JP7206976B2

JP7206976B2 - スイッチング回路

Info

Publication number: JP7206976B2
Application number: JP2019018916A
Authority: JP
Inventors: 正和市川
Original assignee: Denso Corp
Current assignee: Denso Corp
Priority date: 2019-02-05
Filing date: 2019-02-05
Publication date: 2023-01-18
Anticipated expiration: 2039-02-05
Also published as: JP2020127311A

Description

本明細書に開示の技術は、スイッチング回路に関する。

特許文献１に開示のスイッチング回路は、メインスイッチング素子（メインＩＧＢＴ）とセンススイッチング素子（センスＩＧＢＴ）を有する半導体装置を備えている。メインスイッチング素子の低電位端子（エミッタ）は、低電位配線（グランド）に接続されている。センススイッチング素子の低電位端子は、センス抵抗を介して低電位配線に接続されている。メインスイッチング素子のゲートとセンススイッチング素子のゲートは、共通のゲート端子に接続されている。したがって、メインスイッチング素子とセンススイッチング素子は、同時にオン‐オフする。メインスイッチング素子とセンススイッチング素子がオンすると、メインスイッチング素子にメイン電流が流れるとともにセンススイッチング素子にセンス電流が流れる。センススイッチング素子はメインスイッチング素子よりも小さいので、センス電流はメイン電流よりも小さい電流となる。センス電流の大きさは、メイン電流の大きさと相関を有する。センス電流は、センス抵抗を流れる。したがって、センス抵抗にはセンス電流に比例する電圧（以下、センス電圧という）が生じる。センス電圧がセンス電流に比例し、センス電流がメイン電流と相関を有するので、センス電圧はメイン電流と相関を有する。特許文献１のスイッチング回路は、センス電圧が基準電圧を超えたとき（すなわち、メイン電流が所定値を超えたとき）に、メインスイッチング素子及びセンススイッチング素子をオフさせる。これによって、メインスイッチング素子を過電流から保護する。

特開２０１８－１１３４７５号公報

特許文献１のスイッチング回路では、メイン電流が通常電流（小電流）の場合に生じるセンス電圧と、メイン電流が過電流（大電流）の場合に生じるセンス電圧の差がそれほど大きくない。このため、センス電圧に基づいて通常電流と過電流を区別するのが困難であった。例えば、ノイズ等によって過電流を誤検出おそれがあった。本明細書では、センス電圧に基づいて通常電流と過電流を容易に区別することができる技術を提案する。

本明細書が開示するスイッチング回路は、メインスイッチング素子とセンススイッチング素子を有する半導体装置と、前記メインスイッチング素子のゲートと前記センススイッチング素子のゲートに接続されているゲート配線と、前記メインスイッチング素子の高電位端子と前記センススイッチング素子の高電位端子に接続されている高電位配線と、電界効果トランジスタと、前記メインスイッチング素子の低電位端子に接続されているとともに前記電界効果トランジスタを介して前記センススイッチング素子の低電位端子に接続されている低電位配線と、前記電界効果トランジスタに印加される電圧が基準電圧を超えたときに前記メインスイッチング素子と前記センススイッチング素子をオフさせる保護回路、を有している。前記基準電圧が、前記電界効果トランジスタの飽和領域内の電圧である。

なお、飽和領域内の電圧とは、電界効果トランジスタが飽和領域で動作したときに生じる電圧を意味する。

このスイッチング回路では、センススイッチング素子と低電位配線の間に電界効果トランジスタが接続されている。したがって、センススイッチング素子がオンすると、センス電流が電界効果トランジスタに流れ、電界効果トランジスタの両端の間に電圧（以下、センス電圧という）が生じる。電界効果トランジスタが動作するときの電流－電圧特性は、線形領域と飽和領域を有する。線形領域は電流が小さいときの動作領域であり、飽和領域は電流が大きいときの動作領域である。線形領域では電流に対する電圧の増加率ｄＶ／ｄＩが小さく、飽和領域では電流に対する電圧の増加率ｄＶ／ｄＩが大きい。したがって、センススイッチング素子に流れるセンス電流が小さいときには、電界効果トランジスタが線形領域で動作するので、センス電圧が小さい。センス電流が大きくなると、電界効果トランジスタが飽和領域で動作するので、センス電圧が急激に大きくなる。このため、センス電流が小さい場合のセンス電圧とセンス電流が大きい場合のセンス電圧との差が大きくなる。言い換えると、メイン電流が通常電流（小電流）の場合に生じるセンス電圧と、メイン電流が過電流（大電流）の場合に生じるセンス電圧の差が大きくなる。このため、センス電圧に基づいて、メイン電流が通常電流であるか過電流であるかを明確に判別することができる。保護回路は、センス電圧が基準電圧を超えたときにメインスイッチング素子とセンススイッチング素子をオフさせる。また、基準電圧は、飽和領域内の電圧である。したがって、このスイッチング回路によれば、センス電圧が飽和領域内の電圧まで上昇したとき（すなわち、メイン電流が過電流になったとき）に確実にメインスイッチング素子をオフさせることができる。

実施形態のスイッチング回路の回路図。電流検出ＦＥＴの特性を示すグラフ。比較例のスイッチング回路の回路図。センスＩＧＢＴがオンするタイミングにおけるセンス電流の変化を示すグラフ。比較例のスイッチング回路におけるセンス電圧の変化を示すグラフ。実施形態のスイッチング回路におけるセンス電圧の変化を示すグラフ。

図１に示す実施形態のスイッチング回路１０は、半導体装置２０を有している。半導体装置２０は、メインＩＧＢＴ２０ｍとセンスＩＧＢＴ２０ｓを有している。メインＩＧＢＴ２０ｍとセンスＩＧＢＴ２０ｓは、共にＩＧＢＴ（insulated gate bipolar transistor）である。メインＩＧＢＴ２０ｍとセンスＩＧＢＴ２０ｓは、共通の半導体基板内に形成されている。メインＩＧＢＴ２０ｍのサイズは、センスＩＧＢＴ２０ｓのサイズよりもはるかに大きい。メインＩＧＢＴ２０ｍのゲートとセンスＩＧＢＴ２０ｓのゲートは、共通のゲート配線１６に接続されている。このため、メインＩＧＢＴ２０ｍのゲートとセンスＩＧＢＴ２０ｓには、共通のゲート電圧が印加される。したがって、メインＩＧＢＴ２０ｍとセンスＩＧＢＴ２０ｓは、同時にターンオンし、同時にターンオフする。メインＩＧＢＴ２０ｍのコレクタとセンスＩＧＢＴ２０ｓのコレクタは、共通の高電位配線１２に接続されている。メインＩＧＢＴ２０ｍのエミッタは、低電位配線１４（グランド）に直接接続されている。低電位配線１４には、高電位配線１２よりも低い電位が印加されている。センスＩＧＢＴ２０ｓのエミッタは、電流検出ＦＥＴ２２を介して低電位配線１４に接続されている。電流検出ＦＥＴ２２は、ｎチャネル型のＭＯＳＦＥＴである。電流検出ＦＥＴ２２のドレインがセンスＩＧＢＴ２０ｓのエミッタに接続されており、電流検出ＦＥＴ２２のソースが低電位配線１４に接続されている。電流検出ＦＥＴ２２のゲートには、電源２４が接続されている。電源２４は、電流検出ＦＥＴ２２にゲート電圧Ｖｇ１を印加する。ゲート電圧Ｖｇ１は、電流検出ＦＥＴ２２のゲート閾値よりも高い。このため、電流検出ＦＥＴ２２は常時オンしている。

メインＩＧＢＴ２０ｍがオンすると、メインＩＧＢＴ２０ｍを介して高電位配線１２から低電位配線１４へメイン電流Ｉｍが流れる。センスＩＧＢＴ２０ｓがオンすると、センスＩＧＢＴ２０ｓと電流検出ＦＥＴ２２を介して高電位配線１２から低電位配線１４へセンス電流Ｉｓが流れる。このため、電流検出ＦＥＴ２２のドレイン－ソース間にセンス電流Ｉｓに応じた大きさの電圧Ｖｓ（以下、センス電圧Ｖｓという）が発生する。上述したように、メインＩＧＢＴ２０ｍのサイズは、センスＩＧＢＴ２０ｓのサイズよりもはるかかに大きい。したがって、メイン電流Ｉｍは、センス電流Ｉｓよりもはるかに大きい。センス電流Ｉｓの大きさは、メイン電流Ｉｍの大きさと相関を有する。このため、センス電圧Ｖｓの大きさは、メイン電流Ｉｍの大きさと相関を有する。

図２は、電流検出ＦＥＴ２２の電流－電圧特性を示している。図２の横軸はセンス電圧Ｖｓ（すなわち、電流検出ＦＥＴ２２のドレイン－ソース間電圧Ｖｄｓ）を示しており、図２の縦軸はセンス電流Ｉｓ（すなわち、電流検出ＦＥＴ２２のドレイン－ソース間電流Ｉｄｓ）を示している。図２に示すように、電流検出ＦＥＴ２２の電流－電圧特性は、ゲート電圧Ｖｇ１によって変化する。ゲート電圧Ｖｇ１が高いほど、センス電流Ｉｓが流れ易い。実施形態のスイッチング回路１０では、ゲート電圧Ｖｇ１は固定値とされている。ゲート電圧Ｖｇ１を固定した場合には、センス電流Ｉｓが高いほどセンス電圧Ｖｓは高くなる。また、ゲート電圧Ｖｇ１を固定した場合において、電流検出ＦＥＴ２２の特性は、センス電流Ｉｓが小さい線形領域とセンス電流Ｉｓが大きい飽和領域とで異なる。センス電流Ｉｓが小さい線形領域では、センス電圧Ｖｓとセンス電流Ｉｓは略線形の関係となる。センス電流Ｉｓが大きい飽和領域では、センス電流Ｉｓが略飽和する。すなわち、飽和領域では、センス電圧Ｖｓが上昇しても、センス電流Ｉｓがほとんど増加しない。言い換えると、飽和領域では、センス電流Ｉｓが少し増加しただけでセンス電圧Ｖｓが急激に上昇する。つまり、線形領域ではセンス電流Ｉｓの変化量に対するセンス電圧Ｖｓの変化量の比ｄＶｓ／ｄＩｓが小さく、飽和領域ではセンス電流Ｉｓの変化量に対するセンス電圧Ｖｓの変化量の比ｄＶｓ／ｄＩｓが極めて大きい。

図１に示すように、スイッチング回路１０は、ツェナーダイオード４０、停止用ＦＥＴ５０、及び、ゲート駆動回路７０を有している。

ツェナーダイオード４０と停止用ＦＥＴ５０は、メインＩＧＢＴ２０ｍとセンスＩＧＢＴ２０ｓを過電流から保護するための保護回路を構成している。ツェナーダイオード４０のカソードは、ゲート配線１６に接続されている。停止用ＦＥＴ５０は、ｎチャネル型のＭＯＳＦＥＴである。停止用ＦＥＴ５０のドレインは、ツェナーダイオード４０のアノードに接続されている。停止用ＦＥＴ５０のソースは、グランドに接続されている。停止用ＦＥＴ５０のゲートは、センスＩＧＢＴ２０ｓのソース及び電流検出ＦＥＴ２２のドレインに接続されている。したがって、停止用ＦＥＴ５０のゲートには、センス電圧Ｖｓが印加される。このため、センス電圧Ｖｓが停止用ＦＥＴ５０のゲート閾値Ｖｔｈを超えると、停止用ＦＥＴ５０がオンする。ゲート閾値Ｖｔｈは、電流検出ＦＥＴ２２が飽和領域で動作しているときに生じるセンス電圧Ｖｓの値に設定されている。例えば、図２に示すように、ゲート電圧Ｖｇ１が３Ｖの場合にはゲート閾値Ｖｔｈは２．５Ｖ以上であり、ゲート電圧Ｖｇ１が４Ｖの場合にはゲート閾値Ｖｔｈは４．５Ｖ以上であり、ゲート電圧Ｖｇ１が５Ｖの場合にはゲート閾値Ｖｔｈは６Ｖ以上である。

図１に示すように、ゲート駆動回路７０は、ゲート配線１６に接続されている。ゲート駆動回路７０は、メインＩＧＢＴ２０ｍとセンスＩＧＢＴ２０ｓのゲートの電位を制御することで、メインＩＧＢＴ２０ｍとセンスＩＧＢＴ２０ｓをスイッチングさせる。ゲート駆動回路７０には、外部から指令値Ｖｉｎが入力される。ゲート駆動回路７０は、入力された指令値Ｖｉｎに基づいて、メインＩＧＢＴ２０ｍとセンスＩＧＢＴ２０ｓをスイッチングさせる。

スイッチング回路１０の動作について説明する。ゲート駆動回路７０は、指令値Ｖｉｎに基づいて、メインＩＧＢＴ２０ｍとセンスＩＧＢＴ２０ｓをスイッチングさせる。メインＩＧＢＴ２０ｍとセンスＩＧＢＴ２０ｓがオンすると、メインＩＧＢＴ２０ｍにメイン電流Ｉｍが流れるとともにセンスＩＧＢＴ２０ｓにセンス電流Ｉｓが流れる。センス電流Ｉｓが流れると、センス電圧Ｖｓが上昇する。上述したように、センス電圧Ｖｓは、メイン電流Ｉｍと相関を有する。メイン電流Ｉｍが大きいほど、センス電圧Ｖｓは高くなる。メイン電流Ｉｍが小さい間は、センス電圧Ｖｓが停止用ＦＥＴ５０のゲート閾値Ｖｔｈよりも低いので、停止用ＦＥＴ５０はオフ状態に維持される。この場合、ゲート駆動回路７０は、指令値Ｖｉｎに基づいてメインＩＧＢＴ２０ｍとセンスＩＧＢＴ２０ｓをスイッチングさせる動作を継続する。メイン電流Ｉｍが増加して過電流となると、センス電圧Ｖｓが停止用ＦＥＴ５０のゲート閾値Ｖｔｈよりも高い値まで上昇する。すると、停止用ＦＥＴ５０がオンし、ゲート配線１６の電位がツェナーダイオード４０のツェナー電圧と略同電位まで低下する。ツェナーダイオード４０のツェナー電圧はメインＩＧＢＴ２０ｍのゲート閾値及びセンスＩＧＢＴ２０ｓのゲート閾値よりも低い。したがって、停止用ＦＥＴ５０がオンすると、メインＩＧＢＴ２０ｍとセンスＩＧＢＴ２０ｓがオフする。このように、メイン電流Ｉｍが過電流となると、指令値Ｖｉｎにかかわらず、メインＩＧＢＴ２０ｍとセンスＩＧＢＴ２０ｓが強制的にオフする。これによって、メインＩＧＢＴ２０ｍとセンスＩＧＢＴ２０ｓが過電流から保護される。

次に、実施形態のスイッチング回路１０と比較例のスイッチング回路とを比較しながら、実施形態のスイッチング回路１０の利点について説明する。図３は、比較例のスイッチング回路を示している。比較例のスイッチング回路では、実施形態のスイッチング回路１０の電流検出ＦＥＴ２２の代わりに電流検出抵抗１２２が設けられている。比較例のスイッチング回路のその他の構成は、実施形態のスイッチング回路１０と等しい。比較例のスイッチング回路では、電流検出抵抗１２２の両端間に生じる電圧が、センス電圧Ｖｓである。このため、比較例のスイッチング回路では、センス電圧Ｖｓがセンス電流Ｉｓと比例する。すなわち、比較例のスイッチング回路では、センス電流Ｉｓの変化量に対するセンス電圧Ｖｓの変化量の比ｄＶｓ／ｄＩｓが常に一定である。図２を用いて上述したように、実施形態のスイッチング回路１０では、センス電流Ｉｓが小さい線形領域では比ｄＶｓ／ｄＩｓが小さく、センス電流Ｉｓが大きい飽和領域では比ｄＶｓ／ｄＩｓが大きい。この点で、比較例のスイッチング回路と実施形態のスイッチング回路１０は異なる。

図４は、センスＩＧＢＴ２０ｓがオンするタイミングにおけるセンス電流Ｉｓの変化を示している。図４は、正常時（すなわち、過電流が流れていないとき）のセンス電流Ｉｓの変化を示している。センスＩＧＢＴ２０ｓがオンした直後の期間Ｔ１に、一時的にセンス電流Ｉｓが高電流Ｉｓｐまで上昇する。高電流Ｉｓｐは、瞬間的にながれるサージ電流であり、メインＩＧＢＴ２０ｍの過電流とは無関係である。期間Ｔ１の後の期間Ｔ２では、センスＩＧＢＴ２０ｓに、ドレインからソースに向かって流れる電流に加えて、センスＩＧＢＴ２０ｓのゲートを充電する電流も流れる。期間Ｔ２の後の期間Ｔ３では、ゲートの充電が完了してゲートを充電する電流が停止する。したがって、期間Ｔ３では、期間Ｔ２よりも、センス電流Ｉｓが小さくなる。以下に、図４に示すようにセンス電流Ｉｓが変化した場合に生じるセンス電圧Ｖｓについて、比較例のスイッチング回路（図３）と実施形態のスイッチング回路１０（図１）のそれぞれについて説明する。

図５は、比較例のスイッチング回路（図３）において図４に示すようにセンス電流Ｉｓが変化したときに生じるセンス電圧Ｖｓを示している。上述したように、比較例のスイッチング回路では、センス電流Ｉｓの変化量とセンス電圧Ｖｓの変化量の比ｄＶｓ／ｄＩｓが常に一定である。したがって、図５に示すセンス電圧Ｖｓの波形は、図４に示すセンス電流Ｉｓの波形と略一致する。過電流が生じたときに素早くメインＩＧＢＴ２０ｍをオフするためには、過電流を判別するための基準電圧（すなわち、停止用ＦＥＴ５０のゲート閾値Ｖｔｈ）をある程度低い値に設定する必要がある。例えば、図５において、ゲート閾値Ｖｔｈを４Ｖに設定する場合を考える。期間Ｔ１では、センス電流Ｉｓとして高電流Ｉｓｐが流れるので、センス電圧Ｖｓがゲート閾値Ｖｔｈよりも高くなる。上述したように、高電流Ｉｓｐは過電流とは無関係であるので、期間Ｔ１でメインＩＧＢＴ２０ｍを停止させることはできない。したがって、ＩＧＢＴ２０ｓがオンした直後の期間Ｔ１をマスキング期間として設定し、マスキング期間の間はセンス電圧ＶｓにかかわらずメインＩＧＢＴ２０ｍをオンに維持する。また、図５では、期間Ｔ２において、過電流が流れていないにもかかわらず、センス電圧Ｖｓがゲート閾値Ｖｔｈよりも高くなる。したがって、期間Ｔ２もマスキング期間とする必要がある。このため、期間Ｔ２の間は、仮に過電流が流れても、メインＩＧＢＴ２０ｍをオフすることができない。このように、比較例のスイッチング回路では、期間Ｔ２の間は、メインＩＧＢＴ２０ｍが過電流から保護されない。比較例のスイッチング回路では、期間Ｔ３で、メインＩＧＢＴ２０ｍが過電流から保護される。図示していないが、期間Ｔ３の間に過電流が流れると、センス電圧Ｖｓがゲート閾値Ｖｔｈを超えるので、メインＩＧＢＴ２０ｍがオフして過電流が停止する。このように、比較例のスイッチング回路では、期間Ｔ３ではメインＩＧＢＴ２０ｍを過電流から保護することができるが、期間Ｔ２ではメインＩＧＢＴ２０ｍを過電流から保護することができない。

図６は、実施形態のスイッチング回路１０（図１）において図４に示すようにセンス電流Ｉｓが変化したときに生じるセンス電圧Ｖｓを示している。上述したように、実施形態のスイッチング回路１０では、センス電流Ｉｓの変化量とセンス電圧Ｖｓの変化量の比ｄＶｓ／ｄＩｄｓが、センス電流Ｉｓが小さい線形領域では小さく、センス電流Ｉｓが大きい飽和領域では大きい。電流検出ＦＥＴ２２の特性は、図４の期間Ｔ１におけるセンス電流Ｉｓ（すなわち、高電流Ｉｓｐ）が飽和領域内の電流となり、図４の期間Ｔ２、Ｔ３におけるセンス電流Ｉｓが線形領域内の電流となるように設定されている。したがって、図６に示すように、期間Ｔ１ではセンス電圧Ｖｓが極めて高くなる一方で期間Ｔ２、Ｔ３ではセンス電圧Ｖｓが極めて低くなる。すなわち、期間Ｔ１のようにセンス電流Ｉｓが大きいときのセンス電圧Ｖｓと、期間Ｔ２、Ｔ３のようにセンス電流Ｉｓが小さいときのセンス電圧Ｖｓの差が大きくなる。このため、図６においてゲート閾値Ｖｔｈを４Ｖに設定すると、期間Ｔ１ではセンス電圧Ｖｓがゲート閾値Ｖｔｈを超えるが、期間Ｔ２、Ｔ３ではセンス電圧Ｖｓがゲート閾値Ｖｔｈ未満となる。このため、期間Ｔ１のみをマスキング期間として設定すればよく、期間Ｔ２をマスキング期間として設定する必要がない。すなわち、比較例のスイッチング回路とは異なり、期間Ｔ１のみをマスキング期間として設定することができる。図示していないが、期間Ｔ２及びＴ３の間に過電流が流れると、センス電圧Ｖｓがゲート閾値Ｖｔｈを超えるので、メインＩＧＢＴ２０ｍがオフして過電流が停止する。このように、実施形態のスイッチング回路１０では、期間Ｔ２、Ｔ３において、メインＩＧＢＴ２０ｍを過電流から保護することができる。また、実施形態のスイッチング回路１０では、過電流時のセンス電圧Ｖｓと通常時のセンス電圧Ｖｓの差が大きくなるので、ノイズ等による過電流の誤検出を抑制することができる。

なお、上述した実施形態において、ＩＧＢＴ２０ｍ、２０ｓに代えて、ＭＯＳＦＥＴ等の他のスイッチング素子を使用してもよい。

以上、実施形態について詳細に説明したが、これらは例示にすぎず、特許請求の範囲を限定するものではない。特許請求の範囲に記載の技術には、以上に例示した具体例をさまざまに変形、変更したものが含まれる。本明細書または図面に説明した技術要素は、単独あるいは各種の組み合わせによって技術有用性を発揮するものであり、出願時請求項記載の組み合わせに限定されるものではない。また、本明細書または図面に例示した技術は複数目的を同時に達成するものであり、そのうちの１つの目的を達成すること自体で技術有用性を持つものである。

１０：スイッチング回路
１２：高電位配線
１４：低電位配線
１６：ゲート配線
２０：半導体装置
２２ｍ：メインＩＧＢＴ
２２ｓ：センスＩＧＢＴ
２２：電流検出ＦＥＴ
２４：電源
４０：ツェナーダイオード
５０：停止用ＦＥＴ
７０：ゲート駆動回路

Claims

スイッチング回路であって、
メインスイッチング素子とセンススイッチング素子を有する半導体装置と、
前記メインスイッチング素子のゲートと前記センススイッチング素子のゲートに接続されているゲート配線と、
前記メインスイッチング素子の高電位端子と前記センススイッチング素子の高電位端子に接続されている高電位配線と、
前記メインスイッチング素子の低電位端子に接続されている低電位配線と、
ドレインが前記センススイッチング素子の低電位端子に接続されており、ソースが前記低電位配線に接続されている電界効果トランジスタと、
前記電界効果トランジスタのドレイン－ソース間電圧が基準電圧を超えたときに、前記メインスイッチング素子と前記センススイッチング素子をオフさせる保護回路、
を有しており、
前記基準電圧が、前記電界効果トランジスタの飽和領域内の電圧である、
スイッチング回路。