JP7312314B2 - 通信装置 - Google Patents

Description

本発明は、デジタル変調された信号を受信して同期検波により復調する通信装置に関する。

受信信号においてデジタル変調（直交変調）された信号を復調する方式として、復調の対象となる信号において用いられたものと同じ周波数でかつ同期した搬送波を基準信号として用いる同期方式（同期検波）と、復調する対象となる時点よりも前の受信信号を基準信号として用いる遅延方式（遅延検波）とが知られている。フェージングの影響がない静特性環境においては、原理的に同期検波の方が受信性能が高い（符号誤り率が低い）ことが知られているが、特に高速で移動する移動体の通信のようにフェージングが顕著となる場合には、受信信号の位相が様々に変動して基準信号との間の同期をとることが困難であるために、符号誤り率を十分に低くすることが困難である。特許文献１には、こうした場合において同期検波における受信性能を高める技術が記載されている。

また、同期検波においては、基準信号と受信信号との間の位相を整合させるために、例えば特許文献２に記載されたような、Ｃｏｓｔａｓ Ｌｏｏｐを用いた方式（コスタス法）が用いられる。Ｃｏｓｔａｓ Ｌｏｏｐにおいては、受信信号の直交する２成分であるＩ信号とＱ信号とを乗算器で乗算して位相誤差が算出され、基準信号を生成するＶＣＯ（電圧制御発振器）がこの位相誤差に応じて基準信号と受信信号の間の位相差を調整し、これらが同期するように制御された状態が維持される（ロックされる）。

一方、フェージングが顕著な環境下においては、特許文献３に記載されるように、それぞれが独立した受信系を構成する複数のアンテナを用い、それぞれで受信した受信信号を合成して用いるダイバーシティ方式も有効である。

特開２００２－２６１８５２号公報 特開２００１－１３６２２１号公報 特開２０１２－１１４６０１号公報

同期検波とダイバーシティ方式とを組み合わせることによって、フェージングが顕著な環境下においても、安定して高い受信性能が得られることが期待される。しかしながら、この場合においても、十分に高い受信性能を安定して得ることは困難であった。これは、フェージングによる受信信号の位相の不安定性によって、ダイバーシティ方式における受信信号の合成が適切に行われない場合があることに起因した。

このため、同期検波とダイバーシティ方式とを組み合わせて高い受信性能を安定して得る技術が望まれた。

本発明は、このような状況に鑑みなされたもので、上記課題を解決することを目的とする。

本発明の受信装置は、ＧＭＳＫ方式又はＭＳＫ方式で変調され、受信された信号を同期検波してＩ信号、Ｑ信号からなる出力信号を復調する同期検波部をそれぞれ有する２つの受信系を具備し、各前記受信系から出力された前記出力信号をダイバーシティ合成した合成出力信号によりデータの復号を行う受信装置であって、一方の前記受信系から出力された前記出力信号Ｓ_１、他方の前記受信系から出力された前記出力信号Ｓ_２に対して、重み付け係数をＣ_１、Ｃ_２として、Ｓ_１・Ｃ_１＋Ｓ_２・Ｃ_２、Ｓ_１・Ｃ_１－Ｓ_２・Ｃ_２、－Ｓ_１・Ｃ_１＋Ｓ_２・Ｃ_２、－Ｓ_１・Ｃ_１－Ｓ_２・Ｃ_２の４種類の計算式のうちのいずれかが選択されて算出された値を前記合成出力信号として出力するダイバーシティ合成部を具備する。
また、前記ダイバーシティ合成部は、２つの前記受信系のそれぞれにおける受信信号強度が極小となる時刻のうち、隣接する２つの前記時刻の間において、前記４種類の計算式のうちの一つが選択される状態を維持してもよい。
また、前記ダイバーシティ合成部は、一方の前記受信系から出力された前記出力信号におけるＩ信号、Ｑ信号と、他方の前記受信系から出力された前記出力信号におけるＩ信号、Ｑ信号とに基づき、前記４種類の計算式によりそれぞれ算出された値のうち最も大きくなる値を出す前記計算式を選択してもよい。
また、前記同期検波部は、コスタスループ動作を行ってもよい。

本発明によると、同期検波とダイバーシティ方式とを組み合わせて高い受信性能を安定して得ることができる。

ＧＭＳＫ方式におけるＩ信号、Ｑ信号のアイパターンを示す例である。 同期検波が理想的に行われた場合におけるＩ信号とＱ信号による復号の状況を示す図である。 コスタス法における補正を模式的に示す図である。 ２つの受信系における受信強度の振幅の時間経過と、状態判定タイミングの関係を示す図である。 ４つの状態間の遷移の状況及びこの際の各パラメータの変化を示す図である。 本発明の実施の形態に係る受信装置の構成を示す図である。 本発明の実施の形態に係る受信装置における合成調整部の動作を示すフローチャートである。 実施例と比較例における符号誤り率と搬送波電力耐雑音比の関係の静特性である。 実施例と比較例における符号誤り率と搬送波電力耐雑音比の関係の動特性である。

次に、本発明を実施するための形態となる受信装置を具体的に説明する。この受信装置はダイバーシティ方式で動作するため、異なる２つのアンテナを用いた２つの受信系を具備する。各受信系において同期検波が行われて直交信号（Ｉ信号、Ｑ信号）が得られる。ダイバーシティ方式によりこの各出力が合成された合成出力が用いられて最終的な信号が復調される。

まず、同期検波とダイバーシティ方式とを組み合わせた場合における問題点について、変調方式がＧＭＳＫ、２系統のダイバーシティ方式の場合について説明する。

まず、各々の系統における検波の状況について説明する。図１は、シンボル同期がとれたことを前提とした、ＧＭＳＫ方式におけるＩ信号、Ｑ信号のアイパターンを模式的に示す。Ｉ信号とＱ信号は直交するため、信号の判定を行うべきポイント（アイが最も開くポイント）は、Ｉ信号とＱ信号との間で半周期分だけずれ、１シンボル毎に判定を行うべきポイントは、交互に発生する。すなわち、Ｉ信号を認識する判定ポイント、Ｑ信号を認識する判定ポイントが交互に存在する。

この場合、ある判定ポイントにおけるＩ信号のみ、あるいはＱ信号のみからシンボル（Ｍａｒｋ／Ｓｐａｃｅ）の判定（復号）を行うことはできず、例えばある判定ポイントにおけるＩ信号、Ｑ信号のうちの一方の出力と、その直前の判定ポイントにおけるＩ信号、Ｑ信号のうちの他方の出力の関係によって、Ｍａｒｋ、Ｓｐａｃｅの判定が行われる。図２は、同期検波が理想的に行われた場合におけるこの状況を模式的に示す図であり、Ｉ（Ｉ信号の出力）、Ｑ（Ｑ信号の出力）のそれぞれについて、ＩについてはＩ１、Ｉ２、ＱについてはＱ１、Ｑ２のそれぞれ＋側、－側の２値の出力が認識される。すなわち、図２を複素平面とした場合、ＩはＩ１（＝１＝ｅｘｐ（ｊ×０））、Ｉ２（＝－１＝ｅｘｐ（ｊ×π））の値をとり、ＱはＱ１（＝＋ｊ＝ｅｘｐ（ｊ×π／２））、Ｑ２（＝－ｊ＝ｅｘｐ（ｊ×３π／２））の値をとる。すなわち、Ｉ１とＩ２、Ｑ１とＱ２はそれぞれ位相がπだけずれ、それぞれＩ軸上、Ｑ軸上にある点となる。図２（ａ）においては、現状の判定ポイントでＱが白丸で示されたＱ１、Ｑ２として認識され、一つ前の判定ポイントでＩが黒丸で示されたＩ１、Ｉ２として認識された場合を示す。

この場合において、実線矢印で示されたような、一つ前の判定ポイント（黒丸）でＩが＋（Ｉ１）であった場合から現状の判定ポイント（白丸）でＱが＋の状態（Ｑ１）として認識された場合と、一つ前の判定ポイントでＩが－（Ｉ２）であった場合から現状の判定ポイント（白丸）でＱが－の状態（Ｑ２）として認識された場合が、Ｍａｒｋの場合として認識される。一方、破線矢印で示されたような、一つ前の判定ポイント（黒丸）でＩが－（Ｉ２）であった場合から現状の判定ポイント（白丸）でＱが＋の状態（Ｑ１）として認識された場合と、一つ前の判定ポイント（黒丸）でＩが＋（Ｉ１）であった場合から現状の判定ポイント（白丸）でＱが－の状態（Ｑ２）として認識された場合が、Ｓｐａｃｅの場合として認識される。

一方、図２（ｂ）は、図２（ａ）のような認識が可能である判定ポイントと隣接する判定ポイントにおける同様のＭａｒｋ／Ｓｐａｃｅの判定の状況を示す。この場合には、実線矢印で示されたような、一つ前の判定ポイント（黒丸）でＱが＋（Ｑ１）であった場合から現状の判定ポイント（白丸）でＩが－の状態（Ｉ２）として認識された場合と、一つ前の判定ポイント（黒丸）でＱが－（Ｑ２）であった場合から現状の判定ポイント（白丸）でＩが＋の状態（Ｉ１）として認識された場合が、Ｍａｒｋの場合として認識される。一方、破線矢印で示されたような、一つ前の判定ポイント（黒丸）でＱが＋（Ｑ１）であった場合から現状の判定ポイント（白丸）でＩが＋の状態（Ｉ１）として認識された場合と、一つ前の判定ポイント（黒丸）でＱが－の状態（Ｑ２）から現状の判定ポイント（白丸）でＩが－の状態（Ｉ２）として認識された場合が、Ｓｐａｃｅの場合として認識される。前記のように、図２（ａ）（ｂ）において、Ｉ、Ｑのとりうる値は位相がπだけずれているのに対し、このようにＭａｒｋ／Ｓｐａｃｅの判定に要する直交信号の位相変化は、図示されるように、どの場合でもπ／２となる。

このように、図２（ｂ）におけるＭａｒｋ／Ｓｐａｃｅの判定手法は図２（ａ）の場合と異なり、仮にＩとＱを入れ替えたとしてもこれらは異なっている。図２（ａ）の状況と図２（ｂ）の状況は判定ポイント（シンボル）毎に交互に起こるため、以下では、図２（ａ）の場合をＯｄｄ、図２（ｂ）の場合をＥｖｅｎとする。Ｍａｒｋ／Ｓｐａｃｅの判定を行うためには、現在の判定ポイントがＯｄｄ／Ｅｖｅｎのいずれかであるかを認識することが必要となる。ただし、Ｏｄｄ／Ｅｖｅｎは交互に切り替わるため、シンボル同期がとれ、かつ受信信号における位相変化がなければ、少なくとも初期状態で上記のＯｄｄ／Ｅｖｅｎの認識が適正である限り、以降においても、Ｏｄｄ／Ｅｖｅｎの認識を適正に行うことができ、Ｍａｒｋ／Ｓｐａｃｅの判定を常に適正に行うことができる。

一方、同期検波においては、受信信号と基準信号との間の同期をとる必要がある。例えば図２（ａ）（Ｏｄｄの場合）において、同期がとれている場合（理想的な場合）には、新たに認識されるべきＱ１、Ｑ２はそれぞれ＋ｊ（＝ｅｘｐ（ｊ×π／２））、－ｊ（＝ｅｘｐ（ｊ×３π／２））であり、これらはＱ軸上に存在する。これに対して、図３に示されるように、同期がとれていない場合に認識されるＱ１’、Ｑ２’は、これらの位相差がπとなる状態が保たれた状態でＱ軸からずれる。すなわち、同期がとれていない場合には、図３におけるＱ１’、Ｑ２’は、原点の周りでＱ１、Ｑ２を一定角度（位相誤差）だけ回転した位置に認識される。このように同期がとれていない状況から、例えば特許文献２に記載されたようなコスタス法によって、同期をとることができる。この場合には、Ｉ信号とＱ信号の乗算より位相誤差が得られ、この位相誤差が零となるようなフィードバックが行われる。すなわち、コスタス法によって、図３におけるＱ１’、Ｑ２’がＱ軸上のＱ１、Ｑ２と一致するように、矢印Ａで示されるように位相が調整される。

しかしながら、図３に示された位相調整において、矢印Ｂに示されるように、Ｑ１’がＱ２に、Ｑ２’がＱ１となるように調整される場合がある。即ち、コスタス法による位相調整がπだけ誤って行われる場合がある。この場合には、調整後における図２に示されたＭａｒｋ／Ｓｐａｃｅの判定は誤って行われる。

この状況は、図２（ｂ）（Ｅｖｅｎの場合）においても同様である。すなわち、同期がとれていない場合には、Ｉ１、Ｉ２は、これらの位相差がπとなる状態が保たれた状態でＩ軸からずれて検出され、コスタス法によって、図２（ｂ）に示されるようにＩ１、Ｉ２がＩ軸上に存在するように位相が調整される。この際に位相調整がπだけ誤って行われる場合がある。

以上の問題点は、ダイバーシティ方式における各々の受信系毎においてそれぞれ個別に生じる。次に、この場合におけるダイバーシティ方式における合成出力の問題点について説明する。

ダイバーシティ方式で用いられる２つのブランチ（ｂｒ１、ｂｒ２）の出力信号Ｓ_１、Ｓ_２を前記のようにＩ信号、Ｑ信号を用いて（１）（２）式のとおりに定義する。これらは、各々前記のコスタス法によって位相が調整された後の出力となる。

これらによるダイバーシティ合成出力は、Ｉ信号に対応した成分をＤｉｖＩ、Ｑ信号に対応した成分をＤｉｖＱとして、（３）式の通りとなる。

ここで、Ｃ_１、Ｃ_２は、合成時のＳ_１、Ｓ_２に対する重み付け係数であり、これらはそれぞれｂｒ１、ｂｒ２の平均受信電力の振幅値（√（平均受信電力））とすることができる。ただし、後述するように、この平均受信電力としては、瞬時値ではなく、忘却係数λを用いたフィルタ処理によって、漸化式で算出されたものを用いることが好ましい。これによって、ノイズの影響を低減することができる。

ここで、ｂｒ１とｂｒ２は同じ送信信号に対応するが、前記のような伝搬時の位相の変動があれば、ｂｒ１とｂｒ２における位相は異なる。この場合において、Ｓ_１、Ｓ_２は、時刻をＴとしてｎシンボル目の判定時刻はｎＴとすることができ、（４）（５）式で表される

ここで、各々のブランチで位相の変動があれば、一般的にはθ_１≠θ_２となる。ただし、各ブランチでコスタス法によって理想的に位相が補正される場合には、（３）式は、（１）（２）（４）（５）式を用いて、（６）式のように表される。

ここで、（６）式におけるＦ_１＝ｅｘｐ（（－ｊ・θ_１））、 Ｆ_２＝ｅｘｐ（（－ｊ・θ_２））は、各ブランチにおけるコスタス法による位相調整に対応する補正因子であり、θ_１、θ_２は、図３における補正の際の回転角度となる。前記の通り、この際には、πだけ誤って補正が行われる場合がある。この場合、上記の因子は、それぞれｅｘｐ（（－ｊ・（π＋θ_１）））＝－ｅｘｐ（（－ｊ・θ_１）＝－Ｆ_１、 ｅｘｐ（（－ｊ・（π＋θ_２）））＝－ｅｘｐ（（－ｊ・θ_２））＝－Ｆ_２となる。すなわち、上記の補正因子Ｆ_１、Ｆ_２は、これが適正な場合と比べて正負が逆転する場合がある。

表１は、このような合成出力において、このような補正因子Ｆ_１、Ｆ_２の正負に応じて（６）式と同様に算出される合成出力の結果である。この組み合わせの状態を以下では「００」、「０１」、「１０」、「１１」と定義する。ここでは、Ｆ_１、Ｆ_２が共に正である「００」が適正な場合であり、この場合の合成出力は（６）式と一致する。

ここで、ダイバーシティ方式における合成出力においては、ｂｒ１の強度とｂｒ２の強度とが合成されることによって合成出力におけるＤｉｖＩとＤｉｖＱの値が大きくなることが好ましい。しかしながら、表１における「０１」、「１０」の場合は、ｂｒ１、ｂｒ２の強度が相殺されるため、逆にＤｉｖＩとＤｉｖＱは小さくなる。

一方、図１における各判定ポイントの時点で、各ブランチにおいてコスタス法で位相が調整された後の出力が表１のどの状態であるかは一定ではなく、実際には判定ポイント毎にこれらの状態は切り替わる。また、コスタス法における上記のような位相の調整の状況は、ブランチ毎に独立である。このため、各ブランチにおいてコスタス法を用いて位相調整が行われた出力をダイバーシティ合成する場合には、各ブランチで位相調整がπだけずれる場合があり、これにより、適正な合成出力が得られず、例えば単独のブランチの出力よりも小さくなる合成出力が得られる場合がある。

本発明は、上記の点に鑑みてなされたもので、このような同期検波とダイバーシティ方式とを組み合わせた場合における欠点を解消する。このために、本発明の実施の形態に係る通信装置においては、判定ポイント時における各ブランチの出力の状態が、表１における４種類のうちのいずれかであるかが、各ブランチの出力の関係によって判定される。以下に、その手法について説明する。

上記のような補正因子の符号の変化は、ｂｒ１、ｂｒ２の出力における位相（θ_１、θ_２）の変化に伴って生じるが、一般的に、このような位相の変化は急激には生じず、徐々に生じる。このため、時系列的には、例えば「００」の状態が一定時間継続した後で「０１」の状態が一定時間継続するという状況が生じ、一定の受信強度が継続的に得られていれば、このような状態の急激な変化は発生しにくいと考えられる。このため、このような一つの状態が維持される期間の始期、終期は、受信強度が低下した時点に対応すると考えられる。

図４は、このようなｂｒ１の受信強度の振幅の時間経過と、これに対応するｂｒ２の受信強度の振幅の時間変化の例を示す。ここに示された特性は、受信信号の包絡線に対応する。前記の場合には、一つの状態が維持される期間は、ｂｒ１、ｂｒ２の各々の強度が零（極小）となる点（包絡線が交わる点）Ｐ２１、Ｐ１１、Ｐ２２、Ｐ１２、Ｐ２３、Ｐ２４、Ｐ１３、Ｐ２５で区切られた区間となる。このため、上記の状態の判定を行うタイミング（状態判定タイミング）は、これらの点の直後とすればよい。

次に、この状態判定タイミングにおいて実際に状態の判定を行う手法について説明する。この状態は、ｂｒ１において得られたＳ_１とｂｒ２において得られたＳ_２の関係、及びＳ_１、Ｓ_２の電力平均値を考慮して判定（推定）することができる。ここで、Ｓ_１とＳ_２ の関係においても、これらの和の電力平均値と、これらの差分の電力平均値に基づいた判定を行うことができる。これらの電力平均値としては、Ｓ_１、Ｓ_２の測定タイミングにおける瞬時値ではなく、これをフィルタリングした値を用いることが好ましい。このため、ここでは、Ｓ_１、Ｓ_２の測定タイミング毎に忘却係数λを用いた漸化式によって算出された値が算出され、状態判定タイミングにおけるこの値が用いられる。忘却係数λは０と１の間で１に近い値であり、例えば０．９８とされる。すなわち、上記の和の平均電力値をＤ_Ｐ、上記の差の平均電力値をＤ_Ｍ、Ｓ_１（ｂｒ１）の電力平均値をＢｒ１、Ｓ_２（ｂｒ２）の電力平均値をＢｒ２とすると、これらは、以下の（８）～（１１）式で算出される。ここで、ｋはＳ_１、Ｓ_２の測定タイミングに対応する。

表１において、例えば「００」から「１０」、「０１」から「１１」への遷移は、ｂｒ１においてのみ状況が変わったことに対応し、「００」から「０１」、「１０」から「１１」への遷移は、ｂｒ２においてのみ状況が変わったことに対応する。一方、「００」から「１１」への遷移、「１０」から「０１」への遷移は、ｂｒ１、ｂｒ２の両方において状況が変化したことに対応する。しかしながら、図４に示されたような受信レベルの変化はｂｒ１、ｂｒ２における伝搬状況に応じて発生し、かつこの伝搬状況がｂｒ１とｂｒ２で独立である場合には、ｂｒ１、ｂｒ２において同時に状況が変化する可能性は極めて低い。

このため、上記の４つの状態間の遷移は、図５に模式的に示されるようになると考えられる。この場合、状態間の遷移はＸ１～Ｘ４、Ｙ１～Ｙ４の８種類となる。ここで、正常な状態（ｂｒ１、ｂｒ２で共に位相調整が共に適正に行われている状態）である「００」においては、Ｄ_Ｐ＞Ｄ_Ｍであると認識することができる。また、ｂｒ１、ｂｒ２で共に位相がπだけずれた状態である「１１」においても、同様にＤ_Ｐ＞Ｄ_Ｍとなる。一方、「０１」、「１０」の状態においては、逆にＤ_Ｐ＜Ｄ_Ｍとなる。

また、「１０」、「０１」においては、ｂｒ１、ｂｒのうちのいずれかのみにおける位相がπだけずれている。このようにπだけ位相がずれているのは、受信レベルの低い側であると推定することができる。すなわち、この場合には、Ｂｒ１＞Ｂｒ２である場合には「０１」、Ｂｒ１＜Ｂｒ２であれば「１０」であると推定することができる。

このため、図５において、例えば「００」であった場合（Ｄ_Ｐ＞Ｄ_Ｍ）から、次の状態判定ポイントにおいてＤ_Ｐ＜Ｄ_Ｍの状態に変化した場合において、Ｂｒ１＞Ｂｒ２であれば「０１」に遷移したと推定され（図５におけるＸ１）、Ｂｒ１＜Ｂｒ２であれば「１０」に遷移したと推定される（図５におけるＹ１）。

また、図５において、例えば「０１」であった状態（Ｄ_Ｐ＜Ｄ_Ｍ）から、次の状態判定ポイントにおいてＤ_Ｐ＞Ｄ_Ｍの状態に変化した場合において、Ｂｒ１＞Ｂｒ２であれば「００」に遷移したと推定され（図５におけるＹ４）、Ｂｒ１＜Ｂｒ２であれば「１１」に遷移したと推定される（図５におけるＸ２）。

同様に、他の遷移の要件もＤ_ＰとＤ_Ｍの大小関係、及びＢｒ１、Ｂｒ２の大小関係に応じて設定され、図５においては、これらが全て示されている。いずれの遷移においても、直前の状態判定ポイントにおいて認識された状態から、Ｄ_ＰとＤ_Ｍの大小関係が逆転している。逆に、ある状態判定ポイントにおいて、Ｄ_ＰとＤ_Ｍの大小関係に変化が認められなかった場合には、状態の遷移はなかったものと推定され、現在の状態は直前に認識された状態のままであると推定される。

このため、図５に示された条件に基づき、直前の状態判定ポイントにおいて認識された状態と、現在のＤ_ＰとＤ_Ｍの大小関係、及びＢｒ１、Ｂｒ２の大小関係から、現在の状態が「００」、「０１」、「１０」、「１１」のいずれであるかを認識することができる。あるいは、ｂｒ１、ｂｒ２で共に受信状態が良好であり、正常な出力が得られていると認識されている場合には、「００」であると推定することもでき、以降は、図５に示されたＸ１～Ｘ４、Ｙ１～Ｙ４の要件に従って最新の状態を認識することができる。

ダイバーシティ合成においては、以上のようにｂｒ１、ｂｒ２において発生した位相のπ分のずれは、前記のように補正因子の正負の逆転として反映される。上記のように状態が認識された場合には、このダイバーシティ合成においてｂｒ１、ｂｒ２のどちらの側でこのように本来の場合とは正負が逆転したかが判明するため、これに応じて、補正因子の正負を調整する、あるいはダイバーシティ合成出力（（３）式）を状態に応じて変えることにより、表１における「００」の合成出力と同様に、合成出力がｂｒ１、ｂｒ２を共に用いることによって高められるような設定とすることができる。ここで、Ｃ１＝（Ｂｒ１）^１／２、Ｃ２＝（Ｂｒ２）^１／２とすることができる。

以上により、ダイバーシティ合成前の各ブランチにおいて同期検波を行った場合に、位相が不適正な状態に調整された場合でも、これを考慮したダイバーシティ合成が行われ、常に安定して高い受信性能を得ることができる。

次に、実際に上記の動作を実現するダイバーシティ方式の受信装置１について説明する。図６は、この受信装置１の構成を示すブロック図である。ここでは、アンテナで信号を受信してから符号（Ｍａｒｋ／Ｓｐａｃｅ）の判定が行われるまでの構成が示されており、ここでは２つの独立したアンテナＡＮ１、ＡＮ２が用いられている。ＡＮ１で受信された側の信号処理系統は前記のｂｒ１に対応し、ＡＮ２で受信された側の信号処理系統は前記のｂｒ２に対応する。

ｂｒ１において、アンテナＡＮ１で受信された受信信号は、ＡＤ変換器１１１でデジタルＩＦ信号に変換され、周波数変換部１２１で復調に適した周波数とされたデジタルベースバンド信号に変換される。その後、ダウンサンプル処理部１３１でサンプリングレートが調整される。その後、この信号が、復調に適するようにＡＧＣ（Ａｕｔｏ Ｇａｉｎ Ｃｏｎｔｒｏｌ）１４１でゲインの調整が、ＡＦＣ（Ａｕｔｏ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｃｏｎｔｒｏｌ）１５１で周波数の微調整がそれぞれ行われた後に、コスタス法によって基準信号との同期をとる同期検波部１６１によってＩ信号とＱ信号が復調される。その後、このＩ信号、Ｑ信号において、シンボル同期部１７１によって図１に示されたようにシンボル同期がとられる。このため、シンボル同期部１７１を通過後には、ｂｒ１において、シンボル同期がとられたＩ信号又はＱ信号が出力される。ここでは、図１における判定ポイント毎に図２におけるＩ１又はＩ２、Ｑ１又はＱ２となっている旨が認識される。なお、ＡＦＣ１５１、同期検波部１６１の動作に際しては、シンボル同期部１７１からフィードバックされた位相誤差εが用いられる。ｂｒ１において用いられる各構成要素は、従来の通信装置で用いられているものと変わるところがない。

ここでは、同期検波部１６１において、図３に示されたように位相の調整が行われる。この場合において、調整後の位相が適正な場合とπだけずれる場合があり、その場合にはＩ信号、Ｑ信号の符号が反転する場合があることは前記の通りである。このため、シンボル同期部１７１を通過後のＩ信号、Ｑ信号を用いて復号（前記のＭａｒｋ／Ｓｐａｃｅの判定）を行うことも可能であるが、この際にはこの判定が適正でない場合が発生する。

ｂｒ２においても、アンテナＡＮ２以下で同様に、ＡＤ変換器１１２、周波数変換部１２２、ダウンサンプル処理部１３２、ＡＧＣ１４２、ＡＦＣ１５２、同期検波部１６２、シンボル同期部１７２が設けられる。これによって、ｂｒ１とは独立に、Ｉ信号、Ｑ信号が出力される。これらの符号が場合により適正な場合から反転する場合があることも同様である。すなわち、ｂｒ１、ｂｒ２は独立した受信系を構成し、これらの構成は、従来の受信装置で用いられるものと変わるところはない。

この受信装置１においては、ダイバーシティ合成の際の調整を行う合成調整部１０が用いられる。合成調整部１０にはｂｒ１、ｂｒ２から得られたＩ信号、Ｑ信号が入力し、図４に示された状態判定タイミングにおけるＩ信号、Ｑ信号から、前記のＤ_Ｐ（（８）式）、Ｄ_Ｍ（（９）式）、Ｂｒ１（（１０）式）、Ｂｒ２（（１１）式）が算出される。合成調整部１０は、これらの値によって、図５に基づいて、現在の状態が「００」、「０１」、「１０」、「１１」のいずれであるかを認識することができる。

ダイバーシティ合成部２０は、この結果に基づいて、表２におけるいずれかの合成式によって、ダイバーシティ合成出力を生成する。その後、復調処理部３０は、図２に示されたようにＩ信号、Ｑ信号からＭａｒｋ／Ｓｐａｃｅを判定する。復調処理部３０は、従来の通信装置で用いられているものと同様である。ただし、ここで判定のために用いられるＩ、Ｑは、前記の合成式によって生成された、（６）式に対応するＤｉｖＩ、ＤｉｖＱとなる。このため、図２に示されたように、Ｉ（Ｉ１、Ｉ２）、Ｑ（Ｑ１，Ｑ２）から、Ｍａｒｋ／Ｓｐａｃｅの判定をする。この際、前記のように同期検波部１６１、１６２によってＩ信号、Ｑ信号の符号が反転している場合でも、ダイバーシティ合成出力中においてはｂｒ１、ｂｒ２からの出力が増強し合うように合成される。このため、この判定を適正にすることができ、符号誤り率を低くすることができる。

図７は、上記の受信装置１における合成調整部１０の動作を示すフローチャートである。前記のように、合成調整部１０は、現在の状態が「００」、「０１」、「１０」、「１１」のいずれであるかを認識する。このため、合成調整部１０は、ＡＤ変換器１１１、１１２の出力等によって、現在の受信信号の強度を認識する。これによって、現在が図４におけるＰ１１、Ｐ２１等の状態判定タイミングであるか否かが判定される（Ｓ１）。現在が状態判定タイミングであると認識された場合（Ｓ１：Ｙｅｓ）には、合成調整部１０は、前記のようにＤ_Ｐ、Ｄ_Ｍ、Ｂｒ１、Ｂｒ２を算出し、これを記憶する。ここで、Ｄ_ＰとＤ_Ｍの大小関係が前回の状態判定タイミングにおける大小関係から変化がなかった場合（Ｓ３：Ｎｏ）には、現在の状態は、前回の状態判定タイミングにおいて認識された状態と同じであると認識される（Ｓ４）。

一方、Ｄ_ＰとＤ_Ｍの大小関係が前回の状態判定タイミングにおける大小関係から変化があった場合（Ｓ３：Ｙｅｓ）には、Ｄ_Ｐ、Ｄ_Ｍ、Ｂｒ１、Ｂｒ２の値に応じて、図５に示された関係に基づいて、新たな状態が認識されるため、これを記憶する（Ｓ５）。

ダイバーシティ合成部２０は、このように状態が判定された後においては、このように認識された最新の状態に応じて、前記のようにダイバーシティ合成出力を生成する。その後、次回の状態判定タイミング（Ｓ１）で新たに状態が認識された場合には、以降はその状態に応じたダイバーシティ合成出力を生成する。

また、ダイバーシティ合成部２０で用いられる合成式は、表２に示された４種類である。この合成式は、この合成出力が大きくなるように設定されるため、この４種類の合成式による４種類の値を算出し、最も大きな値が得られた合成式に対応した状態が、現在の状態であると推定することも可能である。この場合においても、図４における状態判定タイミング直後においてこの判定を行い、次回の状態判定タイミングまでの間はこの合成式を用いることができる。この場合には、合成調整部１０は不要、あるいはダイバーシティ合成部２０自身がこの状態を認識することができる。

実際に上記の方式を用いて静特性、動特性のシミュレーションを行った結果について説明する。ここでは、変調方式をＧＭＳＫ（ｂＴ＝０．５）、搬送波の周波数を２．３ＧＨｚ、伝送速度を４Ｍｂｐｓ、サンプリングレートを１２８ＭＨｚ（３２倍オーバーサンプル）、λ＝０．９８とした。また、動特性において、伝搬モデルとしては、Ｋ＝４、ｆ_Ｄ ＝６００ＨｚとしたＲＩＣＥフェージングを仮定した。

図８は、単一ブランチのみ（ｂｒ１又はｂｒ２）を用いた場合（比較例）と、図６に示されたようにダイバーシティ合成出力を用いた場合（実施例）の符号誤り率（ＢＥＲ）と搬送波電力耐雑音比（ＣＮＲ）の関係の静特性である。特に雑音が大きな場合においては、上記の構成によって大幅にＢＥＲを改善することができる。

また、図９は、前記のフェージングを仮定した場合における同様の特性（動特性）である。ここでは、雑音が大きな場合には単一ブランチの場合にはＢＥＲを１×１０^－３以下とすることが困難であるのに対し、上記の構成によってＢＥＲを１×１０^－５以下とすることができる。すなわち、フェージングがある環境下では、上記の受信装置は特に有効である。

上記の例では、変調方式としてＧＭＳＫが用いられたが、ＭＳＫの場合においても同様の効果を奏することは明らかである。また、上記の例においては２つの受信系が用いられ、２^２＝４種類の状態（関係式）が設定されたが、同様に、３つの受信系が用いられる場合には８種類、４つの受信系が用いられる場合には１６種類の状態を設定することができる。また、３つ以上の受信系を用いる場合において、そのうちの２つにおいて上記の構成を適用することもできる。

以上、本発明を実施形態をもとに説明した。この実施形態は例示であり、それらの各構成要素の組み合わせにいろいろな変形例が可能なこと、またそうした変形例も本発明の範囲にあることは当業者に理解されるところである。

本発明の実施形態は、同期検波とダイバーシティ方式とを組み合わせた通信装置、通信システムに利用可能性がある。また、変調方式がＧＭＳＫ、２系統のダイバーシティ方式、といった通信装置や通信システムに利用可能性がある。また、フェージングが顕著な環境下における通信装置や通信システムに利用可能性がある。この出願は、２０２０年３月１８日に出願された日本出願特願２０２０－０４７９４２を基礎として優先権の利益を主張するものであり、その開示の全てを引用によってここに取り込む。

１ 受信装置１０ 合成調整部２０ ダイバーシティ合成部３０ 復調処理部１１１、１１２ ＡＤ変換器１２１、１２２ 周波数変換部１３１、１３２ ダウンサンプル処理部１４１、１４２ ＡＧＣ１５１、１５２ ＡＦＣ１６１、１６２ 同期検波部１７１、１７２ シンボル同期部ＡＮ１、ＡＮ２ アンテナ

Claims (4)

1. ＧＭＳＫ方式又はＭＳＫ方式で変調され、受信された信号を同期検波してＩ信号、Ｑ信号からなる出力信号を復調する同期検波部をそれぞれ有する２つの受信系を具備し、各前記受信系から出力された前記出力信号をダイバーシティ合成した合成出力信号によりデータの復号を行う受信装置であって、
   一方の前記受信系から出力された前記出力信号Ｓ_１、他方の前記受信系から出力された前記出力信号Ｓ_２に対して、重み付け係数をＣ_１、Ｃ_２として、Ｓ_１・Ｃ_１＋Ｓ_２・Ｃ_２ 、Ｓ_１・Ｃ_１－Ｓ_２・Ｃ_２、－Ｓ_１・Ｃ_１＋Ｓ_２・Ｃ_２、－Ｓ_１・Ｃ_１－Ｓ_２・Ｃ_２の４種類の計算式のうちのいずれかが選択されて算出された値を前記合成出力信号として出力するダイバーシティ合成部を具備することを特徴とする受信装置。
2. 前記ダイバーシティ合成部は、
   ２つの前記受信系のそれぞれにおける受信信号強度が極小となる時刻のうち、隣接する２つの前記時刻の間において、前記４種類の計算式のうちの一つが選択される状態を維持することを特徴とする請求項１に記載の受信装置。
3. 前記ダイバーシティ合成部は、
   一方の前記受信系から出力された前記出力信号におけるＩ信号、Ｑ信号と、他方の前記受信系から出力された前記出力信号におけるＩ信号、Ｑ信号とに基づき、前記４種類の計算式によりそれぞれ算出された値のうち最も大きくなる値を出す前記計算式を選択することを特徴とする請求項２に記載の受信装置。
4. 前記同期検波部は、コスタスループ動作を行うことを特徴とする請求項１から請求項３までのいずれか１項に記載の受信装置。

Images