JP7199014B2 - 照明手段アセンブリの作動装置および作動方法 - Google Patents

Description

本発明は、作動装置に接続された照明手段アセンブリの作動装置および作動方法に関する。

低光出力に調光するには問題がある。パルス幅変調によって調光するとき、高周波数に達し得るが、これにより、スイッチング損失が増大し、電磁両立性またはノイズに対する臨界周波数が生じることがある。ドイツ公開公報１０ ２０１３ ２１６ ８７７号（Ａ１）より、変換スイッチの各切替サイクルの後にＯＦＦタイムを挿入し、その結果、不連続作動が行われる技術が知られており、その不連続作動においては、アクティブ位相期間中は電流が照明手段アセンブリを流れ、その後にＯＦＦタイムが挿入され、次の切替サイクルにおいて再び電流が流れるようになるまで電流が流れない（パッシブ位相期間）。

国際公開公報２０１６／０５０６８９号（Ａ２）には、調光可能な安定器に用いることができる時限電気エネルギー変換器が記載されている。しかしながら、各切替サイクルの後に追加ＯＦＦタイムを挿入するという周知の技術には、遮断状態において変換スイッチを切り替えるときに、特に寄生エネルギー貯蔵素子によって、変換スイッチに電圧変動が生じるという問題があった。そこで、この課題を解決するために、不連続作動モードにおいて各切替サイクルの終了時にＯＦＦタイムを挿入するにあたり、変換スイッチの次のＯＮ時点が変換スイッチにおける電圧の変動が最も少ないときに得られるように、ＯＦＦタイム期間を回路の固有周波数に合わせて調整することが提案されている。そうすることにより、変換スイッチのＯＮ時点において、実際に伝導すべき電力に依らず、ほぼ最適に切替負荷を軽減できる。

このような方法において、変換スイッチのＯＮ時点を設定することは極めて重要である。したがって、挿入される追加ＯＦＦ期間は、形成された発振回路の固有周波数に適合しなければならず、その固有周波数が分かっていることが前提となる。固有周波数は、具体的に寄生効果や構成要素の特性に依るものであるが、これらは、実際には、用いられる素子の電気的特性など耐性に基づいて容易に計算できないことが多く、個別に経験的に算出されるべきである。この方法により、ＯＦＦタイムは固有周波数によって量子化される。

したがって、本発明の課題は、照明手段アセンブリの作動装置および作動方法を得ることであり、それらにより固有周波数を算出、考慮せずに低光出力に容易に調整できる。

この課題は、請求項１に記載の特徴を有する作動装置および請求項１９に記載の特徴を有する方法により解決される。

具体的には、本発明の一態様に係る作動装置は、当該作動装置に接続される照明手段アセンブリを作動させるよう構成され、直流電圧を印加するための入力接続部と、前記照明手段アセンブリに電気的に接続可能な出力接続部と、制御可能な変換スイッチと、変換インダクタと、を備える変換ユニットと、前記変換インダクタを流れるインダクタ電流の平均値の所望電流強度に基づいて前記変換ユニットを制御するよう構成される制御ユニットと、前記インダクタ電流を特徴づける少なくとも１つの測定値を測定するよう構成され、該少なくとも１つの測定値が変換回路装置に送信される測定回路と、を備え、前記変換回路装置は、前記変換スイッチを、前記少なくとも１つの測定値が前記インダクタ電流のゼロクロスを示すと、１切替サイクル中にそれぞれ１回導電状態に切り替え、前記少なくとも１つの測定値が前記インダクタ電流が予め設定可能なピーク電流値に達したことを示すと、１回遮断状態に切り替える、変換回路信号を生成するよう構成され、前記制御ユニットは、前記所望電流強度が所定の最小ピーク電流値におけるインダクタ電流の平均値よりも小さいとき、前記変換ユニットを不連続作動モードで作動させるよう構成され、前記制御ユニットは、不連続作動モードにおいて、前記所望電流強度に基づいてアクティブ位相期間を示す切替サイクル数とパッシブ位相期間とを算出し、前記アクティブ位相期間中は前記変換回路信号によって変換スイッチの切替を許可し、前記パッシブ位相期間中は変換スイッチの導電状態への切替を阻止するように構成される。

また、本発明に係る方法は、照明手段アセンブリを作動させる方法であって、変換スイッチと、変換インダクタと、直流電圧が印加される入力接続部と、前記照明手段アセンブリに電気的に接続される出力接続部を備える変換ユニットと、前記変換インダクタを流れるインダクタ電流を特徴づける少なくとも１つの測定値を測定するよう構成される測定回路と、を備える作動装置を用い、インダクタ電流の所望電流強度を予め設定することと、前記変換スイッチを、前記少なくとも１つの測定値が前記インダクタ電流のゼロクロスを示すと、１切替サイクル中にそれぞれ１回導電状態に切り替え、前記少なくとも１つの測定値が前記インダクタ電流が予め設定可能なピーク電流値に達したことを示すと、１回遮断状態に切り替える、変換回路信号を生成することと、前記所望電流強度が所定の最小ピーク電流値におけるインダクタ電流の平均値よりも小さいときに不連続作動を調整し、前記所望電流強度に基づいてアクティブ位相期間を示す切替サイクル数とパッシブ位相期間とを算出し、前記アクティブ位相期間中は前記変換回路信号によって変換スイッチの切替を許可にし、前記パッシブ位相期間中は前記変換回路信号によって変換スイッチの導電状態への切替を阻止することと、を含む。

固有周波数を算出、考慮せずに低光出力に容易に調整できる

照明手段アセンブリを作動させる作動装置の一実施例を示すブロック図である。 図１の作動装置における変換ユニットおよび制御ユニットの一実施例を示すブロック図である。 図２に示す変換ユニットおよび制御ユニットの実施例を示す図である。 図２に示す実施例において、連続作動モードにおいてインダクタ電流が変換インダクタを通過するときの例示的な時間経過を示す図である。 図３に示す実施例において、連続作動モードにおいてインダクタ電流が変換インダクタを通過するときの例示的な時間経過を示す図である。 変換ユニットの連続作動モードにおけるアクティブ位相期間およびパッシブ位相期間の算出を示す模式的原理図である。 照明手段アセンブリを流れる電流の電流強度の平均値が低い場合に、接続された照明手段アセンブリが作動されるときの不連続作動モードを示す模式図である。

本発明における作動装置は、入力接続部と出力接続部とを備える変換ユニットを有する。上記入力接続部には、例えば直流電源から直流電圧が印加されてもよい。上記出力接続部には、照明手段アセンブリが接続されてもよい。この変換ユニットは、変換スイッチと変換インダクタとを有する。上記変換スイッチは、制御ユニットによって制御できる。この制御ユニットは、所望電流強度に基づいて上記変換ユニットまたは上記変換スイッチを制御するよう構成される。この所望電流強度は、信号または設定値によって予め設定され、上記照明手段アセンブリの調光レベルを示す。上記所望電流強度は、少なくとも部分的に照明手段ユニット流れ、上記変換ユニットを流れる電流の平均値に関連する。例えば、上記所望電流強度は、変換インダクタを流れるインダクタ電流ＩＬの平均値（以下、平均インダクタ電流ともいう）を示してもよい。

上記作動装置は、さらに測定回路を備える。当該測定回路は、上記変換インダクタを流れるインダクタ電流を示す少なくとも１つの測定値を検出するよう構成される。上記少なくとも１つの測定値は、上記制御ユニットに送信される。

上記制御ユニットは、上記変換スイッチ用の変換回路信号を生成するように構成された変換回路装置を有する。当該変換回路装置は、集積回路として構成されてもよく、例えば、ＰＦＣ－ＩＣ（「ＰＦＣ」は「Ｐｏｗｅｒ Ｆａｃｔｏｒ Ｃｏｒｒｅｃｔｉｏｎ」、つまり力率補正の略）として知られる市販の標準素子を用いてもよい。ここに記載のＰＦＣ－ＩＳによって実現される回路または機能は、力率補正のために構成されるものではない。ＰＦＣ－ＩＣは、むしろ上記変換回路装置を好適に実現可能にする。

上記変換回路信号は、上記変換スイッチが、上記少なくとも１つの測定値が上記インダクタ電流のゼロクロスを示すと、１切替サイクルにおいてそれぞれ１回導電状態に切り替えられ、上記少なくとも１つの測定値が上記インダクタ電流が予め設定可能な電流制限値に達したことを示すと、それぞれ１回遮断状態に切り替えられるよう、上記変換回路装置によって生成される。上記インダクタ電流の各ゼロクロス時には、上記変換スイッチはＯＮとなり、上記インダクタ電流が上記所定の電流制限値に達すると、再びＯＦＦとなる。上記変換回路装置は、連続作動モードにおいて、複数の切替サイクルを互いに直接連続させてもよい。

上記所定の所望電流強度が、最小調整可能ピーク電流値よりも小さい電流強度（ピーク電流値）の最大値になると、上記制御ユニットは上記変換ユニットを不連続作動モードで作動させる。不連続作動モードにおいて、インダクタ電流のピーク電流値は一定であり、最小ピーク電流値よりも小さい、できるだけ小さい調整可能値に相当する。この不連続作動モードにおいては、１合計期間がアクティブ位相期間とパッシブ位相期間とに分けられる。上記パッシブ位相期間に対する上記アクティブ位相期間の比率は、上記所望電流強度に基づいて算出される。上記アクティブ位相期間は、上記変換ユニットの切替サイクル数に対応する。上記アクティブ位相期間において、上記変換スイッチは上記変換回路信号によって切り替えられる。上記パッシブ位相期間において、上記変換スイッチの切替は阻止される。上記パッシブ位相期間において、上記変換スイッチは遮断状態のままである。

上記パッシブ位相期間は、上記変換スイッチが次のアクティブ位相期間における次の切替サイクルにおいて再び導電状態に切り替えられる前に、上記変換スイッチおける電圧変動が減衰するまで十分長く設定されてもよい。そうすることにより、上記変換スイッチにおける上記電圧変動の位相を正確に把握する必要がなくなる。そのため、上記パッシブ位相期間は、最小期間を下回ってはらない。上記パッシブ位相期間およびアクティブ位相期間は、上記パッシブ位相期間の最小期間を考慮して互いに適合させてもよく、その結果、上記所望電流強度が達成される。このとき、この制御における周波数（上記アクティブ位相期間と上記パッシブ位相期間の合計期間の逆数値）は、上記照明手段アセンブリの作動中にフリッカが発生しないよう、少なくとも約２～３ｋＨｚに設定してもよいことが分かっている。

上記照明手段アセンブリは、好ましくは、少なくとも１つの照明手段、特に少なくとも１つの半導体照明手段を備える。複数の半導体照明手段が上記照明手段アセンブリにおいて用いられる場合、これらは互いに直列および／または並列接続されてもよい。上記照明手段としては、例えば照明ダイオードが用いられてもよい。

好ましくは、上記制御ユニットは、平均所望電流強度が上記最小ピーク電流値と少なくとも同じ大きさのピーク電流値に達すると、上記変換ユニットを連続作動モードで作動させるよう構成される。このとき、複数の切替サイクルが互いに直接連続して行われる。言い換えると、上記パッシブ位相期間は、連続作動モードにおいては、ほぼゼロである。

さらに好適には、上記制御ユニットは、平均所望電流強度および上記アクティブ位相期間と上記パッシブ位相期間の所定の所望合計期間値および／または上記パッシブ位相期間の所定の最小値に基づいて、まず、切替サイクル期間数を予め設定するアクティブ位相期間の計算期間値を計算し、上記アクティブ位相期間を得るために、この切替サイクル期間数を整数に丸めるよう構成される。このことにより、上記アクティブ位相期間は、少なくとも１切替サイクル期間または切替サイクルの切替サイクル期間の２倍、３倍などに相当する。

好ましい実施形態において、上記制御ユニットは、上記所望電流強度と第１境界条件とに基づいて、上記アクティブ位相期間と上記パッシブ位相期間の合計期間が示す第１制限値を算出し、上記所望電流強度と第２の境界条件とに基づいて、上記アクティブ位相期間と上記パッシブ位相期間の合計期間が示す第２の制限値を算出するよう構成される。上記第１の境界条件は、上記合計期間が示す目標周波数であってもよい。上記第２の境界条件は、上記パッシブ位相期間の最小期間であってもよい。これら両境界条件によって、第１の制限値として実周波数の下限値が、そして第２の制限値として実周波数の上限値が決定されてもよい。上記実周波数は、上記合計期間の逆数値に相当し、時間単位毎のアクティブ－パッシブ位相期間の間の切替頻度を示す。

このとき、好適には、上記制御ユニットは、アクティブーパッシブ位相期間の間の切替における実周波数を、上記下限値から上記上限値までの複数の周波数値の間で変化させるよう構成される。そうすることにより、光出力を変えずに、発生し得るノイズに影響を与えることができる。

上記制御ユニットはさらに、上記算出されたアクティブ位相期間に応じて、上記パッシブ位相期間を計算するよう構成されてもよく、その結果、上記平均所望電流強度が得られる。

上記パッシブ位相期間は、上記アクティブ位相期間において発生した切替サイクルの切替サイクル期間に依らずに算出、調整してもよい。したがって、上記パッシブ位相期間が上記切替サイクル期間の整数倍に相当するか否かは重要ではない。

さらに好適には、上記制御ユニットは、上記アクティブ位相期間の実際値を測定し、記憶するよう構成される。当該測定された実際値は、続いて、いわゆる微調整を行うために、上記パッシブ位相期間を計算して必要に応じてそれに適合させるのに用いられてもよい。このとき、例えば、上記照明手段アセンブリを流れる電流の平均電流強度は、上記平均所望電流強度に適合した方がよく、あるいは、上記パッシブ位相期間は、所望の周波数または上記アクティブ位相期間と上記パッシブ位相期間の合計期間が得られる長さとなってもよい。

好ましい実施例において、上記変換回路は、ダウンコンバータとして構成される。上記ダウンコンバータは、また降圧コンバータまたはバックコンバータともいう。

一実施例において、上記変換回路は、上記出力接続部に並列配列された変換コンデンサを有する。したがって、当該変換コンデンサは、上記接続された照明手段アセンブリにおいて、上記照明手段アセンブリに並列接続される。

一実施例において、上記変換回路は、変換ダイオードを有する。当該変換ダイオードのカソードは、上記変換スイッチに電気的に接続され、上記変換ダイオードのアノードは、上記変換コンデンサに電気的に直接接続される。

好ましい実施形態において、上記測定回路は、上記変換インダクタに割り当てられた測定コイルを備える。当該測定コイルには、上記変換インダクタにおける磁界に応じて、測定値として用いられる測定電圧が誘起される。当該誘起された測定電圧は、上記変換インダクタを流れるインダクタ電流を示す。

さらに／あるいは、上記測定回路は、電流測定抵抗器を備えてもよい。当該電流測定抵抗器は、好ましくは、上記出力接続部に直列接続またはそれらに接続された照明手段アセンブリに直列接続される。したがって、上記電流測定抵抗器における電圧は、作動時に上記照明手段アセンブリを流れる電流を示す。

上記変換ユニットに供給するための直流電圧を生成するために、特に直流変換器によって形成され得る直流電源が用いられてもよい。上記直流変換器は、商用電圧を、上記変換ユニットに供給するための整流された直流電圧に変換してもよい。

以下、本発明の実施の形態について、図面を参照しながら説明する。なお、以下に説明する実施の形態は、いずれも本開示の包括的又は一具体例を示すものである。したがって、以下の実施の形態で示される、数値、形状、材料、構成要素、構成要素の配置位置及び接続形態、並びに、ステップ及びステップの順序等は、一例であって本発明を限定する主旨ではない。よって、以下の実施の形態における構成要素のうち、独立請求項に記載されていない構成要素については、任意の構成要素として説明される。

また、各図は、模式図であり、必ずしも厳密に図示されたものではない。したがって、各図において、縮尺等は必ずしも一致しない。また、各図において、実質的に同一の構成に対しては同一の符号を付しており、重複する説明は省略又は簡略化する。

図１は、照明手段アセンブリを作動させる作動装置の一実施例を示すブロック図である。

図２は、図１の作動装置における変換ユニットおよび制御ユニットの一実施例を示すブロック図である。

図３は、図２に示す変換ユニットおよび制御ユニットの上記実施例を示す図であり、力率補正のための集積回路によって形成された変換回路装置を備える。

図４および図５は、それぞれ図２および図３に示す実施例において、連続作動モードにおいてインダクタ電流が変換インダクタを通過するときの例示的な時間経過を示す。

図６は、変換ユニットの連続作動モードにおけるアクティブ位相期間およびパッシブ位相期間の算出を示す模式的原理図である。

図７は、照明手段アセンブリを流れる電流の電流強度の平均値が低い場合に、接続された照明手段アセンブリが作動されるときの不連続作動モードを示す模式図である。

図１に作動装置１０の一実施例におけるブロック図を示す。作動装置１０は、直流電源１１を備え、その出力側には直流電圧ＵＧが供給される。

直流電源１１には、変換ユニット１２が接続される。変換ユニット１２は、第１の入力接続部１３と第２の入力接続部１４とを有し、その間には直流電圧ＵＧが供給される。変換ユニット１２は、さらに、第１の出力接続部１５と第２の出力接続部１６とを有し、これら出力接続部１５、１６には、少なくとも１つの照明手段、例えば、少なくとも１つの半導体照明手段１８を備えた照明手段アセンブリ１７が接続される。照明手段アセンブリ１７に複数の半導体照明手段１８が設けられる場合は、これらは互いに直列および／または並列接続されてもよい。各半導体照明手段１８は、例えば、照明ダイオードによって形成される。

変換ユニット１２は、制御ユニット１９によって制御できる。制御ユニット１９には、調光器２０から調光信号Ｄが送信され、この調光信号Ｄは、変換ユニット１２を流れる電流の平均値の所望電流強度Ｉ_ｓｏｌｌを予め設定し、この調光信号Ｄに応じて、次に照明手段アセンブリ１７を流れる照明手段電流Ｉ１の平均値が決まる。制御ユニット１９は、調光信号Ｄに応じて、特に所望電流強度Ｉ_ｓｏｌｌに応じて変換ユニット１２を制御し、変換ユニット１２を用いて要求される所望電流強度Ｉ_ｓｏｌｌに応じて実際の電流強度を調整する。

図１に模式的に示すように、直流電源１１は、例えば、制御器２２によって制御できる直流変換器２１によって形成される。あるいは、制御ユニット１９を変換ユニット１２だけでなく直流変換器２１を制御するのに用いてもよい。直流変換器２１は入力側の商用電圧ＵＮを整流された直流電圧ＵＧに変換する。

図２に、作動装置１０の実施例における制御ユニット１９および変換ユニット１２のブロック図を示す。第１の入力接続部１３と第２の入力接続部１４との間には、直流電圧ＵＧが印加される。例えば、第２の入力接続部１４は、基準電位、例えば接地電位Ｍに接続される。変換ユニット１２は、本実施例においては半導体スイッチ、特に電界効果トランジスタ３１によって構成される、制御可能な変換スイッチ３０を有する。電界効果トランジスタ３１のドレイン接続部は、第１の入力接続部１３に接続される。電界効果トランジスタ３１のソース接続部は、変換インダクタ３２を介して第１の出力接続部１５に接続される。さらに、電界効果トランジスタ３１のソース接続部は、変換ダイオード３３のカソードに接続され、そのアノードは、第２の出力接続部１６に接続される。出力接続部１５、１６と、それらに並列接続された照明手段アセンブリ１７との間には、さらに変換コンデンサ３４が接続される。

変換スイッチ３０を切り替えるための変換回路信号Ｗを生成するために、制御ユニット１９は変換回路装置３５を備える。変換回路装置３５は、変換回路信号Ｗが供給される制御出力部３６を有する。制御出力部３６は、ＡＮＤゲート３７の非反転入力部に接続される。ＡＮＤゲート３７の出力部は、変換スイッチ３０の制御接続部および、例えば、電界効果トランジスタ３１のゲート接続部に接続される。ＡＮＤゲート３７の出力部は、例えば、ドライバ５５を介して電界効果トランジスタ３１のゲート接続部に接続される。

ＡＮＤゲート３７のもう一つの、反転入力部は、第１の比較部材３８の出力部に接続される。第１の比較部材３８の入力部は、第１の計数部材３９に接続される。第１の計数部材３９の計数入力部４０は、ＡＮＤゲート３７の出力部に接続される。第１の計数部材３９および第１の比較部材３８は、第１の計数ユニット４１を形成する。

制御ユニット１９には、例えば、さらに、第２の計数部材４３と、該第２の計数部材４３に接続される第２の比較部材４４とを備える第２の計数ユニット４２が設けられる。第２の計数部材４３は、第２の比較部材４４に送信される計数サイクルを生成するための内部クロックを有する。第２の比較部材４４は、第２の計数部材４３のリセット入力部４５および第１の計数部材３９のリセット入力部４５に接続される出力接続部を有する。この出力部を介して第２の比較部材４４は、第１の計数部材３９および第２の計数部材４３をリセットするためのリセット信号Ｒを供給する。

第２の計数部材４３のスタート入力部４６は、第１の比較部材３８の出力部に接続される。第１の比較部材３８は、その出力部に作動モード信号Ｂを供給する。

ここに記載する実施例においては、さらに第３の計数ユニット４７が設けられ、第３の計数部材４８と該第３の計数部材４８と接続される検出部材４９とを備える。検出部材４９の検出入力部５０は、第１の比較部材３８の出力部に接続される。

制御ユニット１９は、さらに、測定回路５６を備える。測定回路５６は、例えば、変換インダクタ３２に割り当てられた測定コイル５７を有し、変換インダクタ３２の磁界により測定コイル５７に電圧を誘起できるようにする。測定コイル５７に誘起された電圧は、変換インダクタ３２を流れるインダクタ電流ＩＬを示す。測定コイル５７は、一方で接地電位Ｍに、他方で第１のオーム抵抗器５８を介して変換回路装置３５の第１の測定入力部５９に接続される。測定コイル５７に誘起された電圧が、変換回路装置３５に供給される第１の測定値Ｓ１を構成する。

測定回路５６には、さらに、電流測定抵抗器６０が設けられる。電流測定抵抗器６０は、一方で変換ユニット１２の第２の出力接続部１６および変換回路装置３５の第２の測定入力部６１に、他方で接地電位Ｍに接続される。したがって、電流測定抵抗器６０に印加される電圧は、変換スイッチ３０の導電状態において変換ダイオード３３が遮断されると変換インダクタ３２を流れるインダクタ電流ＩＬ特有のものである。電流測定抵抗器６０に印加される電圧が、変換回路装置３５に供給される測定値Ｓ２を構成する。そうすると、変換ダイオード３３が導電し、インダクタ電流ＩＬが変換ダイオード３３を流れ、電流測定抵抗器６０を流れなくなると、測定コイル５７は、インダクタ電流ＩＬを測定できる。

接続された照明手段アセンブリ１７において、インダクタ電流ＩＬは、照明手段アセンブリ１７と変換コンデンサ３４とからなる並列回路を流れ、照明手段電流Ｉ１は、照明手段アセンブリ１７を、コンデンサ電流Ｉ２は変換コンデンサ３４を流れる。つまり、ＩＬ＝Ｉ１＋Ｉ２。したがって、変換ユニット１２によって供給されるインダクタ電流ＩＬは、照明手段電流Ｉ１特有のものであり、その結果、調光信号Ｄに応じて所望の光出力を調整するために、平均インダクタ電流ＩＬとされるインダクタ電流ＩＬの平均値の所望電流値Ｉ_ｓｏｌｌを予め設定できる。

図４～図７を参照して、図２における、制御ユニット１９と変換ユニット１２とを備える作動装置１０の作用を説明する。

調光信号Ｄに要求される平均インダクタ電流ＩＬの所望電流強度Ｉ_ｓｏｌｌが、最小調整可能ピーク電流値ＩＰ_ｍｉｎと少なくとも同じ大きさの電流強度（ピーク電流値ＩＰ）の最大値に達すると、変換ユニット１２は、図４および図５に模式的かつ例示的に示すように連続作動モードで作動する。計数ユニット４１，４２，４７は、アクティブではなく、作動モード信号Ｂは、ＬＯＷ（デジタルでの０）となり、その結果、変換回路信号ＷがＡＮＤゲート３７を介して変換スイッチ３０の制御接続部（ここでは、電界効果トランジスタ３１のゲート）に転送される。変換回路装置３５は、第１の測定入力部５９に印加された第１の測定値Ｓ１と、第２の測定入力部６１に印加された第２の測定値Ｓ２とを評価する。第１の測定値Ｓ１によって、インダクタ電流ＩＬのゼロクロスが算出される。第２の測定値Ｓ２によって、変換インダクタ３２を流れるインダクタ電流ＩＬが、予め設定可能または調整可能なピーク電流値ＩＰに達したか否かが算出される。インダクタ電流ＩＬがゼロクロスするとき、変換回路信号Ｗは、ＨＩＧＨ（デジタルでの１）となり、変換スイッチ３０は、導電状態に切り替えられる。すると、インダクタ電流ＩＬが流れ始め、連続的に上昇する。インダクタ電流ＩＬが電流制限値ＩＧに達するとすぐに、変換回路装置３５は、変換回路信号ＷをＨＩＧＨからＬＯＷへ切り替え、これにより、変換スイッチ３０は、遮断状態へと移行する。インダクタ電流ＩＬは、さらに変換インダクタ３２、照明手段アセンブリ１７、変換ダイオード３３を流れてもよく、連続的に低下して、最終的に数値ゼロに達する。このゼロクロスは、また変換回路装置３５によって知らされてもよく、変換スイッチ３０は、次の切替サイクルにおいて再びＯＮとなる。

各切替サイクルにおいて、変換スイッチ３０は、ＯＮ期間ｔｅの間導通し、それに続くＯＦＦ期間ｔａの間は遮断される。変換スイッチ３０は、各切替サイクルが始まると導電状態に切り替えられ、ＯＮ期間ｔｅが終了すると遮断状態に切り替えられ、インダクタ電流ＩＬがゼロクロスを示す切替サイクル終了までのＯＦＦ期間ｔａの間、この状態を維持する。ＯＮ期間ｔｅとＯＦＦ期間ｔａの合計は、切替サイクル期間ＴＰに相当する。

図４および図５に示す変換ユニット１２の作動モードは、連続作動モードまたは臨界作動モードとしてもよく、インダクタ電流ＩＬのゼロクロスが確認されるとすぐに変換スイッチ３０の切替によって、新たにインダクタ電流ＩＬが流れるようになる。この連続作動モードにおいては、２つの連続する切替サイクル間のインダクタ電流ＩＬの中断期間は短い方がよい。平均インダクタ電流ＩＬを正確に計算できるよう、この中断期間は考慮されなければならない。さらに、例えば中断期間を示す補正計数が導入されてもよい。各切替サイクルは、連続作動モードにおいて実質的に互いに直接連続しており、中断期間は、技術的に可能な限り短い。

図４と図５との比較により模式的に示すように、連続作動モードにおいてピーク電流値ＩＰを低下させることにより、光出力を低減できる。ピーク電流値ＩＰは、平均インダクタ電流ＩＬの所望電流強度Ｉ_ｓｏｌｌをもとに、例えば変換回路装置３５において算出されてもよく、変換回路装置３５には、そのために調光信号または他の光出力を示す信号が送信されてもよい。このことにより、切替サイクル期間ＴＰが短縮され、変換スイッチ３０の切替周波数が上昇する。要求される光出力がかなり低い場合、つまり、ピーク電流値ＩＰがかなり低い場合、切替周波数はかなり高くなり、連続作動モードは、例えば約２００ｋＨＺ以上の切替周波数を用いた、より強い調光には適さないまたはそのように構成されない。ここでは、下回ってはならない最小ピーク電流値ＩＰ_ｍｉｎが算出または予め設定される。したがって、本発明においては、所望電流強度Ｉ_ｓｏｌｌが、最小ピーク電流値ＩＰ_ｍｉｎよりも小さいピーク電流値ＩＰに達すると、連続作動モードから不連続作動モードに切り替えられる。

この不連続作動モードにおいて、ピーク電流値ＩＰは、それ以上低下することはなく、最小ピーク電流値ＩＰ_ｍｉｎに一定に保たれる。そうすることにより、図７に示すように、最小切替サイクル期間ＴＰ_ｍｉｎ（ＩＰ＝ＩＰ_ｍｉｎのとき）が得られる。照明手段アセンブリ１７の光出力の低減を可能にするために、変換ユニット１２の不連続作動モードにおいて、アクティブ位相期間ｔｓとパッシブ位相期間ｔｎとが、合計期間ＴＧの合計に相当するように算出され、交互に調整される。アクティブ位相期間中は、連続作動に対応して変換スイッチ３０の切替が許可され、それに対し、変換スイッチ３０は、パッシブ位相期間ｔｎ中、遮断状態に維持される。アクティブ位相期間ｔｓは、最小切替サイクル期間ＴＰ_ｍｉｎと同じまたは複数の最小切替サイクル期間ＴＰ_ｍｉｎと同じ長さである。図７に、アクティブ位相期間ｔｓが３つの最小切替サイクル期間ＴＰ_ｍｉｎと同じ長さである場合の、不連続作動モードを例示的に示す。それには直接パッシブ位相期間ｔｎが続き、その間変換スイッチは非導通状態に維持される。

パッシブ位相期間ｔｎは、最小切替サイクル期間ＴＰ_ｍｉｎに依らずに算出、調整されてもよい。

連続作動から不連続作動へ移行させるための光出力の制限値である最小切替サイクル期間ＴＰ_ｍｉｎを有する連続作動に基づき、合計期間ＴＧに対するアクティブ位相期間ｔｓの割合が、光出力の制限値に対する要求される所望光出力の割合に応じて算出される。その結果、まず、計算期間値ｔｒが得られる。この計算期間値ｔｒは、計算因子を切替サイクル期間ＴＰ、例えば、最小切替サイクル期間ＴＰ_ｍｉｎで掛けたものに相当する。計算因子は、整数（１を含み０を含まない自然数）に切り下げまたは切り上げられる（図６参照）。続いて、パッシブ期間ｔｎが、以下の３つの条件のうち１つまたは複数の条件をできるだけ理想的な形で満たすよう、算出されたアクティブ位相期間ｔｓに適合される。

第１の条件：アクティブ位相期間ｔｓとパッシブ位相期間ｔｎとの比率は、光出力が所望光出力にできるだけ近づくように設定される。

第２の条件：パッシブ位相期間ｔｎは、所定の最小期間と少なくとも同じ長さまたはパッシブ位相期間ｔｎの所定の所望期間範囲内である。

第３の条件：アクティブ位相期間ｔｓとパッシブ位相期間ｔｎの合計期間ＴＧは、できるだけ所定の合計所望期間に相当する、または合計期間ＴＧの所定の所望期間範囲内である。

上記第３の条件により、所望の周波数が不連続作動モードにおいて達成されてもよく、その結果、照明手段アセンブリ１７におけるフリッカが回避される。

さらにパッシブ位相期間ｔｎは、十分長く設定されてもよく、その結果、導通から遮断状態への変換スイッチ３０の切替時に生じ得る電圧変動がダンパによって減衰される。（上述の第２の条件参照）。

以下に、図６を参照して、一例に基づいて、不連続作動を実施するためのパラメータについて説明する。

例示的に、調光信号Ｄによって要求される光出力が最大光出力の２５％であるとする。また、光出力は、連続作動において最大光出力の５０％まで低減できるとする。したがって、最小ピーク電流ＩＰ_ｍｉｎに基づいて、アクティブ位相期間ｔｓとパッシブ位相期間ｔｎのサイクル比率は、最大可能光出力の２５％に相当する所望の光出力を得るために、５０％を達成しなければならない。

このとき、パラメータまたは第１の境界条件として、照明手段アセンブリ１７におけるフリッカを防止するために、目標周波数ｆ_ｚｉｅｌを３０００Ｈｚとする。

このとき、以下の式（１）で表される関係式を満たす。

このとき、ＰＷＭは、サイクル比率（例えば、５０％）であり、ｎはアクティブ位相期間ｔｓ中の切替サイクル数となる。目標周波数ｆ_ｚｉｅｌは、以下の式（２）で表される関係式を満たす。

式（１）および（２）から、アクティブ位相期間ｔｓにおける切替サイクル数ｎが、以下の式（３）によって算出されてもよい。

ここで例示的に想定される数値は、サイクル比率ＰＷＭ＝０．５、最小切替サイクル期間ＴＰ_ｍｉｎは、例えば１０μｓ、目標周波数ｆ_ｚｉｅｌは、３０００Ｈｚである。その計算結果として、アクティブ期間ｔｓにおける計算上の切替サイクル数ｎ＊は、ｎ＊＝１６．６７となる。切替サイクル数ｎは整数でなければならないため、計算上の数値ｎ＊は、切り上げまたは切り下げられ、例えば、ｎ＝１７となる。最小切替サイクル期間ＴＰ_ｍｉｎにおいて、パッシブ位相期間ｔｎは、以下の式（４）で表される。

切替サイクル数の計算上の数値ｎ＊を整数値に丸めるため、正確には所定の目標周波数ｆ_ｚｉｅｌは達成されない。式（２）をもとに、実際に得た実周波数ｆ_ｉｓｔを算出してもよく、ここでの数値例としてはｆ_ｉｓｔ＝２９４１Ｈｚである。この第１境界条件基づいて得た実周波数ｆ_ｉｓｔは、制限値、特に周波数範囲を規定するための下限値として用いられてもよい。

他の第２の境界条件は、パッシブ位相期間ｔｎの最小期間であってもよい。最小期間は、システムに設けられるダンパによって、インダクタ電流ＩＬがゼロクロスしたあとに調整される、変換スイッチ３０における電圧の変動を十分減衰できるよう、予め設定されてもよい。上述の式（１）および式（２）は準用される。例えば、パッシブ位相期間の最小期間として、ｔｎ＝５６μｓが設定されてもよい。式（１）に当てはめて、アクティブ位相期間の切替サイクル数ｎを丸めるとｔｓ：ｎ＝６となる。

すると、切替サイクル数をもとに、式（４）に照らしてパッシブ位相期間ｔｎが算出されてもよく、ここでは、ｔｎ＝６０μｓとなる。

その結果、得られる実周波数ｆ_ｉｓｔは、式（２）に照らして、以下の式（５）で表される。

この第２の境界条件基づいて得られる実周波数ｆ_ｉｓｔは、制限値、特に周波数範囲を定義するための上限値として用いられてもよい。

上記の計算に基づいて、一方で目標周波数ｆ_ｚｉｅｌの基準値によって、他方でパッシブ位相期間ｔｎの最小期間の基準値によって、それぞれ周波数範囲の制限値が算出されてもよい。例えば、目標周波数の基準値に基づいて、実周波数ｆ_ｉｓｔが算出されてもよく、この実周波数ｆ_ｉｓｔは、周波数下限値として用いられる。さらに、パッシブ位相期間ｔｎの最小期間の基準値によって、実周波数ｆ_ｉｓｔが計算されてもよく、これは周波数の上限値として用いられてもよい。下限周波数と上限周波数との間の範囲内で、アクティブ位相期間ｔｓにおける切替サイクル数ｎの設定に応じて、以下の式（６）の関係において同じデューティサイクルＰＷＭにおける様々な周波数が調整されてもよい。

このとき、光出力を変化させずに、アクティブ位相期間ｔｓにおける切替サイクル数ｎを変化または変調でき、これにより、発生するノイズに影響を与えることができる。上記のように算出される例示的な数値を考慮して、デューティサイクルＰＷＭ＝５０％において、アクティブ位相期間ｔｓにおける切替サイクル数ｎをｎ＝６からｎ＝１７までの間で変化させることにより、照明手段アセンブリの光出力または輝度を変化させることなく、１２の異なる周波数ｆ（ｎ）が式（６）において得られ、その間で切り替えられてもよい。

実際の周波数を下限周波数と上限周波数との間の全範囲内に維持しつつ変化させることもでき、これは、デューティサイクル、つまり光出力および輝度を変化させることによってのみ達成できる。そのために、アルゴリズムが用いられてもよく、このアルゴリズムは、式（６）における離散可能周波数ｆ（ｎ）を基準点として用いて、平均光出力が要求される光出力に相当するよう、周波数ｆを離散値ｆ（ｎ）の間で変化させ、このとき、平均光出力（変動）からの光出力のずれを最小限に抑える。

アクティブ位相期間ｔｓ中および／または変換ユニット１２の連続作動中、変換スイッチ３０に印加される変動する電圧（電界効果トランジスタ３１におけるドレインソース電圧）が第１の最小値を示すと、変換スイッチ３０がＯＮとなる（変換回路信号Ｗが立ち上がる）。これは、インダクタ電流ＩＬのゼロクロスに相当する。

算出されたアクティブ位相期間ｔｓは第１の比較部材３８に、算出されたパッシブ位相期間ｔｎは第２の比較部材４４に記憶される。第１の計数部材３９によって、切替サイクル数が計数入力部４０を介して取得される。第１の比較部材３８においては、アクティブ位相期間ｔｓが対応する切替サイクル数に達したか否かが判定される。この場合、第１の比較部材３８の出力部において、作動モード信号ＢがＬＯＷからＨＩＧＨへ切り替えられる。ＡＮＤゲート３７は、それにより、いわゆる遮断される。これをゲート回路として、変換回路信号Ｗを遮断し、変換スイッチ３０に転送されないようにしてもよい。

計数部材３９は、好ましくは、変換回路信号Ｗの立下りとともにインクリメントを行う。そうすることにより、変換回路信号Ｗが立下ると、好ましくはすぐに、作動モード信号ＢのＬＯＷからＨＩＧＨへの切替作動を行うことができる。この時間調整により、スパイクを回避できる。

作動モード信号Ｂは、さらにスタート入力部４６に送信され、作動切替信号ＢがＬＯＷからＨＩＧＨへ切り替えられるとすぐに、第２の計数部材４３が始動する。第２の比較部材４４において、算出または記憶されたパッシブ位相期間ｔｎが時間切れとなっていないかが判定される。そのことが確認されるとすぐに、第２の比較部材４４は、第１の計数部材３９および第２の計数部材４３に対するリセット信号を生成する。そうすることにより、第１計数ユニット４１においては、作動モード信号Ｂが再びＨＩＧＨからＬＯＷへ切り替えられ、このことにより、次のアクティブ位相期間ｔｓの開始が示される。ＡＮＤゲート３７は、変換回路信号Ｗを変換スイッチ３０に転送してもよい。インダクタ電流ＩＬが０なので、変換回路装置３５は、変換スイッチ３０を導電状態に切り替え、次のアクティブ位相期間ｔｓが始まる。所定の切替サイクル数がアクティブ位相期間ｔｓ中に達成されるとすぐに、ＡＮＤゲート３７が作動モード信号Ｂによって新たに遮断され、変換スイッチ３０も同様に遮断されてパッシブ位相期間ｔｎが始まる。この過程は不連続作動中周期的に繰り返され、このサイクル期間は合計期間ＴＧに相当する。

選択的に設けられる第３の計数ユニット４７を用いて、実際のアクティブ位相期間ｔｓが測定されてもよい。作動モード信号ＢをＬＯＷからＨＩＧＨへ切り替えることにより、検出入力部５０を介して検出部材４９が作動され、第３の計数部材４８の計数インパルスをもとに時間が検出される。アクティブ位相期間ｔｓが終了すると、作動モード信号ＢがＬＯＷからＨＩＧＨへ切り替えられ、そのことが検出部材４９によって検出され、それによりアクティブ位相期間ｔｓの正確な期間が算出される。この期間は、パッシブ位相期間ｔｎを算出および／または適合するのに用いられてもよい。

ここに記載の実施例においては、照明手段アセンブリを流れる電流の調整を行わない。照明手段アセンブリを流れる照明手段電流Ｉ１および照明手段アセンブリ１７の光出力は、対応する測定値をリターンすることなく調整・制御される。

図３において、ＰＦＣ－ＩＣを用いた制御ユニット１９を実現するための実施可能性を示す。例えば、変換回路装置３５を形成するＰＦＣ－ＩＣとしてＭＰＳ(R)社のＭＰ４４０１４型ＩＣが用いられる。このＩＣの構成や作用は知られているため、詳細な説明は省略する。ここで用いられるＩＣは、８つの接続部を有する。ＩＣ接続部「ＺＣＳ」は、第１の測定入力部５９を構成し、ＩＣ接続部「ＣＳ」は、第２の測定入力部６１を構成する。ＩＣ接続部「ＧＡＴＥ」は、制御出力部３６を構成する。ＩＣ供給接続部「ＶＣＣ」は、供給電圧ＵＶに接続され、接地接続部「ＧＮＤ」は、接地電位Ｍに接続される。

第１のパルス幅変調信号ＰＷＭ１は、第２のオーム抵抗器６５を介してＩＣ接続部「ＭＵＬＴ」に印加される、第２のパルス幅変調信号ＰＷＭ２は、第３のオーム抵抗器６６を介してＩＣ入力部「ＦＢ」に、そして、第３のオーム抵抗器６６と第４のオーム抵抗器６７とからなる直列回路を介してＩＣ接続部「ＣＯＭＰ」に印加される。第１のコンデンサ６８は、ＩＣ接続部「ＭＵＬＴ」を接地電位Ｍに接続し、第２のコンデンサ６９は、ＩＣ接続部「ＦＢ」と「ＣＯＭＰ」とを接続する。コンデンサ６８，６９は、パルス幅変調信号ＰＷＭ１，ＰＷＭ２の帯域幅を制限する。

これらのパルス幅変調信号ＰＷＭ１，ＰＷＭ２は、変換回路装置３５における乗算器によって互いに乗算され、電流制限値ＩＧを定義する。パルス幅変調され、フィルタ処理された、特にローパスフィルタ処理された２つの信号を乗算することにより、二次特性曲線が得られ、デジタル量子化、特に低電流強度における分解を向上できる。

本発明は、照明手段アセンブリ１７の作動装置１０および作動方法に関する。変換ユニット１２には、直流電圧ＵＧが供給される。出力側において、照明手段アセンブリ１７は変換ユニット１２に接続される。制御ユニット１９は、変換ユニット１２の変換スイッチ３０を制御する。変換ユニット１２は、変換スイッチ３０に直列に配列された変換インダクタ３２を備える。測定回路５６を用いて、変換インダクタ３２を流れるインダクタ電流ＩＬ特有の、少なくとも１つの測定値が検出される。制御ユニット１９には、インダクタ電流ＩＬの平均値の所望電流強度Ｉ_ｓｏｌｌが予め設定される。所望電流強度Ｉ_ｓｏｌｌは、調整する光出力を特徴づけるものである。所望電流強度Ｉ_ｓｏｌｌからインダクタ電流ＩＬのピーク電流値ＩＰが、所望電流強度Ｉ_ｓｏｌｌに対応するインダクタ電流ＩＬの平均値を調整するように算出されてもよい。制御ユニット１９は、変換スイッチ３０を導電状態または遮断状態に切り替える変換回路信号Ｗを生成する。切替サイクルの開始時には、インダクタ電流ＩＬがゼロクロスを示すと、変換スイッチ３０が導電状態に切り替えられる。続いて、インダクタ電流ＩＬが上昇し、算出されたまたは所定のピーク電流値ＩＰに到達する。この時点で変換スイッチ３０は、遮断状態に切り替えられ、インダクタ電流ＩＬが低下することとなる。インダクタ電流ＩＬがゼロになると、切替サイクルが終了し、次の切替サイクルが開始される。所望電流強度Ｉ_ｓｏｌｌが、下回ってはならない所定の最小ピーク電流値ＩＰ_ｍｉｎにおいて、変換ユニット１２を流れる電流の平均値よりも低い場合、変換ユニット１２は不連続作動モードで作動され、アクティブ位相期間ｔｓは、１または複数のフル切替サイクルを含み、アクティブ位相期間ｔｓに続いてパッシブ位相期間ｔｎとなる。アクティブおよびパッシブ位相期間ｔｓ，ｔｎは、インダクタ電流ＩＬが少なくとも実質的に所望電流強度Ｉ_ｓｏｌｌに対応するように調整される。さらに、パッシブ位相期間ｔｎは、最小期間を示すように設定されてもよい。あるいは／さらに、パッシブ位相期間ｔｎに対するアクティブ位相期間ｔｓの比率を維持しながら、パッシブ位相期間ｔｎが最小期間を下回わらないように、および／または所望合計期間値に少なくとも実質的に到達するように、合計期間ＴＧが調整または予め設定されてもよい。

１０ 作動装置
１１ 直流電源
１２ 変換ユニット
１３ 第１の入力接続部
１４ 第２の入力接続部
１５ 第１の出力接続部
１６ 第２の出力接続部
１７ 照明手段アセンブリ
１８ 半導体照明手段
１９ 制御ユニット
２０ 調光器
２１ 直流変換器
２２ 制御器
３０ 変換スイッチ
３１ 電界効果トランジスタ
３２ 変換インダクタ
３３ 変換ダイオード
３４ 変換コンデンサ
３５ 変換回路装置
３６ 制御出力部
３７ ＡＮＤゲート
３８ 第１の比較部材
３９ 第１の計数部材
４０ 計数入力部
４１ 第１の計数ユニット
４２ 第２の計数ユニット
４３ 第２の計数部材
４４ 第２の比較部材
４５ リセット入力部
４６ スタート入力部
４７ 第３の計数ユニット
４８ 第３の計数部材
４９ 検出部材
５０ 検出入力部
５５ ドライバ
５６ 測定回路
５７ 測定コイル
５８ 第１のオーム抵抗器
５９ 第１の測定入力部
６０ 電流測定抵抗器
６１ 第２の測定入力部
６５ 第２のオーム抵抗器
６６ 第３のオーム抵抗器
６７ 第４のオーム抵抗器
Ｂ 作動モード信号
Ｄ 調光信号
ｆ_ｉｓｔ 実周波数
ＩＰ ピーク電流値
ＩＰ_ｍｉｎ 最小ピーク電流値
ＩＬ インダクタ電流
Ｍ 接地電位
Ｐ_ｓｏｌｌ 所望光出力
Ｒ リセット信号
Ｓ 変換回路信号
ＵＧ 直流電圧
ＵＮ 商用電圧
ＵＶ 供給電圧
Ｔａ ＯＦＦ期間
Ｔｅ ＯＮ期間
ｔｎ パッシブ位相期間
ＴＰ 切替サイクル期間
ｔｓ アクティブ位相期間
ＴＧ 合計期間

Claims (19)

1. 作動装置（１０）であって、それに接続される照明手段アセンブリ（１７）を作動させるよう構成され、
   直流電圧（ＵＧ）を印加するための入力接続部（１３，１４）と、前記照明手段アセンブリ（１７）に電気的に接続可能な出力接続部（１５，１６）と、制御可能な変換スイッチ（３０）と、変換インダクタ（３２）と、を備える変換ユニット（１２）と、
   前記変換インダクタ（３２）を流れるインダクタ電流（ＩＬ）の平均値の所望電流強度（Ｉ_ｓｏｌｌ）に基づいて前記変換ユニット（１２）を制御するよう構成される制御ユニット（１９）と、
   前記インダクタ電流（ＩＬ）を特徴づける少なくとも１つの測定値を測定するよう構成され、該少なくとも１つの測定値が変換回路装置（３５）に送信される測定回路（５６）と、を備え、
   前記変換回路装置（３５）は、前記変換スイッチ（３０）を、前記少なくとも１つの測定値が前記インダクタ電流（ＩＬ）のゼロクロスを示すと、１切替サイクル中にそれぞれ１回導電状態に切り替え、前記少なくとも１つの測定値が前記インダクタ電流（ＩＬ）が予め設定可能なピーク電流値（ＩＰ）に達したことを示すと、１回遮断状態に切り替える、変換回路信号（Ｗ）を生成するよう構成され、
   前記制御ユニット（１９）は、前記所望電流強度（Ｉ_ｓｏｌｌ）が所定の最小ピーク電流値（ＩＰ_ｍｉｎ）におけるインダクタ電流（ＩＬ）の平均値よりも小さいとき、前記変換ユニット（１２）を不連続作動モードで作動させるよう構成され、
   前記制御ユニット（１９）は、不連続作動モードにおいて、前記所望電流強度（Ｉ_ｓｏｌｌ）に基づいてアクティブ位相期間（ｔｓ）を示す切替サイクル数とパッシブ位相期間（ｔｎ）とを算出し、前記アクティブ位相期間（ｔｓ）中は前記変換回路信号（Ｗ）によって変換スイッチ（３０）の切替を許可し、前記パッシブ位相期間（ｔｎ）中は変換スイッチ（３０）の導電状態への切替を阻止するように構成される、
   作動装置。
2. 前記制御ユニット（１９）は、前記所望電流強度（Ｉ_ｓｏｌｌ）が所定の最小ピーク電流値（ＩＰ_ｍｉｎ）におけるインダクタ電流（ＩＬ）の平均値と少なくとも同じ大きさであるとき、前記変換ユニット（１２）を連続作動モードで作動させるよう構成されることを特徴とする、
   請求項１に記載の作動装置。
3. 前記制御ユニット（１９）は、前記所望電流強度（Ｉ_ｓｏｌｌ）と前記アクティブ位相期間と前記パッシブ位相期間（ｔｎ）の所定の所望合計期間値とに基づいて、まず前記アクティブ位相期間（ｔｓ）の計算期間値（ｔｒ）を計算し、この計算期間値（ｔｒ）に基づいて前記アクティブ位相期間（ｔｓ）を算出するよう構成されることを特徴とする、
   請求項１または２に記載の作動装置。
4. 前記制御ユニット（１９）は、前記所望電流強度（Ｉ_ｓｏｌｌ）と前記パッシブ位相期間（ｔｎ）の所定の最小値とに基づいて、まず、前記アクティブ位相期間（ｔｓ）の計算期間値（ｔｒ）を計算し、この計算期間値（ｔｒ）に基づいて前記アクティブ位相期間（ｔｓ）を算出するよう構成されることを特徴とする、
   請求項１または２に記載の作動装置。
5. 前記制御ユニット（１９）は、前記アクティブ位相期間（ｔｓ）を得るために、計算期間値（ｔｒ）に近い、切替サイクル期間（ＴＰ，ＴＰ_ｍｉｎ）の整数倍を設定するよう構成されることを特徴とする、
   請求項３または４に記載の作動装置。
6. 前記制御ユニット（１９）は、前記インダクタ電流（ＩＬ）と前記所望電流強度（Ｉ_ｓｏｌｌ）との間に生じる差ができるだけ小さくなるよう、前記アクティブ位相期間（ｔｓ）に応じて、前記パッシブ位相期間（ｔｎ）を計算するよう構成されることを特徴とする、
   請求項３～５のいずれか１項に記載の作動装置。
7. 前記制御ユニット（１９）は、前記所望電流強度（Ｉ_ｓｏｌｌ）と第１境界条件とに基づいて、前記アクティブ位相期間（ｔｓ）と前記パッシブ位相期間（ｔｎ）の合計期間（ＴＧ）が示す第１制限値を算出し、前記所望電流強度（Ｉ_ｓｏｌｌ）と第２の境界条件とに基づいて、前記アクティブ位相期間（ｔｓ）と前記パッシブ位相期間（ｔｎ）の合計期間（ＴＧ）が示す第２の制限値を算出するよう構成されることを特徴とする、
   請求項１～６のいずれか１項に記載の作動装置。
8. 前記第１の境界条件は、前記合計期間（ＴＧ）が示す目標周波数（ｆ_ｚｉｅｌ）であり、および／または、前記第２の境界条件は、前記パッシブ位相期間（ｔｎ）の最小期間であることを特徴とする、
   請求項７に記載の作動装置。
9. 前記第１の制限値は、アクティブ位相期間ーパッシブ位相期間間の切替時の実周波数（ｆ_ｉｓｔ）の下限値に相当し、前記第２の制限値は、実周波数（ｆ_ｉｓｔ）の上限値に相当することを特徴とする、
   請求項７または８に記載の作動装置。
10. 前記制御ユニット（１９）は、前記アクティブ位相期間ーパッシブ位相期間間の切替時の実周波数（ｆ_ｉｓｔ）を前記下限値から前記上限値までの複数の周波数値の間で変化させるよう構成されることを特徴とする、
    請求項９に記載の作動装置。
11. 前記制御ユニット（１９）は、前記アクティブ位相期間（ｔｓ）の実際値を測定し、記憶するよう構成されることを特徴とする、
    請求項１～１０のいずれか１項に記載の作動装置。
12. 前記制御ユニット（１９）は、前記測定、記憶されたアクティブ位相期間（ｔｓ）の実際値に応じて前記パッシブ位相期間（ｔｎ）を計算するよう構成されることを特徴とする、
    請求項１１に記載の作動装置。
13. 前記変換回路（１２）は、ダウンコンバータとして構成されることを特徴とする、
    請求項１～１２のいずれか１項に記載の作動装置。
14. 前記変換回路（１２）は、前記出力接続部（１５，１６）に並列接続される変換コンデンサ（３４）を備えることを特徴とする、
    請求項１～１３のいずれか１項に記載の作動装置。
15. 前記変換ユニット（１２）は、カソードが前記変換スイッチ（３０）および前記変換インダクタ（３２）に直接電気的に接続され、アノードが前記変換コンデンサ（３４）に直接電気的に接続される変換ダイオード（３３）を備えることを特徴とする、
    請求項１４に記載の作動装置。
16. 前記測定回路（５６）は、前記変換インダクタ（３２）に割り当てられ、前記変換インダクタ（３２）の磁界によって測定値として電圧が誘起される測定コイル（５７）を備えることを特徴とする、
    請求項１～１５のいずれか１つに記載の作動装置。
17. 前記測定回路（５６）は、前記出力接続部（１５，１６）に直列接続される電流測定抵抗（６０）を備えることを特徴とする、
    請求項１～１６のいずれか１項に記載の作動装置。
18. 前記直流電圧（ＵＧ）を生成するための直流変換器（２１）が設けられることを特徴とする、
    請求項１～１７のいずれか１項に記載の作動装置。
19. 照明手段アセンブリ（１７）を作動させる方法であって、
    変換スイッチ（３０）と、変換インダクタ（３２）と、直流電圧（ＵＧ）が印加される入力接続部（１３，１４）と、前記照明手段アセンブリ（１７）に電気的に接続される出力接続部（１５，１６）を備える変換ユニット（１２）と、前記変換インダクタ（３２）を流れるインダクタ電流（ＩＬ）を特徴づける少なくとも１つの測定値を測定するよう構成される測定回路（５６）と、を備える作動装置（１０）を用い、
    インダクタ電流（ＩＬ）の所望電流強度（Ｉ_ｓｏｌｌ）を予め設定することと、
    前記変換スイッチ（３０）を、前記少なくとも１つの測定値が前記インダクタ電流（ＩＬ）のゼロクロスを示すと、１切替サイクル中にそれぞれ１回導電状態に切り替え、前記少なくとも１つの測定値が前記インダクタ電流（ＩＬ）が予め設定可能なピーク電流値（ＩＰ）に達したことを示すと、１回遮断状態に切り替える、変換回路信号（Ｗ）を生成することと、
    前記所望電流強度（Ｉ_ｓｏｌｌ）が所定の最小ピーク電流値（ＩＰ_ｍｉｎ）におけるインダクタ電流（Ｌ）の平均値よりも小さいときに不連続作動を調整し、前記所望電流強度（Ｉ_ｓｏｌｌ）に基づいてアクティブ位相期間（ｔｓ）を示す切替サイクル数とパッシブ位相期間（ｔｎ）とを算出し、前記アクティブ位相期間（ｔｓ）中は前記変換回路信号（Ｗ）によって変換スイッチ（３０）の切替を許可にし、前記パッシブ位相期間（ｔｎ）中は前記変換回路信号（Ｗ）によって変換スイッチ（３０）の導電状態への切替を阻止することと、
    を備える方法。

Images