた構成である。本変形例によっても、実施の形態２〜実施の形態６と同様の効果を得ることができる。 [Modification 3 of Embodiment 6]
FIG. 14 is a diagram illustrating an example of the configuration of the inrush current preventing unit 67 according to the third modification of the sixth embodiment. In FIG. 14, portions common to the first to fifth embodiments are denoted by the same reference numerals, and description thereof is not repeated. FIG. 14 shows a configuration in which the resistor R12 of FIG. Also by this modification, the same effects as those of the second to sixth embodiments can be obtained.

［実施の形態６の変形例４］
図１５は、実施の形態６の変形例４における突入電流防止部６８の構成の一例を示す図である。図１５において、実施の形態１〜５と共通する部分については、同一の符号を付し、説明を繰り返さない。図１５は、図９の抵抗器Ｒ１２を、チョークコイル１９に置き換えた構成である。本変形例によっても、実施の形態２〜実施の形態６と同様の効果を得ることができる。 [Modification 4 of Embodiment 6]
FIG. 15 is a diagram illustrating an example of the configuration of the inrush current preventing unit 68 according to the fourth modification of the sixth embodiment. In FIG. 15, portions common to the first to fifth embodiments are denoted by the same reference numerals, and description thereof is not repeated. FIG. 15 shows a configuration in which the resistor R12 of FIG. Also by this modification, the same effects as those of the second to sixth embodiments can be obtained.

［実施の形態６の変形例５］
図１６は、実施の形態６の変形例５における突入電流防止部６９の構成の一例を示す図である。図１６において、実施の形態１〜５と共通する部分については、同一の符号を付し、説明を繰り返さない。図１６は、図１０の抵抗器Ｒ１２を、チョークコイル１９に置き換えた構成である。本変形例によっても、実施の形態２〜実施の形態６と同様の効果を得ることができる。 [Modification 5 of Embodiment 6]
FIG. 16 is a diagram illustrating an example of the configuration of the inrush current preventing unit 69 according to the fifth modification of the sixth embodiment. In FIG. 16, parts common to the first to fifth embodiments are denoted by the same reference numerals and description thereof is not repeated. FIG. 16 shows a configuration in which the resistor R12 of FIG. Also by this modification, the same effects as those of the second to sixth embodiments can be obtained.

［実施の形態７］
図１７は、実施の形態７における昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ７０の全体構成の一例を表す図である。図１７において、実施の形態１〜６と共通する部分については、同一の符号を付し、説明を繰り返さない。 [Embodiment 7]
FIG. 17 is a diagram illustrating an example of the overall configuration of step-up DC-DC converter 70 according to the seventh embodiment. In FIG. 17, parts common to the first to sixth embodiments are denoted by the same reference numerals and description thereof is not repeated.

この実施の形態は、実施の形態１におけるトランスＬ４の第１の巻線Ｌ４ａおよび第２の巻線Ｌ４ｂそれぞれに対して、さらに巻線Ｌ４ｃおよびＬ４ｄが巻き足された構成であり、第１の巻線Ｌ４ａと巻線Ｌ４ｃの接続点である中間タップＴＰ２および第２の巻線Ｌ４ｂと巻線Ｌ４ｄの接続点である中間タップＴＰ３を、それぞれ第１のスイッチング素子ＳＷ７および第２のスイッチング素子ＳＷ８のそれぞれのドレインに接続している。また、巻線Ｌ４ｃおよび巻線Ｌ４ｄの他端を、それぞれ第１のダイオードＤ５のアノードと、第２のダイオードＤ６のアノードに接続している。   In this embodiment, the windings L4c and L4d are further added to the first winding L4a and the second winding L4b of the transformer L4 in the first embodiment, respectively. An intermediate tap TP2 that is a connection point between the winding L4a and the winding L4c and an intermediate tap TP3 that is a connection point between the second winding L4b and the winding L4d are respectively connected to the first switching element SW7 and the second switching element SW8. Connected to each drain. The other ends of the winding L4c and the winding L4d are connected to the anode of the first diode D5 and the anode of the second diode D6, respectively.

ここで、トランスＬ４の第１の巻線Ｌ４ａの巻数をｎ１、第２の巻線Ｌ４ｂの巻数をｎ２ 、巻き足された巻線Ｌ４ｃの巻数をｎ３、巻線Ｌ４ｄの巻数をｎ４ とする。実施の形態１と同様に、制御部２によって、ＤＣ出力電圧Ｖｏｕｔが一定となるように第１のスイッチング素子ＳＷ７のオン時間ｔａおよび第２のスイッチング素子ＳＷ８のオン時間ｔｂを制御すると、ダイオードＤ５およびＤ６の順電圧を無視した場合のＤＣ出力電圧Ｖｏｕｔは式（Ｆ１）で表わされる。   Here, the number of turns of the first winding L4a of the transformer L4 is n1, the number of turns of the second winding L4b is n2, the number of turns of the added winding L4c is n3, and the number of turns of the winding L4d is n4. Similarly to the first embodiment, when the controller 2 controls the on-time ta of the first switching element SW7 and the on-time tb of the second switching element SW8 so that the DC output voltage Vout becomes constant, the diode D5 The DC output voltage Vout when the forward voltage of D6 is ignored is expressed by the formula (F1).

Ｖｏｕｔ ＝{１＋（ｎ２＋ｎ４）×ｔａ／（ｎ１×Ｔ）＋（ｎ１＋ｎ３）×ｔｂ／（ｎ２×Ｔ）}×Ｖｉｎ…（Ｆ１）
ただし、第１のスイッチング素子ＳＷ７と第２のスイッチング素子ＳＷ８の同時オンを防ぐため、第１のスイッチング素子ＳＷ７と第２のスイッチング素子ＳＷ８のそれぞれのデュ−ティ比（オン時間／Ｔ）の和は、式（Ｆ２）に示すように１以下とする必要がある。 Vout = {1+ (n2 + n4) × ta / (n1 × T) + (n1 + n3) × tb / (n2 × T)} × Vin (F1)
However, in order to prevent the first switching element SW7 and the second switching element SW8 from being turned on simultaneously, the sum of the respective duty ratios (ON time / T) of the first switching element SW7 and the second switching element SW8. Needs to be 1 or less as shown in Formula (F2).

ｔａ／Ｔ＋ｔｂ／Ｔ≦１…（Ｆ２）
この実施の形態によれば、トランスＬ４の巻数ｎ１、ｎ２、ｎ３、ｎ４を変更することで、ＤＣ出力電圧Ｖｏｕｔを２×Ｖｉｎ以上の任意の電圧に昇圧することができる。 ta / T + tb / T ≦ 1 (F2)
According to this embodiment, the DC output voltage Vout can be boosted to an arbitrary voltage equal to or higher than 2 × Vin by changing the number of turns n1, n2, n3, and n4 of the transformer L4.

［実施の形態８］
図１８は、実施の形態８における昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ８０の全体構成の一例を表す図である。図１８において、実施の形態１〜７と共通する部分については、同一の符号を付し、説明を繰り返さない。 [Embodiment 8]
FIG. 18 is a diagram illustrating an example of the overall configuration of step-up DC-DC converter 80 according to the eighth embodiment. In FIG. 18, portions common to the first to seventh embodiments are denoted by the same reference numerals, and description thereof is not repeated.

この実施の形態は、実施の形態１におけるトランスＬ４の第１の巻線Ｌ４ａおよび第２の巻線Ｌ４ｂそれぞれに対して、さらに巻線Ｌ４ＣおよびＬ４Ｄが巻き足された構成であり、第１の巻線Ｌ４ａと巻線Ｌ４ｃの接続点である中間タップＴＰ２および第２の巻線Ｌ４ｂと巻線Ｌ４ｄの接続点である中間タップＴＰ２を、それぞれ第１のダイオードＤ５のアノードと、第２のダイオードＤ６のアノードに接続している。また、巻線Ｌ４ｃおよび巻線Ｌ４ｄの他端を、第１のスイッチング素子ＳＷ７および第２のスイッチング素子ＳＷ８のそれぞれのドレインに接続している。   In this embodiment, the windings L4C and L4D are further added to the first winding L4a and the second winding L4b of the transformer L4 in the first embodiment, respectively. The intermediate tap TP2 which is a connection point between the winding L4a and the winding L4c and the intermediate tap TP2 which is a connection point between the second winding L4b and the winding L4d are respectively connected to the anode of the first diode D5 and the second diode. It is connected to the anode of D6. The other ends of the winding L4c and the winding L4d are connected to the drains of the first switching element SW7 and the second switching element SW8.

ここで、トランスＬ４の第１の巻線Ｌ４ａの巻数をｎ１、第２の巻線Ｌ４ｂの巻数をｎ２、巻き足された巻線Ｌ４ｃの巻数をｎ３、巻線Ｌ４ｄの巻数をｎ４ とする。実施の形態１と同様に、制御部２によって、ＤＣ出力電圧Ｖｏｕｔが一定となるように第１のスイッチング素子ＳＷ７ のオン時間ｔａおよび第２のスイッチング素子ＳＷ８のオン時間ｔｂを制御すると、ダイオードＤ５およびＤ６の順電圧を無視した場合のＤＣ出力電圧Ｖｏｕｔは式（Ｇ１）で表わされる。   Here, the number of turns of the first winding L4a of the transformer L4 is n1, the number of turns of the second winding L4b is n2, the number of turns of the added winding L4c is n3, and the number of turns of the winding L4d is n4. Similarly to the first embodiment, when the controller 2 controls the on-time ta of the first switching element SW7 and the on-time tb of the second switching element SW8 so that the DC output voltage Vout becomes constant, the diode D5 The DC output voltage Vout when the forward voltage of D6 is ignored is expressed by the equation (G1).

Ｖｏｕｔ＝ （ｎ２／（ｎ１＋ｎ３）×Ｖｉｎ×ｔａ＋ｎ１／（ｎ２＋ｎ４）×Ｖｉｎ×ｔｂ）／Ｔ＋Ｖｉｎ…（Ｇ１）
ただし、第１のスイッチング素子ＳＷ７と第２のスイッチング素子ＳＷ８の同時オンを防ぐため、第１のスイッチング素子ＳＷ７と第２のスイッチング素子ＳＷ８のそれぞれのデュ−ティ比（オン時間／Ｔ）の和は、式（Ｇ２）に示すように１以下とする必要がある。 Vout = (n2 / (n1 + n3) × Vin × ta + n1 / (n2 + n4) × Vin × tb) / T + Vin (G1)
However, in order to prevent the first switching element SW7 and the second switching element SW8 from being turned on simultaneously, the sum of the respective duty ratios (ON time / T) of the first switching element SW7 and the second switching element SW8. Needs to be 1 or less as shown in Formula (G2).

ｔａ／Ｔ＋ｔｂ／Ｔ≦１…（Ｇ２）
図１９は、実施の形態８における、第１のスイッチング素子ＳＷ７のオン／オフ状態、第２のスイッチング素子ＳＷ８のオン／オフ状態、第１のダイオードＤ５および第２のダイオードＤ６のカソード電圧ＶＳの波形の一例を示す図である。 ta / T + tb / T ≦ 1 (G2)
FIG. 19 shows the on / off state of the first switching element SW7, the on / off state of the second switching element SW8, the cathode voltage VS of the first diode D5 and the second diode D6 in the eighth embodiment. It is a figure which shows an example of a waveform.

図１９に示すように、第１のスイッチング素子ＳＷ７のデュ−ティ比は０．１２５であり、第２のスイッチング素子ＳＷ８のデュ−ティ比は０．５であり、式（Ｇ２）を満たす。   As shown in FIG. 19, the duty ratio of the first switching element SW7 is 0.125, and the duty ratio of the second switching element SW8 is 0.5, which satisfies the equation (G2).

ＤＣ出力電圧Ｖｏｕｔ＜２×Ｖｉｎの場合、この実施の形態における電圧ＶＳのリプル率は、実施の形態１における電圧ＶＳのリプル率よりも小さくなる。なお、リプル率は式（Ｇ３）で表される。   When DC output voltage Vout <2 × Vin, the ripple ratio of voltage VS in this embodiment is smaller than the ripple ratio of voltage VS in the first embodiment. The ripple rate is expressed by the formula (G3).

リプル率 ＝ （最大値と最小値の差）／（平均値） …（Ｇ３）
電圧ＶＳのリプル率が小さくなると、ＤＣ出力電圧ＶｏｕｔおよびＤＣ−ＤＣコンバータ出力電流のリプルが小さくなるため、電磁ノイズが減少する。また、たとえばコンデンサＣ１０に電解コンデンサを使用するような場合、ＤＣ−ＤＣコンバータ出力電流のリプルが小さくなると、コンデンサＣ１０の自己発熱が小さくなるため、コンデンサＣ１０の寿命が長くなる。また、チョークコイルＬ９を流れる電流のリプルが減少するので、チョークコイルＬ９を流れる電流の実効値が低くなり、チョークコイルＬ９の銅損が小さくなる。このため、チョークコイルＬ９の巻線径を細くすることができるので、チョークコイルＬ９の外形を小型化することができる。 Ripple rate = (Difference between maximum value and minimum value) / (Average value) (G3)
When the ripple ratio of the voltage VS is reduced, the ripple of the DC output voltage Vout and the DC-DC converter output current is reduced, so that electromagnetic noise is reduced. For example, when an electrolytic capacitor is used for the capacitor C10, if the ripple of the DC-DC converter output current is reduced, the self-heating of the capacitor C10 is reduced, and thus the life of the capacitor C10 is extended. Further, since the ripple of the current flowing through the choke coil L9 is reduced, the effective value of the current flowing through the choke coil L9 is reduced, and the copper loss of the choke coil L9 is reduced. For this reason, since the winding diameter of choke coil L9 can be made thin, the external shape of choke coil L9 can be reduced in size.

さらに、この実施の形態を用いると、チョークコイルＬ９の両端に加わる電圧の電圧値の変動幅が小さくなるため、チョークコイルＬ９の磁束密度の変化量を小さくすることができ、鉄損が減少する。   Furthermore, when this embodiment is used, since the fluctuation range of the voltage value of the voltage applied to both ends of the choke coil L9 is reduced, the amount of change in the magnetic flux density of the choke coil L9 can be reduced, and the iron loss is reduced. .

加えて、チョークコイルＬ９の磁束密度の最大値も小さくすることができるため、チョークコイルＬ９に飽和磁束密度の小さいコア材を使うことができ、コア材の選択肢が広くなる。また、一般的に飽和磁束密度の小さいコア材ほど透磁率が高いので、外形の小さなコアで必要なインダクタンス値を得ることができる。   In addition, since the maximum value of the magnetic flux density of the choke coil L9 can be reduced, a core material having a low saturation magnetic flux density can be used for the choke coil L9, and the choice of the core material is widened. In general, a core material having a lower saturation magnetic flux density has a higher magnetic permeability, so that a necessary inductance value can be obtained with a core having a smaller outer shape.

以上の理由により、この実施の形態の昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータを用いると、ＤＣ出力電圧Ｖｏｕｔ＜２×Ｖｉｎの場合に、実施の形態１と比べて電磁ノイズを減少できる、コンデンサＣ１０の寿命を長くできる、チョークコイルＬ９の損失と外形を小さくできる、コア材の選択肢が広がるといった効果がある。   For the above reasons, when the step-up DC-DC converter of this embodiment is used, when the DC output voltage Vout <2 × Vin, the electromagnetic noise can be reduced compared with the first embodiment, and the life of the capacitor C10 can be reduced. There is an effect that the choke coil L9 can be made longer, the loss and the outer shape of the choke coil L9 can be reduced, and the choice of the core material is expanded.

以上、各実施の形態で説明した構成要素は一例であり、他の構成要素であっても良い。たとえば、異なる実施の形態で説明した構成を組み合わせた構成であっても良いし、本質的でない部分の構成を、他の構成で置き換えた構成であってもよい。   As described above, the constituent elements described in the embodiments are merely examples, and other constituent elements may be used. For example, the configuration described in different embodiments may be combined, or the configuration of a non-essential part may be replaced with another configuration.

１ ＤＣ電源、２ 制御部、３，３３，４３，４４，５３，５４，６３，６５，６６，６９ 突入電流防止部、１０，７０，８０ ＤＣ−ＤＣコンバータ、Ｌ５０１，Ｌ４ トランス、Ｌ５０１ａ，Ｌ５０１ｂ，Ｌ４ａ，Ｌ４，Ｌ４ｃ，Ｌ４ｄ，Ｌ１８ 巻線、Ｌ５０２，Ｌ９，Ｌ１９ チョークコイル、Ｓ５０６，Ｓ５０７，ＳＷ７，ＳＷ８，ＳＣＲ１１ スイッチング素子、Ｄ５０３，Ｄ５０４，Ｄ５，Ｄ６，Ｄ１７ ダイオード、Ｃ５０５，Ｃ１０，Ｃ１３，Ｃ１６ コンデンサ、Ｒ１２，Ｒ１４，Ｒ１５ 抵抗器。   1 DC power supply, 2 control unit, 3, 33, 43, 44, 53, 54, 63, 65, 66, 69 Inrush current prevention unit, 10, 70, 80 DC-DC converter, L501, L4 transformer, L501a, L501b , L4a, L4, L4c, L4d, L18 winding, L502, L9, L19 choke coil, S506, S507, SW7, SW8, SCR11 switching element, D503, D504, D5, D6, D17 diode, C505, C10, C13, C16 capacitors, R12, R14, R15 resistors.

Claims (16)

直流電源と、
第１のスイッチング素子と、
第２のスイッチング素子と、
前記直流電源の一方の端子に接続される一端と、前記第１のスイッチング素子を介して前記直流電源の他方の端子に接続される他端とを有する第１の巻線と、前記第１の巻線と誘導的に結合され、かつ前記直流電源の一方の端子に接続される一端と、前記第２のスイッチング素子を介して前記直流電源の他方の端子に接続される他端とを有する第２の巻線とから構成されるトランスと、
前記第１のスイッチング素子と前記第１の巻線の接続点に接続されるアノードを有する第１のダイオードと、
前記第２のスイッチング素子と前記第２の巻線の接続点が接続されるアノードを有する第２のダイオードと、
前記第１のダイオードのカソードおよび前記第２のダイオードのカソードに接続される一端を有する第１のチョークコイルと、
前記第１のチョークコイルの他端と前記直流電源の他方の端子との間に設けられた第１のコンデンサと、
前記直流電源から前記第１のコンデンサに電流が流れる経路上に設けられた１個以上の突入電流防止部とを備え、
前記突入電流防止部のインピーダンスは、前記直流電源の投入時には、定常時よりも大きい、ＤＣ−ＤＣコンバータ。 DC power supply,
A first switching element;
A second switching element;
A first winding having one end connected to one terminal of the DC power supply and the other end connected to the other terminal of the DC power supply via the first switching element; A first end coupled inductively to the winding and connected to one terminal of the DC power supply and the other end connected to the other terminal of the DC power supply via the second switching element; A transformer composed of two windings;
A first diode having an anode connected to a connection point of the first switching element and the first winding;
A second diode having an anode to which a connection point of the second switching element and the second winding is connected;
A first choke coil having one end connected to the cathode of the first diode and the cathode of the second diode;
A first capacitor provided between the other end of the first choke coil and the other terminal of the DC power source;
Including one or more inrush current prevention units provided on a path through which a current flows from the DC power source to the first capacitor;
The impedance of the inrush current preventing unit is a DC-DC converter that is larger than that in a steady state when the DC power is turned on. 定常時、前記第１のスイッチング素子および前記第２のスイッチング素子を交互にオン／オフ制御する制御部とを備える、請求項１記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。   2. The DC-DC converter according to claim 1, further comprising a control unit that constantly controls on / off of the first switching element and the second switching element at regular times. 前記第１の巻線および前記第２の巻線は、前記直流電源から同一方向の電流が流れたときに、互いに逆向きの磁束が発生されるように構成される、請求項１または２記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。   The said 1st winding and the said 2nd winding are comprised so that the mutually opposite magnetic flux may be generated when the electric current of the same direction flows from the said DC power supply. DC-DC converter. 前記第１の巻線および前記第２の巻線は、それぞれ中間タップを有し、
前記第１の巻線の中間タップが、前記第１のスイッチング素子と接続し、
前記第２の巻線の中間タップが、前記第２のスイッチング素子が接続する、請求項１〜３のいずれか１項に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。 Each of the first winding and the second winding has an intermediate tap,
An intermediate tap of the first winding is connected to the first switching element;
The DC-DC converter according to any one of claims 1 to 3, wherein the second switching element is connected to an intermediate tap of the second winding. 前記第１の巻線および前記第２の巻線は、それぞれ中間タップを有し、
前記第１の巻線の中間タップが、前記第１のダイオードのアノードと接続し、
前記第２の巻線の中間タップが、前記第２のダイオードのアノードと接続する、請求項１〜３のいずれか１項に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。 Each of the first winding and the second winding has an intermediate tap,
An intermediate tap of the first winding is connected to an anode of the first diode;
The DC-DC converter according to any one of claims 1 to 3, wherein an intermediate tap of the second winding is connected to an anode of the second diode. 前記突入電流防止部は、前記第１のダイオードおよび前記第２のダイオードのカソードと、前記第１のチョークコイルの間に配置され、前記第１のチョークコイルの励磁エネルギ−によって動作する、請求項１〜５のいずれか１項に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。   The inrush current prevention unit is disposed between a cathode of the first diode and the second diode and the first choke coil, and operates by excitation energy of the first choke coil. The DC-DC converter according to any one of 1 to 5. 前記突入電流防止部は、
前記第１のダイオードおよび前記第２のダイオードのカソードに接続されるアノードと、前記第１のチョークコイルの一端に接続されるカソードを有する第３のスイッチング素子と、
前記第３のスイッチング素子のアノードとカソードの間に並列に接続される第１の抵抗器と、
それぞれが前記第３のスイッチング素子のゲートに共通に接続される一端を有する第２のコンデンサ、第２の抵抗器、および第３の抵抗器とを含み、前記第２のコンデンサおよび前記第２の抵抗器の他端は、前記第３のスイッチング素子のカソードに共通に接続され、
前記第３の抵抗器の他端に接続される一端と、前記第３のスイッチング素子のカソードに接続される他端とを有する第３のコンデンサと、
前記第１のチョークコイルの他端に接続されるアノードと、前記第３のコンデンサの一端と接続されるカソードとを有する第３のダイオードとを含む、請求項１〜６のいずれか１項に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。 The inrush current prevention unit is
An anode connected to the cathodes of the first diode and the second diode; a third switching element having a cathode connected to one end of the first choke coil;
A first resistor connected in parallel between an anode and a cathode of the third switching element;
A second capacitor, a second resistor, and a third resistor, each having one end commonly connected to the gate of the third switching element, the second capacitor and the second resistor The other end of the resistor is connected in common to the cathode of the third switching element,
A third capacitor having one end connected to the other end of the third resistor and the other end connected to the cathode of the third switching element;
7. The device according to claim 1, further comprising: a third diode having an anode connected to the other end of the first choke coil and a cathode connected to one end of the third capacitor. The DC-DC converter of description. 前記第１のチョークコイルは、中間タップを有し、
前記突入電流防止部は、
前記第１のダイオードおよび前記第２のダイオードのカソードに接続されるアノードと、前記第１のチョークコイルの一端に接続されるカソードを有する第３のスイッチング素子と、
前記第３のスイッチング素子のアノードとカソードの間に並列に接続される第１の抵抗器と、
それぞれが前記第３のスイッチング素子のゲートに共通に接続される一端と、前記第３のスイッチング素子のカソードに共通に接続される他端とを有する第２のコンデンサ、および第２の抵抗器と、
前記第３のスイッチング素子のゲートに接続されるカソードと、前記第１のチョークコイルの中間タップに接続されるアノードとを有する第３のダイオードとを含む、請求項１〜６のいずれか１項に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。 The first choke coil has an intermediate tap;
The inrush current prevention unit is
An anode connected to the cathodes of the first diode and the second diode; a third switching element having a cathode connected to one end of the first choke coil;
A first resistor connected in parallel between an anode and a cathode of the third switching element;
A second capacitor having a first end commonly connected to the gate of the third switching element and a second end commonly connected to the cathode of the third switching element; and a second resistor; ,
7. The device according to claim 1, comprising a third diode having a cathode connected to the gate of the third switching element and an anode connected to an intermediate tap of the first choke coil. The DC-DC converter described in 1. 前記突入電流防止部は、
前記第１のダイオードおよび前記第２のダイオードのカソードに接続されるアノードと、前記第１のチョークコイルの一端に接続されるカソードを有する第３のスイッチング素子と、
前記第３のスイッチング素子のアノードとカソードの間に並列に接続される第１の抵抗器と、
それぞれが前記第３のスイッチング素子のゲートに共通に接続される一端と、前記第３のスイッチング素子のカソードに共通に接続される他端とを有する第２のコンデンサ、および第２の抵抗器と、
前記第１のチョークコイルと磁気的に結合し、かつ前記第３のスイッチング素子のカソードに接続される一端を有する第３の巻線と、
前記第３のスイッチング素子のゲートに接続されるカソードと、前記第３の巻線の他端と接続するアノードとを有する第３のダイオードを含む、請求項１〜６のいずれか１項に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。 The inrush current prevention unit is
An anode connected to the cathodes of the first diode and the second diode; a third switching element having a cathode connected to one end of the first choke coil;
A first resistor connected in parallel between an anode and a cathode of the third switching element;
A second capacitor having a first end commonly connected to the gate of the third switching element and a second end commonly connected to the cathode of the third switching element; and a second resistor; ,
A third winding that is magnetically coupled to the first choke coil and has one end connected to the cathode of the third switching element;
7. The device according to claim 1, comprising a third diode having a cathode connected to the gate of the third switching element and an anode connected to the other end of the third winding. DC-DC converter. 前記突入電流防止部は、
前記第１のダイオードおよび前記第２のダイオードのカソードに接続されるアノードと、前記第１のチョークコイルの一端に接続されるカソードを有する第３のスイッチング素子と、
前記第３のスイッチング素子のアノードとカソードの間に並列に接続される第１の抵抗器と、
それぞれが前記第３のスイッチング素子のゲートに共通に接続される一端を有する第２のコンデンサ、第２の抵抗器、および第３の抵抗器とを含み、前記第２のコンデンサおよび前記第２の抵抗器の他端は、前記第３のスイッチング素子のカソードに共通に接続され、
前記第３の抵抗器の他端に接続される一端と、前記第３のスイッチング素子のカソードに接続される他端とを有する第３のコンデンサと、
前記第１のチョークコイルと磁気的に結合し、かつ前記第３のスイッチング素子のカソードに接続される一端を有する第３の巻線と、
前記第３のコンデンサの一端と接続するカソードと、前記第３の巻線の他端と接続するアノードとを有する第３のダイオードとを含む、請求項１〜６のいずれか１項に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。 The inrush current prevention unit is
An anode connected to the cathodes of the first diode and the second diode; a third switching element having a cathode connected to one end of the first choke coil;
A first resistor connected in parallel between an anode and a cathode of the third switching element;
A second capacitor, a second resistor, and a third resistor, each having one end commonly connected to the gate of the third switching element, the second capacitor and the second resistor The other end of the resistor is connected in common to the cathode of the third switching element,
A third capacitor having one end connected to the other end of the third resistor and the other end connected to the cathode of the third switching element;
A third winding that is magnetically coupled to the first choke coil and has one end connected to the cathode of the third switching element;
The third diode according to any one of claims 1 to 6, further comprising: a third diode having a cathode connected to one end of the third capacitor and an anode connected to the other end of the third winding. DC-DC converter. 前記突入電流防止部は、
前記第１のダイオードおよび前記第２のダイオードのカソードに接続されるアノードと、前記第１のチョークコイルの一端に接続されるカソードを有する第３のスイッチング素子と、
前記第３のスイッチング素子のアノードとカソードの間に並列に接続される第２のチョークコイルと、
それぞれが前記第３のスイッチング素子のゲートに共通に接続される一端を有する第２のコンデンサ、第２の抵抗器、および第３の抵抗器とを含み、前記第２のコンデンサおよび前記第２の抵抗器の他端は、前記第３のスイッチング素子のカソードに共通に接続され、
前記第３の抵抗器の他端に接続される一端と、前記第３のスイッチング素子のカソードに接続される他端とを有する第３のコンデンサと、
前記第１のチョークコイルの他端に接続されるアノードと、前記第３のコンデンサの一端と接続されるカソードとを有する第３のダイオードとを含む、請求項１〜６のいずれか１項に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。 The inrush current prevention unit is
An anode connected to the cathodes of the first diode and the second diode; a third switching element having a cathode connected to one end of the first choke coil;
A second choke coil connected in parallel between the anode and cathode of the third switching element;
A second capacitor, a second resistor, and a third resistor, each having one end commonly connected to the gate of the third switching element, the second capacitor and the second resistor The other end of the resistor is connected in common to the cathode of the third switching element,
A third capacitor having one end connected to the other end of the third resistor and the other end connected to the cathode of the third switching element;
7. The device according to claim 1, further comprising: a third diode having an anode connected to the other end of the first choke coil and a cathode connected to one end of the third capacitor. The DC-DC converter of description. 前記第１のチョークコイルは、中間タップを有し、
前記突入電流防止部は、
前記第１のダイオードおよび前記第２のダイオードのカソードに接続されるアノードと、前記第１のチョークコイルの一端に接続されるカソードを有する第３のスイッチング素子と、
前記第３のスイッチング素子のアノードとカソードの間に並列に接続される第２のチョークコイルと、
それぞれが前記第３のスイッチング素子のゲートに共通に接続される一端と、前記第３のスイッチング素子のカソードに共通に接続される他端とを有する第２のコンデンサ、および第２の抵抗器と、
前記第３のスイッチング素子のゲートに接続されるカソードと、前記第１のチョークコイルの中間タップに接続されるアノードとを有する第３のダイオードを含む、請求項１〜５のいずれか１項に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。 The first choke coil has an intermediate tap;
The inrush current prevention unit is
An anode connected to the cathodes of the first diode and the second diode; a third switching element having a cathode connected to one end of the first choke coil;
A second choke coil connected in parallel between the anode and cathode of the third switching element;
A second capacitor having a first end commonly connected to the gate of the third switching element and a second end commonly connected to the cathode of the third switching element; and a second resistor; ,
6. The device according to claim 1, further comprising a third diode having a cathode connected to a gate of the third switching element and an anode connected to an intermediate tap of the first choke coil. The DC-DC converter of description. 前記突入電流防止部は、
前記第１のダイオードおよび前記第２のダイオードのカソードに接続されるアノードと、前記第１のチョークコイルの一端に接続されるカソードを有する第３のスイッチング素子と、
前記第３のスイッチング素子のアノードとカソードの間に並列に接続される第２のチョークコイルと、
それぞれが前記第３のスイッチング素子のゲートに共通に接続される一端と、前記第３のスイッチング素子のカソードに共通に接続される他端とを有する第２のコンデンサ、および第２の抵抗器と、
前記第１のチョークコイルと磁気的に結合し、かつ前記第３のスイッチング素子のカソードに接続される一端を有する第３の巻線と、
前記第３のスイッチング素子のゲートに接続されるカソードと、前記第３の巻線の他端と接続するアノードとを有する第３のダイオードを含む、請求項１〜６のいずれか１項に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。 The inrush current prevention unit is
An anode connected to the cathodes of the first diode and the second diode; a third switching element having a cathode connected to one end of the first choke coil;
A second choke coil connected in parallel between the anode and cathode of the third switching element;
A second capacitor having a first end commonly connected to the gate of the third switching element and a second end commonly connected to the cathode of the third switching element; and a second resistor; ,
A third winding that is magnetically coupled to the first choke coil and has one end connected to the cathode of the third switching element;
7. The device according to claim 1, comprising a third diode having a cathode connected to the gate of the third switching element and an anode connected to the other end of the third winding. DC-DC converter. 前記突入電流防止部は、
前記第１のダイオードおよび前記第２のダイオードのカソードに接続されるアノードと、前記第１のチョークコイルの一端に接続されるカソードを有する第３のスイッチング素子と、
前記第３のスイッチング素子のアノードとカソードの間に並列に接続される第２のチョークコイルと、
それぞれが前記第３のスイッチング素子のゲートに共通に接続される一端を有する第２のコンデンサ、第２の抵抗器、および第３の抵抗器とを含み、前記第２のコンデンサおよび前記第２の抵抗器の他端は、前記第３のスイッチング素子のカソードに共通に接続され、
前記第３の抵抗器の他端に接続される一端と、前記第３のスイッチング素子のカソードに接続される他端とを有する第３のコンデンサと、
前記第１のチョークコイルと磁気的に結合し、かつ前記第３のスイッチング素子のカソードに接続される一端を有する第３の巻線と、
前記第３のコンデンサの一端と接続するカソードと、前記第３の巻線の他端と接続するアノードとを有する第３のダイオードとを含む、請求項１〜６のいずれか１項に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。 The inrush current prevention unit is
An anode connected to the cathodes of the first diode and the second diode; a third switching element having a cathode connected to one end of the first choke coil;
A second choke coil connected in parallel between the anode and cathode of the third switching element;
A second capacitor, a second resistor, and a third resistor, each having one end commonly connected to the gate of the third switching element, the second capacitor and the second resistor The other end of the resistor is connected in common to the cathode of the third switching element,
A third capacitor having one end connected to the other end of the third resistor and the other end connected to the cathode of the third switching element;
A third winding that is magnetically coupled to the first choke coil and has one end connected to the cathode of the third switching element;
The third diode according to any one of claims 1 to 6, further comprising: a third diode having a cathode connected to one end of the third capacitor and an anode connected to the other end of the third winding. DC-DC converter. 前記第１のチョークコイルと前記第３の巻線は、互いの磁束を強めあう向きに巻かれる、請求項９、１０、１３、１４のいずれか１項に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。   The DC-DC converter according to any one of claims 9, 10, 13, and 14, wherein the first choke coil and the third winding are wound in a direction in which mutual magnetic flux is strengthened. 前記第１のチョークコイルと前記第３の巻線は、互いの磁束を弱めあう向きに巻かれる、請求項９、１０、１３、１４のいずれか１項に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。   The DC-DC converter according to any one of claims 9, 10, 13, and 14, wherein the first choke coil and the third winding are wound in a direction that weakens each other's magnetic flux.
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