JP7309067B2 - ノイズフィルタ - Google Patents

Description

本願は、ノイズフィルタに関するものである。

近年、電圧型ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）インバータなどの電力変換装置において、電力用半導体素子の発展に伴い、キャリア周波数の高周波化が進められている。しかし、キャリア周波数の高周波化に伴い、電力用半導体素子のスイッチング動作の際に発生するコモンモード電圧を原因とした電磁障害が問題となっている。この問題の対策のために、コモンモードトランスを用いて電力変換装置が発生するコモンモード電圧を相殺する電圧（相殺電圧）を重畳し、コモンモード電圧によって接地に流れる漏れ電流すなわちコモンモード電流を抑制する方式が提案されている（例えば特許文献１）。

特許文献１のコモンモード抑制回路は、インバータとモータとを接続する三相ケーブルに二次側コイルすなわち二次巻線が設けられたコモンモードトランス、コモンモードトランスの一次側コイルすなわち一次巻線に直列接続されたコンデンサ、コモンモード電圧を検出するコンデンサ群、コモンモード電圧を電力増幅した相殺電圧をコモンモードトランスの一次巻線に出力するエミッタフォロワ回路を備えている。特許文献１のコモンモード抑制回路は、コモンモードトランスの一次巻線及び二次巻線の巻数比が１：１であり、スイッチング周波数以上のコモンモード電圧を相殺することで、相殺電圧を重畳するためのコモンモードトランスを、コモンモード電圧を０とする場合よりも小型化していた。

特許第６４９１３４９号公報

しかし、特許文献１のコモンモード抑制回路ではスイッチング周波数が低い場合、コアに発生する磁束の時間積が大きくなるので、コモンモードトランスに使用されるコアが大きくなるという問題がある。

本願明細書に開示される技術は、スイッチング周波数が低い場合でも小型のコモンモードトランスを用いてコモンモード電圧を抑制できるノイズフィルタを提供することを目的とする。

本願明細書に開示される一例のノイズフィルタは、半導体素子のスイッチング動作により電力変換を行う電力変換器が発生させるコモンモード電圧を低減するノイズフィルタである。ノイズフィルタは、電力変換器が発生させるコモンモード電圧を検出する電圧検出器と、電圧検出器により検出されたコモンモード電圧を分圧した分圧電圧を出力する分圧回路と、コモンモード電圧と逆極性の注入電圧を電力変換器の出力又は入力に重畳させる複数のコモンモードトランスと、分圧電圧に基づいて複数のコモンモードトランスの一次側に出力する出力電圧を生成する注入波形生成器と、を備えている。注入波形生成器は、複数のコモンモードトランスにより重畳させる注入電圧を加算した総注入電圧とコモンモード電圧との差が許容値以下になる出力電圧を生成する。

本願明細書に開示される一例のノイズフィルタは、複数のコモンモードトランスを備え、注入波形生成器が複数のコモンモードトランスにより重畳させる注入電圧を加算した総注入電圧とコモンモード電圧との差が許容値以下になる出力電圧を生成するので、スイッチング周波数が低い場合でも小型のコモンモードトランスを用いてコモンモード電圧を抑制できる。

実施の形態１に係る第一のノイズフィルタ及び電動機駆動システムの構成を示す図である。 図１の電力変換器の構成を示す図である。 図１の分圧回路の構成を示す図である。 図１の注入波形生成器の第一例を示す図である。 図１の注入波形生成器の第二例を示す図である。 図１の注入波形生成器の第三例を示す図である。 実施の形態１に係る第二のノイズフィルタ及び電動機駆動システムの構成を示す図である。 実施の形態１に係る第三のノイズフィルタ及び電動機駆動システムの構成を示す図である。 比較例のノイズフィルタ及び電動機駆動システムの構成を示す図である。 実施の形態１に係るノイズフィルタのコアを示す図である。 図１０のＡ－Ａで示した破線に沿った断面図である。 実施の形態１に係るノイズフィルタのコアを示す斜視図である。 比較例のノイズフィルタのコアを示す斜視図である。 実施の形態１に係る第四のノイズフィルタ及び電動機駆動システムの構成を示す図である。 実施の形態１に係る第五のノイズフィルタ及び電動機駆動システムの構成を示す図である。 実施の形態１に係る第六のノイズフィルタ及び電動機駆動システムの構成を示す図である。 実施の形態２に係る第一のノイズフィルタ及び電動機駆動システムの構成を示す図である。 図１７の第一の注入波形生成器の第一例を示す図である。 図１７の第二の注入波形生成器の第一例を示す図である。 図１７の第一の注入波形生成器の第二例を示す図である。 図１７の第二の注入波形生成器の第二例を示す図である。 図１７の第一の注入波形生成器の第三例を示す図である。 図１７の第二の注入波形生成器の第三例を示す図である。 図１７の第一の注入波形生成器の第四例を示す図である。 図１７の第二の注入波形生成器の第四例を示す図である。 図１７の第一の注入波形生成器の第五例を示す図である。 図１７の第二の注入波形生成器の第五例を示す図である。 図１７の第一の注入波形生成器の第六例を示す図である。 図１７の第二の注入波形生成器の第六例を示す図である。 実施の形態２に係る第二のノイズフィルタ及び電動機駆動システムの構成を示す図である。 実施の形態２に係る第三のノイズフィルタ及び電動機駆動システムの構成を示す図である。

ノイズフィルタ及び電動機駆動システムについて、図面を参照しながら説明する。各図において同一またはこれに相当するものに同一符号を付けて説明する。

実施の形態１．
図１は、実施の形態１に係る第一のノイズフィルタ及び電動機駆動システムの構成を示す図である。図２は図１の電力変換器の構成を示す図であり、図３は図１の分圧回路の構成を示す図である。図４は図１の注入波形生成器の第一例を示す図であり、図５は図１の注入波形生成器の第二例を示す図であり、図６は図１の注入波形生成器の第三例を示す図である。図７は実施の形態１に係る第二のノイズフィルタ及び電動機駆動システムの構成を示す図であり、図８は実施の形態１に係る第三のノイズフィルタ及び電動機駆動システムの構成を示す図である。図９は、比較例のノイズフィルタ及び電動機駆動システムの構成を示す図である。図１０は実施の形態１に係るノイズフィルタのコアを示す図であり、図１１は図１０のＡ－Ａで示した破線に沿った断面図である。図１２は実施の形態１に係るノイズフィルタのコアを示す斜視図であり、図１３は比較例のノイズフィルタのコアを示す斜視図である。図１４は実施の形態１に係る第四のノイズフィルタ及び電動機駆動システムの構成を示す図であり、図１５は実施の形態１に係る第五のノイズフィルタ及び電動機駆動システムの構成を示す図である。図１６は、実施の形態１に係る第六のノイズフィルタ及び電動機駆動システムの構成を示す図である。実施の形態１のノイズフィルタ５０は、複数の半導体素子がスイッチング動作を行う電圧型ＰＷＭインバータ等の電力変換器２により誘導電動機３を制御するシステムである電動機駆動システム６０に適用されている。

電動機駆動システム６０は、電力系統、自立型電圧源等の交流電源１と、交流電源１の交流電力を直流電力に変換し、直流電力を交流電力に変換する電力変換器２と、交流電源１と電力変換器２との間を接続する三相電力線４と、電力変換器２と誘導電動機３との間を接続する三相電力線５と、ノイズフィルタ５０と、を備える。誘導電動機３は接地線６により接地されている。接地ＧＮＤの電位すなわち接地電位は、ノイズフィルタ５０の基準電位になっている。三相電力線４は、ｕ相の三相電力線４ｕ、ｖ相の三相電力線４ｖ、ｗ相の三相電力線４ｗを備えている。三相電力線５は、ｕ相の三相電力線５ｕ、ｖ相の三相電力線５ｖ、ｗ相の三相電力線５ｗを備えている。

ノイズフィルタ５０は、電圧検出器７、分圧回路９、注入波形生成器１０、コモンモードトランス１１ａ、１１ｂを備える。電力変換器２は、半導体素子で構成される順変換回路２１、直流電力を蓄電する蓄電素子であるコンデンサ２２、半導体素子で構成されており、直流電力を交流電力に変換する逆変換回路２３を備える。順変換回路２１は、例えば整流回路であり、６個のダイオードＤ１、Ｄ２、Ｄ３、Ｄ４、Ｄ５、Ｄ６を備えている。逆変換回路２３は、６個の半導体素子Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４、Ｑ５、Ｑ６を備えている。一端が交流電源１に接続されている三相電力線４ｕ、４ｖ、４ｗは、それぞれ他端が電力変換器２の交流入力端子４１ｕ、４１ｖ、４１ｗに接続されている。一端が誘導電動機３に接続されている三相電力線５ｕ、５ｖ、５ｗは、それぞれ他端が電力変換器２の交流出力端子４２ｕ、４２ｖ、４２ｗに接続されている。

順変換回路２１は、高電位側配線４４ｐと低電位側配線４４ｓとの間に、直列に接続されたダイオードＤ１、Ｄ２である第一直列体、直列に接続されたダイオードＤ３、Ｄ４である第二直列体、直列に接続されたダイオードＤ５、Ｄ６である第三直列体が配置されている。ダイオードＤ１とダイオードＤ２との接続点ｎ１は、交流入力端子４１ｕに接続されている。ダイオードＤ３とダイオードＤ４との接続点ｎ２は交流入力端子４１ｖに接続されており、ダイオードＤ５とダイオードＤ６との接続点ｎ３は交流入力端子４１ｗに接続されている。コンデンサ２２は、高電位側配線４４ｐと低電位側配線４４ｓとの間に接続されている。逆変換回路２３は、高電位側配線４４ｐと低電位側配線４４ｓとの間に、直列に接続された半導体素子Ｑ１、Ｑ２である第四直列体、直列に接続された半導体素子Ｑ３、Ｑ４である第五直列体、直列に接続された半導体素子Ｑ５、Ｑ６である第六直列体が配置されている。半導体素子Ｑ１と半導体素子Ｑ２との接続点ｎ４は、交流出力端子４２ｕに接続されている。半導体素子Ｑ３と半導体素子Ｑ４との接続点ｎ５は交流出力端子４２ｖに接続されており、半導体素子Ｑ５と半導体素子Ｑ６との接続点ｎ６は交流出力端子４２ｗに接続されている。

半導体素子Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４、Ｑ５、Ｑ６は、例えばＭＯＳＦＥＴ（Ｍetal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor）、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）等の電力用半導体素子が用いられる。図２では、ＭＯＳＦＥＴの例を示した。半導体素子Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４、Ｑ５、Ｑ６は、ＭＯＳトランジスタＭ、ダイオードＤを備えている。ダイオードＤは、ＭＯＳトランジスタＭと別の素子でもよく、寄生ダイオードでもよい。半導体素子Ｑ１、Ｑ３、Ｑ５のドレインｄは高電位側配線４４ｐに接続されており、半導体素子Ｑ２、Ｑ４、Ｑ６のソースｓは低電位側配線４４ｓに接続されている。半導体素子Ｑ１のソースｓと半導体素子Ｑ２のドレインｄは接続されており、半導体素子Ｑ３のソースｓと半導体素子Ｑ４のドレインｄは接続されており、半導体素子Ｑ５のソースｓと半導体素子Ｑ６のドレインｄは接続されている。半導体素子Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４、Ｑ５、Ｑ６のゲートｇに、図示しない制御回路から制御信号が入力される。逆変換回路２３は、制御回路からの制御信号に基づいて半導体素子Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４、Ｑ５、Ｑ６をスイッチングして直流電力を交流電力に変換する。

コモンモード電圧Ｖｃｉを検出する電圧検出器７は、互いに等しい容量を有する３つのコンデンサ８を備え、各コンデンサ８の一端が三相電力線５の各相に接続されている。各コンデンサ８の他端は接続点ｎ７にて互いに接続されている。分圧回路９は、入力端子９４がコンデンサ８の他端が接続された接続点ｎ７に接続され、出力端子９５が注入波形生成器１０の入力端子５１に接続されている。分圧回路９は、接地電位になっている配線２４と入力端子９４との間の入力電圧であるコモンモード電圧Ｖｃｉを分圧して、その分圧した分圧電圧Ｖｄを出力電圧として出力する。

分圧回路９は、例えばコンデンサ９１と、コンデンサ９１に並列に接続された抵抗９２及び抵抗９３の直列体と、を備えている。コンデンサ９１の一端及び抵抗９２の一端は入力端子９４に接続されており、コンデンサ９１の他端及び抵抗９３の一端は接地電位になっている配線２４に接続されている。抵抗９２の他端と抵抗９３の他端とが接続された接続点は、出力端子９５に接続されている。分圧回路９は、入力端子９４に入力されたコモンモード電圧Ｖｃｉを分圧した分圧電圧Ｖｄを出力端子９５から出力する。検出されるコモンモード電圧Ｖｃｉは抵抗９２と抵抗９３の抵抗比によって分圧される。三相電力線５の各相である三相電力線５ｕ、５ｖ、５ｗの電圧は、コンデンサ８とコンデンサ９１のインピーダンス比によって分圧された後、抵抗９２と抵抗９３の抵抗比によって分圧され、分圧電圧Ｖｄとして分圧回路９から出力される。

分圧電圧Ｖｄは注入波形生成器１０の入力端子５１に入力される。注入波形生成器１０は、入力された分圧電圧Ｖｄに基づいて、帯域制限されかつ電圧値が調整された電圧を出力端子５２から出力する。注入波形生成器１０の出力端子５２から出力される出力はコモンモードトランス１１ａ、１１ｂの一次側すなわち一次巻線に入力される。コモンモードトランス１１ａ、１１ｂは、一次側の一次巻線と二次側の二次巻線を備えており、二次巻線が三相電力線５の各相である三相電力線５ｕ、５ｖ、５ｗに挿入されている。注入波形生成器１０から出力された電圧すなわち出力電圧Ｖｐは各コモンモードトランス１１ａ、１１ｂの一次巻線に印加され、コモンモード電圧Ｖｃｉと逆極性であり、一次側と二次側の巻数比に応じた電圧である注入電圧Ｖｓが二次巻線に発生する。

電力変換器２は、半導体素子Ｑ１～Ｑ６がスイッチング動作する毎にステップ状に変化するコモンモード電圧Ｖｃｉを発生する。このコモンモード電圧Ｖｃｉは電圧検出器７により検出され、分圧回路９により分圧電圧Ｖｄに分圧される。分圧電圧Ｖｄは注入波形生成器１０により帯域制限されかつ電圧値が調整されて出力された出力電圧Ｖｐは、コモンモードトランス１１ａ、１１ｂの一次巻線に入力される。コモンモードトランス１１ａ、１１ｂの二次巻線に発生した電圧すなわち注入電圧Ｖｓは、電力変換器２で発生したコモンモード電圧Ｖｃｉを低減するように調整されている。したがって、実施の形態１のノイズフィルタ５０は、電圧検出器７により検出されたコモンモード電圧Ｖｃｉに基づいて、コモンモード電圧Ｖｃｉと逆極性でかつ、調整された電圧である出力電圧Ｖｐをコモンモードトランス１１ａ、１１ｂに入力して三相電力線５の各相に注入電圧Ｖｓを重畳するので、コモンモード電圧Ｖｃｉを抑制できる。実施の形態１のノイズフィルタ５０が、電力変換器２のスイッチング周波数が低い場合でも小型のコモンモードトランス１１ａ、１１ｂを用いてコモンモード電圧Ｖｃｉを抑制できることを説明する。

図４～図６に、注入波形生成器１０の第一例～第三例を示した。図４に示した第一例の注入波形生成器１０は、帯域制限器１２、増幅器１３、制御電源１５ａ、１５ｂを備えている。制御電源１５ａは正側電圧を供給し、制御電源１５ｂは負側電圧を供給する。帯域制限器１２により、コモンモード電圧Ｖｃｉのうち低減する周波数帯域のみをコモンモードトランス１１ａ、１１ｂに印加できるため、コモンモードトランス１１ａ、１１ｂの小型化が可能である。帯域制限器１２は、対象とする周波数帯域が通過できればよく、バンドパスフィルタ、ローパスフィルタ及び、ハイパスフィルタのいずれかを適用することができる。例えば、スイッチング周波数が２ｋＨｚの場合、帯域制限器１２の対象とする周波数帯域を２ｋＨｚより高い周波数帯域とし、２ｋＨｚより低い周波数にカットオフ周波数をもつハイパスフィルタを接続することで、コモンモードトランス１１ａ、１１ｂに印加される電圧の低周波成分を減衰させ、コモンモードトランス１１ａ、１１ｂを小型化できる。また、帯域制限器１２の対象とする周波数帯域を１０ｋＨｚより高い周波数帯域とした場合、２ｋＨｚ～１０ｋＨｚの間にカットオフ周波数をもつハイパスフィルタを接続することで、さらにコモンモードトランス１１ａ、１１ｂを小型化することができる。図４に示した増幅器１３は反転増幅回路の例である。増幅器１３は、オペアンプ１９、抵抗１６、１７、１８を備えている。オペアンプ１９の正側入力端子に、抵抗１７を介して接地電位が入力されている。オペアンプ１９の負側入力端子に、帯域制限器１２の出力が抵抗１６を介して入力され、かつオペアンプ１９の出力が抵抗１８を介して入力されている。

オペアンプ１９のゲインＧｉは、抵抗１６及び抵抗１８の抵抗値をそれぞれｒ１、ｒ２とすると、式（１）で表せる。また、出力電圧Ｖｐは式（２）で表せる。
Ｇｉ＝ｒ２／ｒ１ ・・・（１）
Ｖｐ＝－Ｇｉ×Ｖｄ ・・・（２）

オペアンプ１９のゲインＧｉは、分圧回路９の分圧比Ｒｖ、コモンモードトランス１１ａ、１１ｂの巻数比Ｒｒ、接続されるコモンモードトランス１１ａ、１１ｂの数である接続トランス数Ｎｔにより設定される。コモンモードトランス１１ａ、１１ｂの二次巻線を介して三相電力線５のｕ相、ｖ相、ｗ相に重畳される電圧である注入電圧Ｖｓがコモンモード電圧Ｖｃｉを低減するように、すなわち式（３）が成立するように、ゲインＧｉ、分圧比Ｒｖ、巻数比Ｒｒ、接続トランス数Ｎｔが設定される。
｜Ｖｃｉ－Ｖｓｔ｜≦Ｖｔо ・・・（３）
ここで、Ｖｔоは電圧差の許容値である。式（３）は、コモンモード電圧Ｖｃｉと総注入電圧Ｖｓｔとの差の絶対値が許容値Ｖｔо以下であることを示している。総注入電圧Ｖｓｔは、コモンモードトランス１１ａ、１１ｂが発生させる注入電圧Ｖｓを加算した電圧である。

注入電圧の電圧値が同一であって接続トランス数Ｎｔが２である場合は、三相電力線５のｕ相、ｖ相、ｗ相に重畳される電圧の合計である総注入電圧Ｖｓｔは２×Ｖｓになる。三相電力線５のｕ相、ｖ相、ｗ相に重畳される電圧の合計である総注入電圧Ｖｓｔは、接続トランス数Ｎｔを用いると式（４）で表される。図１の場合の接続トランス数Ｎｔは２である。
Ｖｓｔ＝Ｎｔ×Ｖｓ ・・・（４）

分圧回路９の分圧比Ｒｖは、式（５）で表せる。コモンモードトランス１１ａ、１１ｂの巻数比Ｒｒは、一次巻線及び二次巻線の巻数をそれぞれＮ１、Ｎ２とすると、式（６）で表せる。
Ｒｖ＝Ｖｃｉ／Ｖｄ ・・・（５）
Ｒｒ＝Ｎ２／Ｎ１ ・・・（６）

あるコモンモード電圧Ｖｃｉの値に対して、接続トランス数Ｎｔが多い程、１つのコモンモードトランスに入力される電圧すなわち注入波形生成器１０の出力電圧Ｖｐとコモンモードトランスの二次巻線に出力される電圧である注入電圧Ｖｓとを小さくすることができる。複数のコモンモードトランス１１ａ、１１ｂを備えることで、実施の形態１のノイズフィルタ５０は、小型のコモンモードトランス１１ａ、１１ｂで総注入電圧Ｖｓｔを三相電力線５のｕ相、ｖ相、ｗ相に重畳することができる。したがって、実施の形態１のノイズフィルタ５０は、スイッチング周波数が低い場合でも小型のコモンモードトランスを用いてコモンモード電圧を抑制できる。注入電圧Ｖｓを小さくすることでコモンモードトランスが小型にできることは、後述する。

第二例の注入波形生成器１０を説明する。第二例の注入波形生成器１０は、第一例の注入波形生成器１０とは、増幅器１３の出力端子と出力端子５２との間に電流バッファ１４が追加されている点で異なる。なお、増幅器１３の出力端子は、オペアンプ１９の出力を伝送する配線と抵抗１８との接続点である。第二例の注入波形生成器１０は、第一例の注入波形生成器１０よりも電流供給量を示す電流容量を増やすことが可能である。電流バッファ１４は、例えば直列接続された２つのトランジスタＢＴ１、ＢＴ２を備えている。トランジスタＢＴ１のコレクタｃが制御電源１５ａに接続されており、トランジスタＢＴ１のエミッタｅがトランジスタＢＴ２のエミッタｅに接続されており、トランジスタＢＴ２のコレクタｃが制御電源１５ｂに接続されている。トランジスタＢＴ１、ＢＴ２のベースｂは増幅器１３の出力が入力され、トランジスタＢＴ１、ＢＴ２のエミッタｅは出力端子５２に接続されている。

第一例の注入波形生成器１０、第二例の注入波形生成器１０では、増幅器１３が反転増幅回路の例を示したが、増幅器１３が非反転増幅回路であってもよい。図６に示した第三例の注入波形生成器１０は非反転増幅回路の例である。オペアンプ１９の正側入力端子に、抵抗１７を介して帯域制限器１２の出力が入力されている。オペアンプ１９の負側入力端子に、接地電位が抵抗１６を介して入力され、かつオペアンプ１９の出力が抵抗１８を介して入力されている。

非反転増幅回路のオペアンプ１９のゲインＧｉは、抵抗１６及び抵抗１８の抵抗値をそれぞれｒ１、ｒ２とすると、式（７）で表せる。また、出力電圧Ｖｐは式（８）で表せる。
Ｇｉ＝１＋ｒ２／ｒ１ ・・・（７）
Ｖｐ＝Ｇｉ×Ｖｄ ・・・（８）

増幅器１３が非反転増幅回路の場合、図７に示すように、コモンモードトランス１１ａ、１１ｂの一次巻線への接続を逆に変更し、二次巻線に出力される電圧である注入電圧Ｖｓがコモンモード電圧Ｖｃｉを低減するように設定する。次に、実施の形態１のノイズフィルタ５０を、比較例のノイズフィルタ１００と比較しながら説明する。

図９に示した比較例のノイズフィルタ１００は１つのコモンモードトランス１０１を備えており、比較例の電動機駆動システム１１０はノイズフィルタ１００を備えている。比較例のノイズフィルタ１００は、注入波形生成器１０２からコモンモードトランス１０１の一次巻線に出力電圧Ｖｐｅが出力され、三相電力線５のｕ相、ｖ相、ｗ相に注入電圧Ｖｓｅを重畳させる。比較例のノイズフィルタ１００は、実施の形態１のノイズフィルタ５０とは、１つのコモンモードトランス１０１を備え、注入波形生成器１０が注入波形生成器１０２に変更されている点で異なる。注入波形生成器１０２は注入波形生成器１０と同様の構成であるが、出力電圧Ｖｐｅの値によってはゲインＧｉ等が異なる。比較例のノイズフィルタ１００は、接続トランス数Ｎｔが１である。コモンモードトランスの数が異なっても同等のコモンモード電圧の低下を実現するには、同じ値の総注入電圧Ｖｓｔが必要である。このため、式（４）から分かるように、比較例のノイズフィルタ１００は、接続トランス数Ｎｔが２である実施の形態１のノイズフィルタ５０が三相電力線５の各相に重畳させる注入電圧Ｖｓの２倍になる注入電圧Ｖｓｅを三相電力線５の各相に重畳しないと同等のコモンモード電圧の低下を実現することはできない。しがたって、比較例のノイズフィルタ１００は、実施の形態１のノイズフィルタ５０と同等のコモンモード電圧の低下を実現するには、式（９）が成立する必要がある。
Ｖｓｅ＝２×Ｖｓ ・・・（９）

式（９）を実現させるには、例えば２つの方法が考えられる。第一の方法は、出力電圧Ｖｐｅを出力電圧Ｖｐと同じにして、コモンモードトランス１０１の巻数比Ｒｒを２倍にすることである。第二の方法は、コモンモードトランス１０１の巻数比Ｒｒをコモンモードトランス１１ａ、１１ｂの巻数比Ｒｒと同じにして、出力電圧Ｖｐｅを出力電圧Ｖｐの２倍にすることである。

コモンモードトランス１１ａ、１１ｂは、１つの一次巻線及び３つの二次巻線を備えている。コモンモードトランス１１ａ、１１ｂのコアは例えば図１０に示すトロイダル型のコア２８である。実施の形態１のノイズフィルタ５０は２つのコモンモードトランス１１ａ、１１ｂを備えているので、図１２に示すように２つのコア２８を備えている。比較例のコモンモードトランス１０１も、コモンモードトランス１１ａ、１１ｂと同様である。比較例のノイズフィルタ１００は１つのコモンモードトランス１０１を備えているので、図１３に示すように１つのコア２９を備えている。コアのサイズについては後述する。

第一の方法において、コモンモードトランス１０１の巻数比Ｒｒを大きくするには、一次巻線の巻数を減らす方法と二次巻線の巻数を増やす方法がある。一次巻線の巻数を減らす場合、コモンモードトランス１０１の励磁電流が増加し磁束も増加する。コモンモードトランス１０１に使用するコアの磁気飽和を避けるには、コアの断面積を増加させる必要がある。対して、二次巻線の巻数を増やす場合、二次巻線には三相電力線５と同等の線径を有する巻線が３相分巻かれているため、コアに必要な内径が大きくなるので、結果として、コアが大型化する。制御電源１５ａ、１５ｂの電圧値以上の電圧を注入電圧Ｖｓｅとしてコモンモードトランス１０１の二次巻線に発生させる場合、コアの大型化は避けられない。

一方、第二の方法において、コモンモードトランス１０１に高電圧を印加するには、高電圧を出力する制御電源、高耐圧素子が必要となる。また、コモンモードトランス１０１における電圧時間積が大きくなるため、コアの磁気飽和を避けるには、コアの断面積の増加、一次巻線の巻数増加が必要となる。巻数比Ｒｒを一定に保つために二次巻線の巻数も増加することになり、結果として、コモンモードトランス１０１に高電圧を印加する場合もコアの大型化につながる。

以上のことから、実施の形態１のノイズフィルタ５０では、複数のコモンモードトランス１１ａ、１１ｂを備えることで、１つのコモンモードトランスで発生させる注入電圧Ｖｓを小さくできる。このため、実施の形態１のノイズフィルタ５０は、比較例のノイズフィルタ１００と異なり、コモンモードトランス１１ａ、１１ｂはコアの断面積を大きくする必要がなく、巻数増加のためにコア内径を大きくする必要がなく、コアを小型化することが可能である。また、実施の形態１のノイズフィルタ５０は、コモンモードトランス１１ａ、１１ｂに印加する電圧すなわち出力電圧Ｖｐは低電圧で良く、電圧時間積を小さくできるため、コアの小型化が図れる。加えて、実施の形態１のノイズフィルタ５０は、注入波形生成器１０に印加する制御電源１５ａ、１５ｂの電圧は低電圧で良く、注入波形生成器１０を低耐圧の素子で構成することが可能である。

特許文献１のコモンモード抑制回路は、巻数比Ｒｒが１のコモンモードトランスが１つである。前述したように、スイッチング周波数が低い場合、コアに発生する磁束の時間積が大きくなるので、同じ電圧を二次巻線に発生させるためにコモンモードトランスに使用されるコアが大きくなる。１つコモンモードトランスでは、このサイズ増大が顕著になる。実施の形態１のノイズフィルタ５０は２つのコモンモードトランス１１ａ、１１ｂを備えるので、特許文献１のコモンモード抑制回路が三相電力線５に重畳する総注入電圧Ｖｓｔが同じ場合には、各コモンモードトランス１１ａ、１１ｂが重畳する注入電圧ＶｓをＶｓｔ／２にすることができる。注入電圧ＶｓがＶｓｔ／２になるので、電圧時間積を小さくでき、さらにコアに発生させる磁束も小さくでき、コアの断面積を小さくすることができる。したがって、実施の形態１のノイズフィルタ５０は、特許文献１のコモンモード抑制回路よりも小型のコアを有するコモンモードトランスを用いることができる。

実施の形態１のノイズフィルタ５０におけるコアのサイズについて、図１０～図１３を用いて説明する。実施の形態１のノイズフィルタ５０におけるコアは、前述したように例えば図１０に示すトロイダル型のコア２８である。実施の形態１のノイズフィルタ５０は２つのコモンモードトランス１１ａ、１１ｂを備えているので、図１２に示すように２つのコア２８を備えている。比較例のノイズフィルタ１００は１つのコモンモードトランス１０１を備えているので、図１３に示すように１つのコア２９を備えている。コア２８の内径はｌであり、外径はＬであり、幅（厚み）はｈである。コア２８の断面積がＳである。図１１において、左側がコア２８の内側であり、右側がコア２８の外側である。まず、図１のように２つのコモンモードトランス１１ａ、１１ｂに同一電圧値の出力電圧Ｖｐを印加する場合を考える。コア２８に発生する磁束密度Ｂは式（１０）で表せる。
Ｂ＝（Ｖｐ×ｔ）／（Ｎ１×Ｓ） ・・・（１０）
ｔは出力電圧Ｖｐを印加する時間である。

式（１０）から電圧時間積（Ｖｐ×ｔ）を小さくすることで、磁束密度Ｂと一次側の巻数Ｎ１を一定にしながら断面積Ｓを小さくできる。比較例のコモンモードトランス１０１のコア２９に発生する磁束密度と実施の形態１の２つのコモンモードトランス１１ａ、１１ｂのコア２８に発生する合計の磁束密度が同じになる場合を考えると、コア２８の断面積Ｓとコア２９の断面積Ｓｅとの関係は式（１１）のようになる。
Ｓｅ＝２×Ｓ ・・・（１１）

コア２９の断面積Ｓｅ及び体積ｖ１は式（１２）、（１３）で表せる。コア２９の断面積Ｓｅは、図１０のコア２８をコア２９とした場合におけるＡ－Ａで示した破線に沿った断面の面積になる。コア２９の幅は、コア２８の幅と同じｈである。
Ｓｅ＝ｈ×（Ｌｅ－ｌ）／２ ・・・（１２）
ｖ１＝π×ｈ×（Ｌｅ^２－ｌ^２）／４ ・・・（１３）

コア２８の断面積Ｓ及び体積ｖ２は式（１４）、（１５）で表せる。
Ｓ＝ｈ×（Ｌ－ｌ）／２ ・・・（１４）
ｖ２＝π×ｈ×（Ｌ^２－ｌ^２）／４ ・・・（１５）

式（１１）に式（１２）（１４）を代入して変形すると、式（１６）のようになる。
Ｌ＝（Ｌｅ＋ｌ）／２ ・・・（１６）

式（１５）の体積ｖ２は、式（１６）を用いて変形すると式（１７）のようになる。
ｖ２＝π×ｈ×（Ｌｅ^２＋２Ｌｅ×ｌ－３ｌ^２）／１６ ・・・（１７）

式（１３）と式（１７）から、コア２９の体積ｖ１と２つのコア２８の合計体積２×ｖ２は式（１８）の関係が成り立つ。
ｖ１＞２×ｖ２ ・・・（１８）

このことから、１つのコモンモードトランス１０１と同一電圧値の出力電圧Ｖｐを２つのコモンモードトランス１１ａ、１１ｂで分割して、同一電圧値の注入電圧Ｖｓを三相電力線５に重畳する場合は、次のようになる。実施の形態１のノイズフィルタ５０におけるコモンモードトランス１１ａ、１１ｂは、磁束密度Ｂと内径ｌが一定の条件のもと、１つのコア２８における外径Ｌを外径Ｌｅよりも小さくすることで、１つのコア２８における断面積Ｓをコア２９の断面積Ｓｅの１／２に維持しながら、コア２８の合計体積すなわち合計サイズを小さくすることができる。ここで内径ｌが一定であることは、巻数Ｎ１が一定であり必要内径が一定であることによる。

また、図８のように、コモンモードトランス１１ａ、１１ｂが異なる電圧値の注入電圧Ｖｓａ、Ｖｓｂを三相電力線５に重畳する場合は、特許文献１のコモンモードトランスと異なり、許容値に合わせて総電圧を減らすという操作が可能であるため、コア２８の断面積Ｓを小さくでき、２つのコア２８の合計体積（合計サイズ）を小さくすることができる。

実施の形態１のノイズフィルタ５０は、２つのコモンモードトランスの合計サイズを特許文献１のコモンモードトランスよりも小さくすることができる。実施の形態１のノイズフィルタ５０は、小型のコモンモードトランスを２つ用いることで、特許文献１のコモンモード抑制回路よりもコモンモードトランスの配置自由度が高くなる。このため、実施の形態１のノイズフィルタ５０は、特許文献１のコモンモード抑制回路よりも効率的な部品配置が可能となり、小型のノイズフィルタを実現できる。さらに、実施の形態１のノイズフィルタ５０は、注入波形生成器１０がコア増大に大きな影響を及ぼす周波数を排除する帯域制限を分圧電圧Ｖｄに行うことで、特許文献１のコモンモードトランスよりもさらに小さくすることができる。つまり、複数のコモンモードトランス１１ａ、１１ｂによる注入電圧Ｖｓが充分に低電圧化されている場合は、コア増大に大きな影響を及ぼす周波数を排除する帯域制限を行わなくても、特許文献１のコモンモードトランスよりもコモンモードトランス１１ａ、１１ｂを小さくすることができる。

特許文献１のコモンモード抑制回路は、制御電源の電力がインバータの入力側直流電源の電力であるため、高耐圧のトランジスタが必要である。これに対して実施の形態１のノイズフィルタ５０は、注入電圧Ｖｓが特許文献１のコモンモード抑制回路の注入電圧の１／２になり、注入波形生成器１０が出力する出力電圧Ｖｐを特許文献１のコモンモード抑制回路よりも低電圧にできる。このため、注入波形生成器１０を低耐圧の素子で構成することができる。

コモンモードトランス１１ａ、１１ｂはコア材、コア２８の外径Ｌ、内径ｌ、断面積Ｓ及び巻数Ｎ１、Ｎ２が同じ場合を示したが、コア材、コア２８の外径Ｌ、内径ｌ、断面積Ｓ及び巻数Ｎ１、Ｎ２のいずれかが異なっていてもよい。この場合、図８に示すように、コモンモードトランス１１ａ、１１ｂに入力される注入波形生成器１０の出力電圧Ｖｐが同じでも、コモンモードトランス１１ａが発生させる注入電圧Ｖｓａとコモンモードトランス１１ｂが発生させる注入電圧Ｖｓｂとが異なることもある。この場合は、総注入電圧Ｖｓｔは式（４）の代わりに式（１９）を用いる。
Ｖｓｔ＝Ｖｓａ＋Ｖｓｂ ・・・（１９）

注入電圧Ｖｓａと注入電圧Ｖｓｂが異なる場合でも、比較例及び特許文献１のコモンモード抑制回路と比較して説明した注入電圧Ｖｓを総注入電圧Ｖｓｔの１／２と考えればよい。したがって、実施の形態１のノイズフィルタ５０は、比較例のノイズフィルタ１００及び特許文献１のコモンモード抑制回路のコモンモードトランスよりも、コモンモードトランス１１ａ、１１ｂを小型にすることができる。

なお、図１に示した電圧検出器７は三相電力線５に接続されている例を示したが、図１４に示すように電圧検出器７は三相電力線４への接続も可能である。電力変換器２は三相電力線４にもコモンモード電圧Ｖｃｉを発生させている。この場合でも、三相電力線４から検出されるコモンモード電圧Ｖｃｉは三相電力線５から検出されるコモンモード電圧Ｖｃｉと同等なので、式（３）を満たせばよい。また、コモンモードトランス１１ａ、１１ｂは三相電力線５に挿入されている例を示したが、図１５に示すようにコモンモードトランス１１ａ、１１ｂは三相電力線４に挿入することも可能である。三相電力線４でのコモンモード電圧Ｖｃｉを低減することで、三相電力線５でのコモンモード電圧Ｖｃｉを低減することができる。図１５では電圧検出器７が三相電力線４に接続されている例を示したが、電圧検出器７が三相電力線５に接続されていても構わない。更に、図１６に示すように、コモンモードトランス１１ａ、１１ｂと電圧検出器７との位置を交換しても構わない。図１に示した第一例のノイズフィルタ５０はフィードフォワード構成であるが、図１６に示した第六例のノイズフィルタ５０はフィードバック構成である。

分圧回路９の例としてコンデンサ９１と抵抗９２、９３を備える例を示したが、分圧回路９はこれに限定されない。分圧回路９は、２つのコンデンサが直列接続されたコンデンサ９１のみの構成、抵抗９２、９３のみの構成、さらにコンデンサと抵抗の数を増やした構成も可能である。

以上のように、実施の形態１のノイズフィルタ５０は、半導体素子Ｑ１～Ｑ６のスイッチング動作により電力変換を行う電力変換器２が発生させるコモンモード電圧Ｖｃｉを低減するノイズフィルタである。ノイズフィルタ５０は、電力変換器２が発生させるコモンモード電圧Ｖｃｉを検出する電圧検出器７と、電圧検出器７により検出されたコモンモード電圧Ｖｃｉを分圧した分圧電圧Ｖｄを出力する分圧回路９と、コモンモード電圧Ｖｃｉと逆極性の注入電圧Ｖｓ（Ｖｓａ、Ｖｓｂ）を電力変換器２の出力又は入力に重畳させる複数のコモンモードトランス１１ａ、１１ｂと、分圧電圧Ｖｄに基づいて複数のコモンモードトランス１１ａ、１１ｂの一次側に出力する出力電圧Ｖｐを生成する注入波形生成器１０と、を備えている。注入波形生成器１０は、複数のコモンモードトランス１１ａ、１１ｂにより重畳させる注入電圧Ｖｓ（Ｖｓａ、Ｖｓｂ）を加算した総注入電圧Ｖｓｔとコモンモード電圧Ｖｃｉとの差が許容値Ｖｔо以下になる出力電圧Ｖｐを生成する。実施の形態１のノイズフィルタ５０は、この構成により、複数のコモンモードトランス１１ａ、１１ｂを備え、注入波形生成器１０が複数のコモンモードトランス１１ａ、１１ｂにより重畳させる注入電圧Ｖｓ（Ｖｓａ、Ｖｓｂ）を加算した総注入電圧Ｖｓｔとコモンモード電圧Ｖｃｉとの差が許容値Ｖｔо以下になる出力電圧Ｖｐを生成するので、スイッチング周波数が低い場合でも小型のコモンモードトランス１１ａ、１１ｂを用いてコモンモード電圧Ｖｃｉを抑制できる。

実施の形態２．
図１７は、実施の形態２に係る第一のノイズフィルタ及び電動機駆動システムの構成を示す図である。図１８は図１７の第一の注入波形生成器の第一例を示す図であり、図１９は図１７の第二の注入波形生成器の第一例を示す図である。図２０は図１７の第一の注入波形生成器の第二例を示す図であり、図２１は図１７の第二の注入波形生成器の第二例を示す図である。図２２は図１７の第一の注入波形生成器の第三例を示す図であり、図２３は図１７の第二の注入波形生成器の第三例を示す図である。図２４は図１７の第一の注入波形生成器の第四例を示す図であり、図２５は図１７の第二の注入波形生成器の第四例を示す図である。図２６は図１７の第一の注入波形生成器の第五例を示す図であり、図２７は図１７の第二の注入波形生成器の第五例を示す図である。図２８は図１７の第一の注入波形生成器の第六例を示す図であり、図２９は図１７の第二の注入波形生成器の第六例を示す図である。図３０は実施の形態２に係る第二のノイズフィルタ及び電動機駆動システムの構成を示す図であり、図３１は実施の形態２に係る第三のノイズフィルタ及び電動機駆動システムの構成を示す図である。

図１７に示した実施の形態２のノイズフィルタ５０は、２つの注入波形生成器１０ａ、１０ｂにより３つのコモンモードトランス１１ａ、１１ｂ、１１ｃに出力電圧Ｖｐａ、Ｖｐｂ、Ｖｐｃが出力され、３つのコモンモードトランス１１ａ、１１ｂ、１１ｃが三相電力線５の各相に注入電圧Ｖｓａ、Ｖｓｂ、Ｖｓｃを発生させる点で、実施の形態１のノイズフィルタ５０と異なる。図１８に示した第一の注入波形生成器１０ａの第一例は、図４に示した注入波形生成器１０とは、帯域制限器１２が低周波数帯域を通過させ高周波数帯域を減少させる帯域制限器３２に変更され、２つの出力端子５２ａ、５２ｂを有する点で異なる。図１９に示した第二の注入波形生成器１０ｂの第一例は、図４に示した注入波形生成器１０とは、帯域制限器１２が高周波数帯域を通過させ低周波数帯域を減少させる帯域制限器３３に変更されている点で異なる。注入波形生成器１０ａは、出力端子５２ａから出力電圧Ｖｐａを出力し、出力端子５２ｂから出力電圧Ｖｐｂを出力する。注入波形生成器１０ｂは、出力端子５２から出力電圧Ｖｐｃを出力する。なお、図１８、図１９において、接地電位になっている配線２４は省略した。図２０～図２９においても、接地電位になっている配線２４は省略した。なお、実施の形態２のノイズフィルタ５０は、２つの波形生成器（注入波形生成器１０ａ、１０ｂ）を備えた注入波形生成器を備えているということもできる。

実施の形態１のノイズフィルタ５０と異なる部分を主に説明する。注入波形生成器１０ａは低周波数帯域のみ増幅し、高周波数帯域は減少させるよう設定される。一方、注入波形生成器１０ｂは高周波数帯域のみ増幅し、低周波数帯域は減少させるよう設定される。すなわち、注入波形生成器１０ａは低周波数帯域の出力電圧Ｖｐａ、Ｖｐｂをコモンモードトランス１１ａ、１１ｂに出力し、注入波形生成器１０ｂは高周波数帯域の出力電圧Ｖｐｃをコモンモードトランス１１ｃに出力する。出力電圧Ｖｐａ、Ｖｐｂは出力電圧Ｖｐｃとは周波数帯域が異なっている。これにより、注入波形生成器１０ａに接続されるコモンモードトランス１１ａ、１１ｂには低周波数帯域の電圧が印加され、注入波形生成器１０ｂに接続されるコモンモードトランス１１ｃは高周波数帯域の電圧が印加される。また、出力電圧Ｖｐａ、Ｖｐｂは出力電圧Ｖｐｃとは周波数帯域に応じて電圧値が異なっていてもよい。

一般に、トランスに印加する電圧が高周波数帯域になるほどコア材の性質によりコア内に発生する磁束は少ない。つまり磁束が少なくなることに伴ってトランスにおける電圧時間積が小さいため、トランスが必要とするコアの断面積は小さくなる。したがって、高周波数帯域が印加されるコモンモードトランス１１ｃはコモンモードトランス１１ａ、１１ｂと比較し、小型化することが可能である。

また、コア２８の断面積Ｓを小さくする代わりにコモンモードトランス１１ｃの巻数Ｎ１、Ｎ２を減らすことでもコモンモードトランス１１ｃを小型化することができる。巻数Ｎ１、Ｎ２を減らす場合、コア２８に必要となる内径ｌが小さくなる。コア２８の断面積Ｓを一定とした場合、内径ｌを小さくすると外径Ｌも小さくすることができるため、結果として、コモンモードトランス１１ｃの小型化が可能となる。これらは同時に行うことも可能であり、トランスにおける電圧時間積が小さい場合は、コア２８の断面積Ｓを小さくしつつ、巻数Ｎ１、Ｎ２を減らしコア２８の外径Ｌ、内径ｌを小さくすることも可能である。

一般に、トランスはインダクタンスと寄生容量による自己共振の影響を受け、高周波数帯域でインピーダンスが低下し、励磁電流が増加する。この自己共振周波数はコア材により異なるため、高周波数帯域の電圧が印加されるコモンモードトランス１１ｃに自己共振周波数が高く、高周波数帯域においても高いインピーダンスをもつコア材を使用することで、励磁電流を低減することができる。これにより、注入波形生成器１０ｂに電力を供給する制御電源１５ａ、１５ｂの電力供給量を示す電源容量を低減することが可能である。

このように、この実施の形態２では２つの注入波形生成器１０ａ、１０ｂを異なる構成とし、３つのコモンモードトランス１１ａ、１１ｂ、１１ｃを異なる構成とし、印加する電圧を低周波数帯域と高周波数帯域とに分離することで、コモンモードトランスのコアの小型化及び制御電源１５ａ、１５ｂの電源容量の低減が可能になる。制御電源１５ａ、１５ｂの電源容量を低減した場合は、例えば増幅器１３のゲインＧｉを増加することで、出力電圧Ｖｐａ、Ｖｐｂ、Ｖｐｃを制御電源１５ａ、１５ｂの電源容量を低減しない場合と同じにすることができる。

図２０に示した第一の注入波形生成器１０ａの第二例は、図５に示した注入波形生成器１０とは、帯域制限器１２が低周波数帯域を通過させ高周波数帯域を減少させる帯域制限器３２に変更され、２つの出力端子５２ａ、５２ｂを有する点で異なる。図２１に示した第二の注入波形生成器１０ｂの第二例は、図５に示した注入波形生成器１０とは、帯域制限器１２が高周波数帯域を通過させ低周波数帯域を減少させる帯域制限器３３に変更されている点で異なる。注入波形生成器１０ａは、出力端子５２ａから出力電圧Ｖｐａを出力し、出力端子５２ｂから出力電圧Ｖｐｂを出力する。注入波形生成器１０ｂは、出力端子５２から出力電圧Ｖｐｃを出力する。また、第一の注入波形生成器１０ａの第二例は、第一の注入波形生成器１０ａの第一例とは、増幅器１３の出力端子と出力端子５２ａ、５２ｂとの間に電流バッファ１４が追加されている点で異なる。第二の注入波形生成器１０ｂの第二例は、第二の注入波形生成器１０ｂの第一例とは、増幅器１３の出力端子と出力端子５２との間に電流バッファ１４が追加されている点で異なる。第一の注入波形生成器１０ａの第二例及び第二の注入波形生成器１０ｂの第二例は、電流バッファ１４により第一例の注入波形生成器１０ａ、１０ｂに比べて電流供給量を示す電流容量を増やすことが可能である。

図２２に示した第一の注入波形生成器１０ａの第三例は、図１８に示した第一の注入波形生成器１０ａの第一例とは、入力端子５１側に帯域制限器３２がなく、増幅器１３の出力端子と出力端子５２ａ、５２ｂとの間にそれぞれ帯域制限器３２ａ、３２ｂが配置されている点で異なる。帯域制限器３２ａの周波数帯域と帯域制限器３２ｂの周波数帯域は同じでもよく、異なっていてもよい。帯域制限器３２ａの周波数帯域と帯域制限器３２ｂの周波数帯域が異なる場合は、周波数帯域の異なる出力電圧Ｖｐａ、Ｖｐｂを出力することができる。なお、出力電圧Ｖｐａ、Ｖｐｂの周波数帯域は、出力電圧Ｖｐｃよりも低い周波数帯域である。図２３に示した第二の注入波形生成器１０ｂの第三例は、図１９に示した第二の注入波形生成器１０ｂの第一例とは、入力端子５１側に帯域制限器３３がなく、増幅器１３の出力端子と出力端子５２との間に帯域制限器３３が配置されている点で異なる。

図２４に示した第一の注入波形生成器１０ａの第四例は、第一の注入波形生成器１０ａの第三例とは、増幅器１３の出力端子と帯域制限器３２ａ、３２ｂの入力側との間に電流バッファ１４が追加されている点で異なる。図２５に示した第二の注入波形生成器１０ｂの第四例は、第二の注入波形生成器１０ｂの第三例とは、増幅器１３の出力端子と帯域制限器３３の入力側との間に電流バッファ１４が追加されている点で異なる。第一の注入波形生成器１０ａの第四例及び第二の注入波形生成器１０ｂの第四例は、電流バッファ１４により第三例の注入波形生成器１０ａ、１０ｂに比べて電流供給量を示す電流容量を増やすことが可能である。

図２４に示した第一の注入波形生成器１０ａの第四例は、増幅器１３の出力端子と帯域制限器３２ａ、３２ｂの入力側との間に電流バッファ１４が配置されている例であるが、電流バッファ１４は帯域制限器３２ａ、３２ｂの出力側と出力端子５２ａ、５２ｂとの間に配置されてもよい。図２６に示した第一の注入波形生成器１０ａの第五例は、第一の注入波形生成器１０ａの第三例とは、帯域制限器３２ａの出力側と出力端子５２ａとの間に電流バッファ１４ａが追加され、帯域制限器３２ｂの出力側と出力端子５２ｂとの間に電流バッファ１４ｂが追加されている点で異なる。第一の注入波形生成器１０ａの第五例は、電流バッファ１４ａ、１４ｂにより第三例の注入波形生成器１０ａに比べて電流供給量を示す電流容量を増やすことが可能である。

同様に、図２５に示した第二の注入波形生成器１０ｂの第四例は、増幅器１３の出力端子と帯域制限器３３の入力側との間に電流バッファ１４が配置されている例であるが、電流バッファ１４は帯域制限器３３の出力側と出力端子５２との間に配置されてもよい。図２７に示した第二の注入波形生成器１０ｂの第五例は、第二の注入波形生成器１０ｂの第三例とは、帯域制限器３３の出力側と出力端子５２との間に電流バッファ１４が追加されている点で異なる。第二の注入波形生成器１０ｂの第五例は、電流バッファ１４により第三例の注入波形生成器１０ｂに比べて電流供給量を示す電流容量を増やすことが可能である。

図２８に示した第一の注入波形生成器１０ａの第六例は、第一の注入波形生成器１０ａの第三例とは、入力端子５１と増幅器１３の入力側との間に帯域制限器３２ｃが配置されている点で異なる。図２９に示した第二の注入波形生成器１０ｂの第六例は、第二の注入波形生成器１０ｂの第三例とは、入力端子５１と増幅器１３の入力側との間に帯域制限器３４が配置されている点で異なる。帯域制限器３２ｃの周波数帯域は、帯域制限器３２ａ、３２ｂと同様に、第二の注入波形生成器１０ｂにおける帯域制限器３３、３４よりも低い周波数帯域である。帯域制限器３４の周波数帯域は、帯域制限器３３と同様に、第一の注入波形生成器１０ａにおける帯域制限器３２ａ、３２ｂ、３２ｃよりも高い周波数帯域である。

第一の注入波形生成器１０ａの第六例は、入力側にも帯域制限器３２ｃを備えているので、出力側の帯域制限器３２ａ、３２ｂを小型にできる。このため第一の注入波形生成器１０ａの第六例は、小型の帯域制限器３２ａ、３２ｂ、３２ｃにより、２つの帯域制限器３２ａ、３２ｂを備える第一の注入波形生成器１０ａの第三例のよりも帯域制限器の合計消費電力を低減することができる。第二の注入波形生成器１０ｂの第六例は、入力側にも帯域制限器３４を備えているので、出力側の帯域制限器３３を小型にできる。このため第二の注入波形生成器１０ｂの第六例は、小型の帯域制限器３３、３４により、１つの帯域制限器３３を備える第二の注入波形生成器１０ｂの第三例のよりも帯域制限器の合計消費電力を低減することができる。

図１７では注入波形生成器が２つあり、コモンモードトランスが３つである場合を示したが、それぞれの数を限定するものではない。例えば図３０のように、２つのコモンモードトランス１１ａ、１１ｃに対して２つの注入波形生成器１０ａ、１０ｂから出力電圧Ｖｐａ、Ｖｐｃを出力するようにしてもよい。図３０に示した実施の形態２の第二のノイズフィルタ５０は、図１に示した実施の形態１のノイズフィルタ５０とは、２つの注入波形生成器１０ａ、１０ｂにより２つのコモンモードトランス１１ａ、１１ｃに出力電圧Ｖｐａ、Ｖｐｃが出力されている点で異なる。

また、例えば図３１のように、２つのコモンモードトランス１１ａ、１１ｃに対して１つの注入波形生成器１０ａから出力電圧Ｖｐａ、Ｖｐｃを出力するようにしてもよい。この場合の注入波形生成器１０ａは、出力端子５２ａ、５２ｂの側に帯域制限器３２ａ、３２ｂを備えている、図２２、図２４、図２６、図２８に示した注入波形生成器１０ａを適用できる。

また、注入波形生成器１０ａ、１０ｂは周波数帯域が異なるすなわち周波数特性が異なる場合を示したが、同じゲイン及び周波数特性でも構成可能である。この場合の実施の形態２のノイズフィルタ５０は、実質的に実施の形態１のノイズフィルタ５０と同じ作用を生じるので、実施の形態１のノイズフィルタ５０と同様の効果を奏する。なお、注入波形生成器１０ａ、１０ｂはそれぞれ異なるゲインの増幅器１３を備え、異なる電圧値の出力電圧Ｖｐａ、Ｖｐｃを出力するようにしてもよい。

コモンモードトランス１１ａ、１１ｂ、１１ｃはコア材、コア２８の外径Ｌ、内径ｌ、断面積Ｓ及び巻数Ｎ１、Ｎ２が異なる場合を示したが、同じコア材、コア２８の外径Ｌ、内径ｌ、断面積Ｓ及び巻数Ｎ１、Ｎ２でも構成可能である。

なお、実施の形態１及び実施の形態２のノイズフィルタ５０は、三相交流電力から直流電力を介して三相交流電力に変換する電力変換器２を搭載した電動機駆動システム６０に適用した例を示したが、この例に限定されない。実施の形態１及び実施の形態２のノイズフィルタ５０は、半導体素子のスイッチング動作によりコモンモード電圧を発生する電力変換器が搭載されたシステムにも適用できる。例えば、電力変換器２が絶縁型ＤＣ－ＤＣコンバータであってもよい。この場合、交流電源１は直流電源になり、誘導電動機３は直流電動機になる。

以上のように、実施の形態２のノイズフィルタ５０は、低周波数帯域の出力電圧Ｖｐａが入力されるコモンモードトランス１１ａと高周波数帯域の出力電圧Ｖｐｃが入力されるコモンモードトランス１１ｃとを備えるので、高周波数帯域用のコモンモードトランス１１ｃを低周波帯域用のコモンモードトランス１１ａよりも小型にできる。このため、実施の形態２のノイズフィルタ５０は、特許文献１のコモンモードトランスよりも小型にでき、スイッチング周波数が低い場合でも小型のコモンモードトランスを用いてコモンモード電圧を抑制できる。また、実施の形態２のノイズフィルタ５０は、高周波数帯域のコモンモードトランス１１ｃよりも大きくなる低周波数帯域のコモンモードトランスを複数設けることで、実施の形態１で説明したように、１個当たりの注入電圧Ｖｓａ、Ｖｓｂが小さくなるので、さらに各コモンモードトランス１１ａ、１１ｂが小型にでき、特許文献１のコモンモードトランスよりも小型にできる。

なお、本願は、様々な例示的な実施の形態及び実施例が記載されているが、１つ、または複数の実施の形態に記載された様々な特徴、態様、及び機能は特定の実施の形態の適用に限られるのではなく、単独で、または様々な組み合わせで実施の形態に適用可能である。従って、例示されていない無数の変形例が、本願明細書に開示される技術の範囲内において想定される。例えば、少なくとも１つの構成要素を変形する場合、追加する場合または省略する場合、さらには、少なくとも１つの構成要素を抽出し、他の実施の形態の構成要素と組み合わせる場合が含まれるものとする。

２…電力変換器、７…電圧検出器、９…分圧回路、１０…注入波形生成器、１０ａ、１０ｂ…注入波形生成器（波形生成器）、１１ａ、１１ｂ、１１ｃ…コモンモードトランス、１２…帯域制限器、１３…増幅器、２８…コア、３２、３２ａ、３２ｂ、３２ｃ…帯域制限器、３３…帯域制限器、３４…帯域制限器、５０…ノイズフィルタ、５２、５２ａ、５２ｂ…出力端子、Ｇｉ…ゲイン、ｌ…内径、Ｌ…外径、Ｎｔ…接続トランス数、Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４、Ｑ５、Ｑ６…半導体素子、Ｒｒ…巻数比、Ｓ…断面積、Ｖｃｉ…コモンモード電圧、Ｖｄ…分圧電圧、Ｖｐ、Ｖｐａ、Ｖｐｂ、Ｖｐｃ…出力電圧、Ｖｓ、Ｖｓａ、Ｖｓｂ、Ｖｓｃ…注入電圧、Ｖｓｔ…総注入電圧

Claims (15)

1. 半導体素子のスイッチング動作により電力変換を行う電力変換器が発生させるコモンモード電圧を低減するノイズフィルタであって、
   前記電力変換器が発生させる前記コモンモード電圧を検出する電圧検出器と、
   前記電圧検出器により検出された前記コモンモード電圧を分圧した分圧電圧を出力する分圧回路と、
   前記コモンモード電圧と逆極性の注入電圧を前記電力変換器の出力又は入力に重畳させる複数のコモンモードトランスと、
   前記分圧電圧に基づいて複数の前記コモンモードトランスの一次側に出力する出力電圧を生成する注入波形生成器と、を備え、
   前記注入波形生成器は、複数の前記コモンモードトランスにより重畳させる前記注入電圧を加算した総注入電圧と前記コモンモード電圧との差が許容値以下になる前記出力電圧を生成する、ノイズフィルタ。
2. 前記注入波形生成器は、全ての前記コモンモードトランスの一次側に同じ前記出力電圧を出力する、請求項１記載のノイズフィルタ。
3. 前記注入波形生成器は、複数の出力端子を有し、それぞれの前記出力端子から異なる前記出力電圧を対応する前記コモンモードトランスの一次側に出力する、請求項１記載のノイズフィルタ。
4. 前記注入波形生成器は複数の波形生成器を備え、
   前記波形生成器のそれぞれは、異なる前記出力電圧を対応する前記コモンモードトランスの一次側に出力する、請求項１記載のノイズフィルタ。
5. 前記注入波形生成器が出力する異なる前記出力電圧は電圧値が異なっている、請求項３または４に記載のノイズフィルタ。
6. 前記注入波形生成器は、前記分圧電圧の周波数帯域を変更する帯域制限器を備え、
   前記注入波形生成器が出力する異なる前記出力電圧は周波数帯域が異なっている、請求項３から５のいずれか１項に記載のノイズフィルタ。
7. 前記注入波形生成器は、前記分圧電圧の周波数帯域を変更する帯域制限器を備えている、請求項１または２に記載のノイズフィルタ。
8. 注入波形生成器は、前記分圧電圧を増幅する増幅器を備え、
   前記増幅器のゲインは、前記コモンモードトランスの数及び巻数比に基づいて設定されている、請求項１から７のいずれか１項に記載のノイズフィルタ。
9. 複数の前記コモンモードトランスは、第一のコモンモードトランスと第二のコモンモードトランスを含んでおり、
   前記第一のコモンモードトランスと前記第二のコモンモードトランスとは、コア材、コアの断面積、コアの外径、コアの内径、巻数比の少なくとも１つが異なっている、請求項１記載のノイズフィルタ。
10. 複数の前記コモンモードトランスは、第一のコモンモードトランスと第二のコモンモードトランスを含んでおり、
    前記第一のコモンモードトランスと前記第二のコモンモードトランスとは、コア材、コアの断面積、コアの外径、コアの内径、巻数比の少なくとも１つが異なっている、請求項２から８のいずれか１項に記載のノイズフィルタ。
11. 前記注入波形生成器は、第一の波形生成器と第二の波形生成器を備え、
    前記第一の波形生成器は、第一の前記出力電圧を前記第一のコモンモードトランスに出力し、
    前記第二の波形生成器は、第二の前記出力電圧を前記第二のコモンモードトランスに出力する、請求項９記載のノイズフィルタ。
12. 前記第一の前記出力電圧は、
    第二の前記出力電圧における電圧値が異なっている、請求項１１記載のノイズフィルタ。
13. 前記第一の波形生成器及び前記第二の波形生成器は、前記分圧電圧の周波数帯域を変更する帯域制限器を備え、
    前記第一の前記出力電圧は、第二の前記出力電圧における周波数帯域が異なっている、請求項１１または１２に記載のノイズフィルタ。
14. 前記第一の波形生成器及び前記第二の波形生成器は、前記分圧電圧を増幅する増幅器を備え、
    前記増幅器のゲインは、前記コモンモードトランスの数及び巻数比に基づいて設定されている、請求項１１から１３のいずれか１項に記載のノイズフィルタ。
15. 前記電圧検出器は、三相交流電力を出力する前記電力変換器が発生させる前記コモンモード電圧を検出し、
    前記コモンモードトランスは、二次側の巻線を３つ備えている、請求項１から１４のいずれか１項に記載のノイズフィルタ。

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