JP7130495B2 - load drive circuit - Google Patents
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本発明は、出力端子から接地端子に引き込む電流を駆動信号に応じて制御するロウサイドの負荷駆動回路に関する。 The present invention relates to a low-side load drive circuit that controls current drawn from an output terminal to a ground terminal according to a drive signal.
モータを大電流駆動する場合や、有線ネットワークI/O装置のノイズおよびサージ耐量を確保する場合は、駆動用トランジスタとして、DMOSFET(Double Diffused MOSFET)が低損失かつ高耐圧の特徴を生かして広く用いられている。 DMOSFETs (Double Diffused MOSFETs) are widely used as drive transistors, taking advantage of their low loss and high withstand voltage characteristics when driving motors with large currents or securing noise and surge resistance for wired network I/O devices. It is
しかし、DMOSFETにはソースとドレイン間にボディダイオードが存在し、またDMOSFETを半導体集積回路に内蔵した場合は半導体基板とドレイン間に寄生ダイオードが形成される。このため、インダクタ負荷やサージ電圧により、出力端子の電圧が負電圧になった際に、接地端子と出力端子間の耐圧を十分に確保できない問題がある。 However, a DMOSFET has a body diode between the source and the drain, and a parasitic diode is formed between the semiconductor substrate and the drain when the DMOSFET is incorporated in a semiconductor integrated circuit. Therefore, when the voltage of the output terminal becomes a negative voltage due to an inductor load or a surge voltage, there is a problem that a sufficient breakdown voltage cannot be secured between the ground terminal and the output terminal.
そこで、負荷駆動用トランジスタのドレイン側に逆流防止用ダイオードを直列接続して、出力端子が負電圧になった際の電流の逆流を阻止する方法が知られている(非特許文献1の図11)。 Therefore, a method is known in which a backflow prevention diode is connected in series to the drain side of the load driving transistor to block the backflow of current when the output terminal becomes a negative voltage (see FIG. 11 of Non-Patent Document 1). ).
しかし、非特許文献1のようにダイオードを挿入すると、負荷駆動用トランジスタのみの場合と比較して、負荷駆動用トランジスタがONして電流を出力端子から吸い込む際の出力端子と接地端子間の電圧が、ダイオードの順方向電圧分だけ高くなり、電力損失が増加する。また有線ネットワークI/O装置として見れば、ロウレベル信号の電圧値が十分に下がらない状態となる。
However, when a diode is inserted as in
この問題の解決策として、負荷駆動用トランジスタのドレインに直列接続した逆流防止用ダイオードをDMOSFETに置き換えて、そのDMOSFETのゲートの電位を制御することで逆流防止を行うことが考えられる(特許文献1の図2)。 As a solution to this problem, it is conceivable to replace the backflow prevention diode connected in series with the drain of the load driving transistor with a DMOSFET and control the gate potential of the DMOSFET to prevent backflow (Patent Document 1). 2).
図7にその回路を示す。図7において、2は出力端子(特許文献1ではドレイン端子)、3は制御端子(特許文献1ではゲート端子)、4は接地端子(特許文献1ではソース端子)であり、NchDMOSFETからなる負荷駆動用トランジスタQ21にドレイン耐圧を持たせるために、NchDMOSFETからなる逆流防止用トランジスタQ22をトランジスタQ21と出力端子2の間に挿入接続し、そのトランジスタQ22のON/OFFを制御するために、NchDMOSFETからなる制御用トランジスタQ23を接続したものである。D21、D22、D23はそれぞれトランジスタQ21、Q22、Q23のゲート保護用ダイオード、BD21、BD22、BD23はそれぞれトランジスタQ21、Q22、Q23のボディダイオード、D24はダイオード列、R21、R22、R23は抵抗である。
FIG. 7 shows the circuit. In FIG. 7, 2 is an output terminal (drain terminal in Patent Document 1), 3 is a control terminal (gate terminal in Patent Document 1), and 4 is a ground terminal (source terminal in Patent Document 1). In order to give the transistor Q21 a drain withstand voltage, a backflow prevention transistor Q22 made of an NchDMOSFET is inserted and connected between the transistor Q21 and the
この回路では、制御端子3に接地端子4の電位よりも高い正の電圧が印加されたときは、トランジスタQ21、Q22がONして、出力端子2と接地端子4の間が導通する。また、制御端子3の電圧が接地端子4の電位と同じときは、トランジスタQ21がOFFし、出力端子2と接地端子4の間が遮断される。
In this circuit, when a positive voltage higher than the potential of the
出力端子2に接地端子4の電位に対して負の電圧が印加されたときは、接地端子4からトランジスタQ21のボディダイオードBD21、抵抗R21、R22を経由して出力端子2に電流が流れる。そして、この電流により抵抗R21に発生する電圧によってトランジスタQ23がONする。このため、トランジスタQ22のゲート・ソース間が短絡して、そのトランジスタQ22がOFFして逆流を阻止する。
When a negative voltage with respect to the potential of
ところが、図7の回路では、トランジスタQ21のOFF時にその制御端子3は接地端子4と同じ電位であり、一方、出力端子2は電源電圧とほぼ等しい電位となっているため、出力端子2と制御端子3の間の耐圧を確保するため、特別にダイオードD24と抵抗R23を挿入する必要がある。
However, in the circuit of FIG. 7, when the transistor Q21 is turned off, the
しかし、ダイオードD24と抵抗R23を挿入すると、トランジスタQ21をONするために制御端子3の電圧を高くしても、ダイオードD24、抵抗R23による電圧降下によって、トランジスタQ22のゲートにはトランジスタQ21のゲートより低い電圧しか印加できず、トランジスタQ22のON抵抗が十分に下がらない問題がある。
However, if the diode D24 and the resistor R23 are inserted, even if the voltage of the
そこで、図8(特許文献1の図4)に示すように、トランジスタQ22のゲート電圧を高めるために、ダイオードD24をトランジスタQ23のドレインとトランジスタQ22のゲートの間に挿入する場合は、負電圧印加時にトランジスタQ22がOFFする負電圧値がダイオードD24に印加する電圧だけ大きくなり、負電圧印加時に図7で示した回路に比較して大きな逆流電流が流れてしまう。 Therefore, as shown in FIG. 8 (FIG. 4 of Patent Document 1), when a diode D24 is inserted between the drain of the transistor Q23 and the gate of the transistor Q22 in order to increase the gate voltage of the transistor Q22, a negative voltage is applied. Sometimes, the negative voltage value at which the transistor Q22 is turned off increases by the voltage applied to the diode D24, and a large reverse current flows when the negative voltage is applied compared to the circuit shown in FIG.
さらに、図8では半導体基板との間に形成される寄生ダイオードによりクランプされないよう、ダイオードD24には半導体基板と絶縁された多結晶シリコンダイオードを使用しているが、一般的に多結晶シリコンダイオードはシリコン結晶中に形成したダイオードと比較してリーク電流が大きくかつ耐圧が低いので、DMOSFETと同等の耐圧を得るためには多数のダイオードを直列に接続することが必要となる問題がある。 Furthermore, in FIG. 8, a polycrystalline silicon diode insulated from the semiconductor substrate is used as the diode D24 so as not to be clamped by a parasitic diode formed between the semiconductor substrate. Since the leakage current is large and the withstand voltage is low compared to the diode formed in the silicon crystal, there is a problem that it is necessary to connect many diodes in series in order to obtain a withstand voltage equivalent to that of the DMOSFET.
本発明の目的は、通常動作時の電力損失を小さくし、出力端子の電圧が負電圧になった際に十分な耐圧を発揮できるようにした負荷駆動回路を提供することである。 SUMMARY OF THE INVENTION It is an object of the present invention to provide a load drive circuit that reduces power loss during normal operation and exhibits sufficient withstand voltage when the voltage at the output terminal becomes negative.
上記目的を達成するために、請求項1にかかる発明は、ソースが接地端子に接続されゲートが制御端子に接続されたNchDMOSFETからなる第1トランジスタと、ソースが出力端子に接続されドレインが前記第1トランジスタのドレインに接続されたNchDMOSFETからなる第2トランジスタとを備えた負荷駆動回路において、ドレインが前記第2トランジスタのゲートに接続されソースが前記第2トランジスタのソースに接続されたNchMOSFETからなる第3トランジスタと、ゲートとソースが前記第2トランジスタのゲートに接続されたNchデプレッション型DMOSFETからなる第4トランジスタと、ゲートとソースが前記第3トランジスタのゲートに接続されたNchデプレッション型DMOSFETからなる第5トランジスタと、電源端子と前記第4トランジスタのドレインの間に、前記電源端子がアノードとなり前記第4トランジスタのドレインがカソードとなるように接続された第3ダイオードと、前記接地端子と前記第5トランジスタのドレインの間に、前記接地端子がアノードとなり前記第5トランジスタのドレインがカソードとなるように接続された第4ダイオードと、前記第1トランジスタのゲートとソース間に接続された第1抵抗と、前記第2トランジスタのゲートとソース間に接続された第2抵抗と、前記第3トランジスタのゲートとソース間に接続された第3抵抗と、をさらに備え、前記第1乃至第5トランジスタのすべてが共通のP型半導体基板上に形成されていることを特徴とする。
請求項2にかかる発明は、ドレインが出力端子に接続されゲートが制御端子に接続されソースがP型半導体基板に接続されたNchDMOSFETからなる第1トランジスタと、ドレインが接地端子に接続されソースが前記第1トランジスタのソースに接続されたNchDMOSFETからなる第2トランジスタとを備えた負荷駆動回路において、ドレインが前記第2トランジスタのゲートに接続されソースが前記第2トランジスタのソースに接続されたNchMOSFETからなる第3トランジスタと、ゲートとソースが前記第2トランジスタのゲートに接続されドレインが電源端子に接続 されたNchデプレッション型DMOSFETからなる第4トランジスタと、ドレインが前記接地端子に接続されゲートとソースが前記第3トランジスタのゲートに接続されたNchデプレッション型DMOSFETからなる第5トランジスタと、前記第1トランジスタのゲートとソース間に接続された第1抵抗と、前記第2トランジスタのゲートとソース間に接続された第2抵抗と、前記第3トランジスタのゲートとソース間に接続された第3抵抗と、をさらに備え、前記第1乃至第5トランジスタのすべてが共通の前記P型半導体基板上に形成されていることを特徴とする。
請求項3にかかる発明は、請求項1又は2に記載の負荷駆動回路において、アノードが前記第2トランジスタのソースに接続されカソードが前記第2トランジスタのゲートに接続された第1ダイオードと、アノードが前記第3トランジスタのソースに接続されカソードが前記第3トランジスタのゲートに接続された第2ダイオードと、をさらに備えることを特徴とする。
請求項4にかかる発明は、請求項2に記載の負荷駆動回路において、前記電源端子と前記第4トランジスタのドレインの間に、前記電源端子がアノードとなり前記第4トランジスタのドレインがカソードとなるように挿入接続された第3ダイオードとをさらに備えることを特徴とする。
請求項5にかかる発明は、請求項1乃至4のいずれか1つに記載の負荷駆動回路において、ゲートとソースが共通接続され前記第4トランジスタに直列接続されるNchデプレッション型DMOSFETからなる第6トランジスタをさらに備えることを特徴とする。
請求項6にかかる発明は、請求項1乃至5のいずれか1つに記載の負荷駆動回路において、前記第1及び第2トランジスタをディスクリートトランジスタに置き換えたことを特徴とする。
請求項7にかかる発明は、請求項1乃至6のいずれか1つに記載の負荷駆動回路において、前記第3トランジスタを前記P型半導体基板と絶縁されたP型ウエル内に形成したことを特徴とする。
請求項8にかかる発明は、請求項3に記載の負荷駆動回路において、前記第1ダイオード及び前記第2ダイオードを前記P型半導体基板と絶縁された共通のP型ウエル内に形成し、又は異なるP型ウエル内に形成したことを特徴とする。
In order to achieve the above object, the invention according to
The invention according to
The invention according to
The invention according to
The invention according to claim 5 is the load drive circuit according to any one of
The invention according to claim 6 is characterized in that, in the load drive circuit according to any one of
The invention according to claim 7 is the load drive circuit according to any one of
The invention according to claim 8 is the load drive circuit according to
本発明によれば、制御端子の電圧で第1トランジスタがON/OFF制御される通常動作では、第2トランジスタがONに制御されそのON抵抗が小さいので電力損失を小さくすることができる。また、出力端子に負電圧が印加した際は第3トランジスタがONすることで第2トランジスタがOFFに制御されるので大電流の逆流を阻止することができる。このときONする第3トランジスタはそのドレインが第2トランジスタのゲートに、ソースが第2トランジスタのソース接続されているので、負電圧印加時に第2トランジスタがOFFする負電圧値が大きくなることはない。また、第3トランジスタや第1及び第2ダイオードをP型半導体基板と絶縁された共通のP型ウエル内に形成することで、リーク電流を小さく且つ耐圧を高くすることができる。 According to the present invention, in the normal operation in which the first transistor is controlled to be ON/OFF by the voltage of the control terminal, the second transistor is controlled to be ON and its ON resistance is small, so power loss can be reduced. Further, when a negative voltage is applied to the output terminal, the third transistor is turned on, thereby controlling the second transistor to be turned off, thereby preventing a large current from flowing backward. The drain of the third transistor that is turned on at this time is connected to the gate of the second transistor, and the source is connected to the source of the second transistor, so that the negative voltage value at which the second transistor is turned off when a negative voltage is applied does not increase. . Further, by forming the third transistor and the first and second diodes in a common P-type well insulated from the P-type semiconductor substrate, leakage current can be reduced and withstand voltage can be increased.
<第1実施例>
図1に第1実施例に係る負荷駆動回路を示す。1は電圧VINが入力する電源端子、2は電圧VOUTが出力する出力端子、3は図示しない制御回路が接続される制御端子、4は接地端子である。
<First embodiment>
FIG. 1 shows a load driving circuit according to the first embodiment. 1 is a power supply terminal to which voltage VIN is input, 2 is an output terminal to which voltage VOUT is output, 3 is a control terminal to which a control circuit (not shown) is connected, and 4 is a ground terminal.
Q1はソースが接地端子4に接続されゲートが制御端子3に接続されたNchDMOSFETからなるトランジスタである。このトランジスタQ1は例えばプッシュプル出力回路のロウサイドの負荷駆動用素子等として働く。
Q1 is a transistor composed of an Nch DMOSFET whose source is connected to the
Q2はソースが出力端子2に接続されドレインがトランジスタQ1のドレインに接続されたNchDMOSFETからなるトランジスタである。このトランジスタQ2は負電圧印加時の逆流防止用として働く。
Q2 is a transistor composed of an Nch DMOSFET whose source is connected to the
Q3はドレインがトランジスQ2のゲートに接続されソースがトランジスタQ2のソースに接続されたNchMOSFETからなるトランジスタである。このトランジスタQ3はトランジスタQ2のON/OFF用として働く。 Q3 is a transistor composed of an NchMOSFET whose drain is connected to the gate of transistor Q2 and whose source is connected to the source of transistor Q2. The transistor Q3 functions as an ON/OFF switch for the transistor Q2.
Q4はゲートとソースがトランジスタQ2のゲートに接続されたNchデプレッション型MOSFETからなるトランジスタである。このトランジスタQ4は10μA程度の定電流供給用として働く。 Q4 is a transistor composed of an Nch depletion type MOSFET whose gate and source are connected to the gate of transistor Q2. This transistor Q4 works for supplying a constant current of about 10 μA.
Q5はゲートとソースがトランジスタQ3のゲートに接続されたNchデプレッション型DMOSFETからなるトランジスタである。このトランジスタQ5も10μA程度の定電流供給用として働く。 Q5 is a transistor composed of an Nch depletion type DMOSFET whose gate and source are connected to the gate of transistor Q3. This transistor Q5 also works for supplying a constant current of about 10 μA.
R1はトランジスタQ1のゲートとソース間に接続されたバイアス用抵抗、R2はトランジスタQ2のゲートとソース間に接続されたバイアス用抵抗、R3はトランジスタQ3のゲートとソース間に接続されたバイアス用抵抗である。 R1 is a bias resistor connected between the gate and source of the transistor Q1, R2 is a bias resistor connected between the gate and source of the transistor Q2, and R3 is a bias resistor connected between the gate and source of the transistor Q3. is.
D1はアノードがトランジスタQ2のソースに接続されカソードがトランジスタQ2のゲートに接続されたダイオードである。このダイオードD1はトランジスタQ2のゲート保護クランプ用として働く。 D1 is a diode whose anode is connected to the source of transistor Q2 and whose cathode is connected to the gate of transistor Q2. This diode D1 serves as a gate protection clamp for transistor Q2.
D2はアノードがトランジスタQ3のソースに接続されカソードがトランジスタQ3のゲートに接続されたダイオードである。このダイオードD2はトランジスタQ3のゲート保護クランプ用として働く。 D2 is a diode whose anode is connected to the source of transistor Q3 and whose cathode is connected to the gate of transistor Q3. This diode D2 serves as a gate protection clamp for transistor Q3.
D3はアノードが電源端子1に接続されカソードがトランジスタQ4のドレインに接続されたダイオード、D4はアノードが接地端子4に接続されカソードがトランジスタQ5のドレインに接続されたダイオードである。これらのダイオードD3、D4は逆流防止用として働く。
D3 is a diode whose anode is connected to the
以上のトランジスタQ1~Q5は、接地端子4と同電位である共通のP型半導体基板上に形成されている。抵抗R2とR3はそのP型半導体基板とは誘電体層により絶縁された多結晶シリコン抵抗、または金属薄膜抵抗で形成されている。
The transistors Q1 to Q5 described above are formed on a common P-type semiconductor substrate having the same potential as the
図5にトランジスタQ3の半導体構造の断面を示す。21はP型半導体基板、22はN型埋込層、23はN型エピタキシャル層、24はP型ウエル、25はN型高濃度領域、26はゲート電極、27はN型高濃度領域、28はP型高濃度領域、29はドレイン電極、30はゲート電極、31はソース電極、32はバックゲート電極、33はP型分離拡散層である。 FIG. 5 shows a cross section of the semiconductor structure of transistor Q3. 21 is a P type semiconductor substrate, 22 is an N type buried layer, 23 is an N type epitaxial layer, 24 is a P type well, 25 is an N type high concentration region, 26 is a gate electrode, 27 is an N type high concentration region, and 28. 29 is a drain electrode; 30 is a gate electrode; 31 is a source electrode; 32 is a back gate electrode;
このように、トランジスタQ3をP型半導体基板21とはN型半導体層(N型埋込層22とN型エピタキシャル層23)を介して絶縁されたP型ウェル24内に形成することで、リーク電流を小さく且つ耐圧をDMOSFETと同等に高くすることができる。
Thus, by forming the transistor Q3 in the P-type well 24 insulated from the P-
図6にダイオードD1の半導体構造を示す。41はN型埋込層、42はN型エピタキシャル層、43はP型ウエル、44はN型高濃度領域、45はP型高濃度領域、46はカソード電極、47はアノード電極である。このダイオードD1はP型ウェル43をアノードとし、N型高濃度領域44をカソードとして形成されている。このように、ダイオードD1はP型半導体基板21とはN型半導体層(N型埋込層41とN型エピタキシャル層42)を介して絶縁されたP型ウェル43に形成されている。図示しないがダイオードD2も同様な構造で形成されている。なお、これらダイオードD1、D2は、トランジスタQ3と同じ構造の素子を利用してソースをカソードとし、ゲートとドレインをP型ウェルと短絡してアノードとする構造で形成してもよい。さらに、ダイオードD1、D2は共通のN型ウエルに形成してもよい。
FIG. 6 shows the semiconductor structure of the diode D1. 41 is an N-type buried layer, 42 is an N-type epitaxial layer, 43 is a P-type well, 44 is an N-type high concentration region, 45 is a P-type high concentration region, 46 is a cathode electrode, and 47 is an anode electrode. The diode D1 has a P-type well 43 as an anode and an N-type
このように、ダイオードD1をP型半導体基板21とはN型半導体層(N型埋込層41とN型エピタキシャル層42)を介して絶縁されたP型ウェル43に形成し、ダイオードD2も同様に形成することで、多結晶シリコンでそのダイオードD1、D2を形成する場合と比較し、リーク電流を小さく且つ耐圧をDMOSFETと同等に高くすることができるので、多数のダイオードを直列接続する必要がない。
Thus, the diode D1 is formed in the P-type well 43 insulated from the P-
BD1、BD2、BD4、BD5はそれぞれトランジスタQ1、Q2、Q4、Q5のボディダイオードであり、アノードがソース側、カソードがドレイン側となっている。 BD1, BD2, BD4, and BD5 are body diodes of the transistors Q1, Q2, Q4, and Q5, respectively, with anodes on the source side and cathodes on the drain side.
また、トランジスタQ1~Q5とP型半導体基板21の間や、P型半導体基板21と接地端子4との間に寄生ダイオードPD1~PD5、PDxが形成されている。寄生ダイオードPD1はカソードがトランジスタQ1のドレインに接続されている。寄生ダイオードPD2はカソードがトランジスタQ2のドレインに接続されている。寄生ダイオードPD4はカソードがトランジスタQ4のドレインに接続され、寄生ダイオードPD5はカソードがトランジスタQ5のドレインに接続されている。そして、それら寄生ダイオードPD1、PD2、PD4、PD5のアノードはP型半導体基板と同電位である接地端子4に接続されている。また、トランジスタQ3の寄生ダイオードPD3、P型半導体基板21と接地端子4間の寄生ダイオードPDxは、図1、図5に示したように、カソードが共通接続の反直列に接続されている。
Parasitic diodes PD1 to PD5 and PDx are formed between the transistors Q1 to Q5 and the P-
次に、第1実施例に係る負荷駆動回路の各状態における動作について説明する。まず、負荷駆動回路がOFF状態においては、制御端子3の電位はロウレベルであり、トランジスタQ1はそのゲートが抵抗R1を介して接地端子4に接続されていることから、OFF状態となり、ドレイン・ソース間は導通していない。また出力端子2からダイオードD2または抵抗R3を経由してトランジスタQ5とダイオードD4を介して接地端子4に至る経路では、ダイオードD4が逆バイアスされることから導通せず、この経路でも電流は流れない。
Next, operation in each state of the load drive circuit according to the first embodiment will be described. First, when the load drive circuit is in the OFF state, the potential of the
したがって、出力端子2から接地端子4に電流は流れず、出力端子2の先に負荷が接続され、負荷の先に電源が接続されていれば、出力端子2の電位は負荷が接続された電源電圧とほぼ等しい電圧となる。
Therefore, no current flows from the
次に、負荷駆動回路がON状態においては、制御端子3の電位がハイレベルであり、トランジスタQ1はONとなり、ドレイン・ソース間が導通する。これによりトランジスタQ4による定電流I4が抵抗R2とトランジスタQ2のボディダイオードBD2を経由してトランジスタQ1に流れ、トランジスタQ2のゲート電位はトランジスタQ2のソース電位より「R2×I4」だけ高い電位となる。
Next, when the load drive circuit is in the ON state, the potential of the
例えば、I4=10μA、R2=500kΩとすると、トランジスタQ2のゲート・ソース間電圧は5Vとなり、トランジスタQ2の閾値電圧が1Vであるとすれば、トランジスタQ2は十分に低いON抵抗で導通した状態となり、負荷駆動回路は出力端子2からトランジスタQ2、Q1を経由して接地端子4に電流を吸い込む。
For example, if I4=10 μA and R2=500 kΩ, the voltage between the gate and source of the transistor Q2 is 5 V, and if the threshold voltage of the transistor Q2 is 1 V, the transistor Q2 becomes conductive with a sufficiently low ON resistance. , the load drive circuit sinks current from the
この際の出力端子2に流れる負荷電流をIL、トランジスタQ1のON抵抗をRon1、トランジスタQ2のON抵抗をRon2とすると、出力端子2の電圧は「(Ron1+Ron2)×(IL+I4)」となるが、通常「IL>>I4」であることから、その電圧は「(Ron1+Ron2)×IL」と近似できる。例としてRon1=Ron2=0.5Ω、IL=0.1Aとすると、出力端子2の電圧は0.1Vとなる。
Assuming that the load current flowing through the
この電圧値は、トランジスタQ2の代わりにダイオードを使う従来の回路(非特許文献1)ではトランジスタQ1での電圧降下とそのダイオードの順方向電圧約0.7Vの和となるので、ほぼ0.75Vとなることと比較して、十分に低い値となっている。 This voltage value is approximately 0.75 V because in a conventional circuit (Non-Patent Document 1) that uses a diode instead of transistor Q2, it is the sum of the voltage drop across transistor Q1 and the forward voltage of that diode, about 0.7 V. This is a sufficiently low value compared to
次に、出力端子2が負電圧となった場合においては、前記したように寄生ダイオードPD1~PD5が接続されているので、出力端子2の負電圧値が小さいうちは、トランジスタQ5による定電流で抵抗R3に生じる電圧降下は小さく、トランジスタQ3はOFFのままである。
Next, when the
また、トランジスタQ4による定電流は抵抗R2を経由して出力端子2に流れ、抵抗R2にはトランジスタQ2をONさせるのに十分な電圧降下が生じて、トランジスタQ2はONしており、接地端子4からトランジスタQ1のボディダイオードBD1または寄生ダイオードPD1を経由した電流が出力端子2に流れる。しかし、接地端子4と出力端子2間の電位差は小さいので負荷駆動回路や負荷が故障する程の大電流は流れない。
Also, the constant current from the transistor Q4 flows to the
出力端子2の電位が負方向にさらに大きくなると、トランジスタQ5の定電流により生じた抵抗R3での電圧降下によりトランジスタQ3がONして、トランジスタQ4の定電流がそのトランジスタQ3を流れる。このため、トランジスタQ2はOFFし、接地端子4からトランジスタQ1のボディダイオードBD1または寄生ダイオードPD1を経由して出力端子2に流れていた電流は遮断される。
When the potential of the
出力端子2にはトランジスタQ4の定電流とトランジスタQ5の定電流のみが流れ、トランジスタQ5の定電流をトランジスタQ4と同様10μAとすると、出力端子2から流入する電流ILは20μAとなり、この電流値は負荷駆動回路や出力端子2に接続された負荷を故障に至らせるような電流ではない。
Only the constant current of the transistor Q4 and the constant current of the transistor Q5 flow through the
なお、本実施例において、トランジスタQ1とQ2を、他のトランジスタQ3~Q5と共通のP型半導体基板21の上に形成せず、ディスクリートのDMOSFETを用いてもよい。この場合、P型半導体基板21との寄生ダイオードを含めた構成は、寄生ダイオードPD1とPD2を削除した構成となるが、この寄ダイオードPD1、PD2と同極性で並列接続のトランジスタQ1のボディダイオードBD1が存在しているため、回路としての動作は本実施例と同様となる。
In this embodiment, discrete DMOSFETs may be used instead of forming the transistors Q1 and Q2 on the common P-
<第2実施例>
図2に第2実施例に係る負荷駆動回路を示す。第1実施例とは、トランジスタQ4のソースとトランジスタQ3のドレイン間に、トランジスタQ4と同一構造で同一サイズのNchデプレション型DMOSFETからなるトランジスタQ6が挿入されている点が異なる。トランジスタQ6のドレインはトランジスタQ4のゲートとソースに接続され、トランジスタQ6のゲートとソースは、トランジスタQ3のドレインに接続されている。トランジスタQ6はトランジスタQ4と同様に定電流素子として機能する。
<Second embodiment>
FIG. 2 shows a load driving circuit according to a second embodiment. This embodiment differs from the first embodiment in that a transistor Q6 composed of an Nch depletion type DMOSFET having the same structure and size as the transistor Q4 is inserted between the source of the transistor Q4 and the drain of the transistor Q3. The drain of transistor Q6 is connected to the gate and source of transistor Q4, and the gate and source of transistor Q6 are connected to the drain of transistor Q3. Transistor Q6 functions as a constant current element like transistor Q4.
第2実施例の負荷駆動回路は第1実施例の負荷駆動回路と同様に動作するが、出力端子2の電圧が負電圧になった際の耐圧は、接地端子4と出力端子2間はトランジスタQ2、Q5によって確保される。また、電源端子1と出力端子2間の耐圧は、トランジスタQ4、Q6によって確保されている。トランジスタQ2、Q5、Q4、Q6は共通のP型半導体基板21の上に形成した素子であるため、構造的に得られる最大の耐圧も同等である。
The load drive circuit of the second embodiment operates in the same manner as the load drive circuit of the first embodiment. Reserved by Q2 and Q5. A breakdown voltage between the
ところで、電源端子1の電圧VINは接地端子1の電位よりも高いので、第1実施例のようにトランジスタQ6が無いと、負荷駆動回路の負電圧耐圧は電圧VINとトランジスタQ4の耐圧によって制限される。仮にVIN=20VでトランジスタQ4の耐圧が50Vとすると、負電圧耐圧は-30Vとなってしまう。
By the way, since the voltage VIN of the
しかし、トランジスタQ6を挿入することで、大きな負電圧時には、図2のようにトランジスタQ6のドレインが寄生ダイオードPD6により接地端子4にクランプされるため、電源端子1と接地端子4間の電圧をトランジスタQ4が受け持ち、接地端子4と出力端子2間の負電圧をトランジスタQ6が受け持つことになり、負電圧耐圧を素子耐圧と同等の-50Vに拡大できる。
However, by inserting the transistor Q6, when a large negative voltage is applied, the drain of the transistor Q6 is clamped to the
一方で、電源端子1の電圧VINが低い場合は、負電圧耐圧を拡大できる利点が減り、逆に負荷駆動回路のON時にトランジスタQ6の動作電圧分だけ、トランジスタQ2のゲート・ソース間電圧が低下し、トランジスタQ2のON抵抗が上昇することにはなる。
On the other hand, when the voltage VIN of the
なお、本実施例において、トランジスタQ1とQ2を、他のトランジスタQ3~Q6と共通のP型半導体基板21の上に形成せず、ディスクリートのDMOSFETを用いてもよい。この場合、P型半導体基板21との寄生ダイオードを含めた構成は、寄生ダイオードPD1とPD2を削除した構成となるが、この寄ダイオードPD1、PD2と同極性で並列接続のトランジスタQ1のボディダイオードBD1が存在しているため、回路としての動作は本実施例と同様となる。
In this embodiment, discrete DMOSFETs may be used instead of forming the transistors Q1 and Q2 on the common P-
<第3実施例>
図3に第3実施例に係る負荷駆動回路を示す。本実施例が第1の実施形態と大きく異なる点は、負荷駆動用トランジスタを出力端子2側に接続し、逆流防止用トランジスタを接地端子側に接続した点と、P型半導体基板21が接地端子4と異なる電位となっている点である。
<Third embodiment>
FIG. 3 shows a load driving circuit according to a third embodiment. This embodiment differs greatly from the first embodiment in that the load driving transistor is connected to the
Q11はドレインが出力端子2に接続されソースがP型半導体基板21に接続されゲートが制御端子3に接続されたNchDMOSFETからなるトランジスタである。このトランジスタQ11は例えばプッシュプル出力回路のロウサイドの負荷駆動用素子等として働く。
Q11 is a transistor composed of an NchDMOSFET whose drain is connected to the
Q12はドレインが接地端子2に接続されソースがP型半導体基板21に接続されたNchDMOSFETからなるトランジスタである。このトランジスタQ12は逆流防止用として働く。
Q12 is a transistor composed of an Nch DMOSFET whose drain is connected to the
Q13はドレインがトランジスタQ12のゲートに接続されソースがトランジスタQ12のソースに接続されたNchMOSFETからなるトランジスタである。このトランジスタQ13はトランジスタQ12のON/OFF用として働く。 Q13 is a transistor composed of an NchMOSFET whose drain is connected to the gate of transistor Q12 and whose source is connected to the source of transistor Q12. This transistor Q13 works for ON/OFF of the transistor Q12.
Q14はゲートとソースがトランジスタQ12のゲートに接続されたNchデプレッション型MOSFETからなるトランジスタである。このトランジスタQ14は10μA程度の定電流供給用として働く。 Q14 is a transistor composed of an Nch depletion type MOSFET whose gate and source are connected to the gate of transistor Q12. This transistor Q14 works to supply a constant current of about 10 .mu.A.
Q15はゲートとソースがトランジスタQ13のゲートに接続されたNchデプレッション型DMOSFETからなるトランジスタである。このトランジスタQ15は10μA程度の定電流供給用として働く。 Q15 is a transistor composed of an Nch depletion type DMOSFET whose gate and source are connected to the gate of transistor Q13. This transistor Q15 works to supply a constant current of about 10 .mu.A.
R11はトランジスタQ11のゲートとソース間に接続されたバイアス用抵抗、R12はトランジスタQ12のゲートとソース間に接続されたバイアス用抵抗、R13はトランジスタQ13のゲートとソース間に接続されたバイアス用抵抗である。 R11 is a bias resistor connected between the gate and source of the transistor Q11, R12 is a bias resistor connected between the gate and source of the transistor Q12, and R13 is a bias resistor connected between the gate and source of the transistor Q13. is.
D11はアノードがトランジスタQ12のソースに接続されカソードがトランジスタQ12のゲートに接続されたダイオードである。このダイオードD11はトランジスタQ12のゲート保護クランプ用として働く。 D11 is a diode whose anode is connected to the source of transistor Q12 and whose cathode is connected to the gate of transistor Q12. This diode D11 serves as a gate protection clamp for transistor Q12.
D12はアノードがトランジスタQ13のソースに接続されカソードがトランジスタQ13のゲートに接続されたダイオードである。このダイオードD12はトランジスタQ13のゲート保護クランプ用として働く。 D12 is a diode whose anode is connected to the source of transistor Q13 and whose cathode is connected to the gate of transistor Q13. This diode D12 serves as a gate protection clamp for transistor Q13.
D13はアノードが電源端子1に接続されカソードがトランジスタQ14のドレインに接続されたダイオードである。このダイオードD13は逆流防止用として働く。
D13 is a diode whose anode is connected to
以上のトランジスタQ11~Q15、ダイオードD11~D13、抵抗R11~R13は、接地端子4と異なった電位である共通のP型半導体基板21上に形成されている。なお、この実施例では、抵抗R12、R13の構造に関する制限はなく、トランジスタQ13、ダイオードD12、D13を形成するP型半導体層も、P型半導体基板21に対して絶縁されていなくてもよい。
The transistors Q11 to Q15, the diodes D11 to D13, and the resistors R11 to R13 are formed on a common P-
BD11、BD12、BD14、BD15はそれぞれトランジスタQ11、Q12、Q14、Q15のボディダイオードであり、アノードがソース側、カソードがドレイン側となっている。 BD11, BD12, BD14, and BD15 are body diodes of the transistors Q11, Q12, Q14, and Q15, respectively, with anodes on the source side and cathodes on the drain side.
また、トランジスタQ11~Q14とP型半導体基板21との間に寄生ダイオードPD11~PD14が形成されている。寄生ダイオードPD11はカソードがトランジスタQ11のドレインに接続されている。寄生ダイオードPD12はカソードが接地端子4に接続され、寄生ダイオードPD13はカソードがトランジスタQ13のドレインに接続され、寄生ダイオードPD14はカソードがトランジスタQ14のドレインに接続されている。そして、それら寄生ダイオードPD11、PD12、PD13、PD14のアノードはP型半導体基板21に接続されている。
Parasitic diodes PD11-PD14 are formed between the transistors Q11-Q14 and the P-
次に、第3実施例に係る負荷駆動回路の各状態における動作について説明する。まず、負荷駆動回路がOFF状態において、制御端子3の電位はロウレベルであり、トランジスタQ11はそのゲートが抵抗R11を介してソースに接続されていることからOFFとなり、ドレイン・ソース間は導通せず出力端子2を介して負荷から電流を吸い込まない。したがって、ダイオードD12と抵抗R13に電流は流れず、トランジスタQ13はOFFしている。
Next, operation in each state of the load drive circuit according to the third embodiment will be described. First, when the load drive circuit is in the OFF state, the potential of the
一方、電源端子1からはトランジスタQ14により定電流が供給され、この電流は抵抗R12を流れることでトランジスタQ12のゲート・ソース間に電圧を発生させる。仮にトランジスタQ14による定電流I4を10μA、抵抗R12の抵抗値を500kΩ、トランジスタQ12の閾値電圧を1Vとすると、トランジスタQ12はONしてドレイン・ソース間は導通状態となっている。トランジスタQ11はOFFしているので、トランジスタQ12のソース・ドレイン間に流れる電流は、トランジスタQ14による10μA程度の電流のみであるから、P型半導体基板21の電位は接地端子4とほぼ等しい電圧になる。
On the other hand, a constant current is supplied from the
次に、負荷駆動回路がON状態においては、制御端子3はハイレベルであり、トランジスタQ11はONとなり、ドレイン・ソース間が導通する。このときトランジスタQ12も前記の負荷駆動回路OFF時と同様にONしており、トランジスタQ11が出力端子2を介して負荷から吸い込んだ電流はトランジスタQ12を経由して接地端子4に流れる。
Next, when the load drive circuit is in the ON state, the
なお、トランジスタQ12と並列してダイオードD12または抵抗R13を経由してトランジスタQ15のボディダイオードBD15から接地端子4に至る経路があるが、仮に、トランジスタQ12のON抵抗Ron2を0.5Ω、負荷電流ILを0.1Aとすると、P型半導体基板21と接地端子4間の電位差は0.05Vであり、負荷電流ILのほとんどはトランジスタQ15ではなくトランジスタQ12を経由して流れ、トランジスタQ13はOFF状態に保たれる。
In parallel with the transistor Q12, there is a path from the body diode BD15 of the transistor Q15 to the
次に、出力端子2が負電圧となった場合であるが、出力端子2の負電圧値が小さいうちは、トランジスタQ15による定電流で抵抗R13に生じる電圧も小さく、トランジスタQ13はOFFのままとなる。よって、トランジスタQ14による定電流は抵抗R12を経由し、さらにトランジスタQ11または寄生ダイオードPD11を経由して出力端子2に流れる。このため、抵抗R12にはトランジスタQ12をONさせるのに十分な電圧降下が生じてそのトランジスタQ12はONしており、接地端子4からトランジスタQ12を経由してトランジスタQ11または寄生ダイオードPD11を経由した電流が出力端子2に流れる。しかし、接地端子4と出力端子2間の電位差は小さいので、負荷駆動回路や負荷が故障する程の大電流は流れない。
Next, regarding the case where the
出力端子2の電位が、さらに負方向に大きくなると、トランジスタQ15の定電流により生じた抵抗R13での電圧降下によりトランジスタQ13がONして、トランジスタQ14の定電流が流れるため、トランジスタQ12はOFFし、接地端子4から出力端子2に流れていた電流は遮断される。
When the potential of the
出力端子2にはトランジスタQ14とQ15の定電流のみが流れ、トランジスタQ14とQ15の定電流をそれぞれ10μAとすると、出力端子2に流入する電流は20μAとなり、この電流値は負荷駆動回路や負荷を故障に至らせるような電流ではない。
Only the constant currents of the transistors Q14 and Q15 flow through the
なお、本実施例において、トランジスタQ11とQ12を、他のトランジスタQ13~Q15と共通のP型半導体基板21上に形成せず、ディスクリートのDMOSFETを用いてもよい。この場合、P型半導体基板21との寄生ダイオードを含めた構成は、寄生ダイオードPD11とPD12を削除した構成となるが、この寄ダイオードPD11、PD12と同極性で並列接続のトランジスタQ11のボディダイオードBD11が存在しているため、回路としての動作は本実施例と同様となる。
In this embodiment, the transistors Q11 and Q12 may not be formed on the common P-
<第4実施例>
図4に第4実施例に係る負荷駆動回路を示す。第3実施例とは、トランジスタQ14のソースとトランジスタQ13のドレイン間に、トランジスタQ14と同一構造で同一サイズのNchデプレション型DMOSFETからなるトランジスタQ16が挿入されている点が異なる。トランジスタQ16のドレインはトランジスタQ14のゲートとソースに接続され、トランジスタQ16のゲートとソースは、トランジスタQ13のドレインに接続されている。トランジスタQ16はトランジスタQ14と同様に定電流素子として機能する。
<Fourth embodiment>
FIG. 4 shows a load driving circuit according to a fourth embodiment. This embodiment differs from the third embodiment in that a transistor Q16 consisting of an Nch depletion type DMOSFET having the same structure and size as the transistor Q14 is inserted between the source of the transistor Q14 and the drain of the transistor Q13. The drain of transistor Q16 is connected to the gate and source of transistor Q14, and the gate and source of transistor Q16 are connected to the drain of transistor Q13. Transistor Q16 functions as a constant current element like transistor Q14.
第4実施例の負荷駆動回路は第3実施例の負荷駆動回路と同様に動作するが、出力端子2の電圧が負電圧になった際の耐圧は、接地端子4と出力端子2間はトランジスタQ12、Q15により確保される。また、電源端子1と出力端子2間の耐圧は、トランジスタQ14、Q16によって確保されている。トランジスタQ12、Q15、Q14、Q16は共通のP型半導体基板21の上に形成した素子であるため、構造的に得られる最大の耐圧も同等である。
The load drive circuit of the fourth embodiment operates in the same manner as the load drive circuit of the third embodiment. Secured by Q12 and Q15. A breakdown voltage between the
ところで、電源端子1の電圧VINは接地端子4の電位よりも高いので、第3実施例のようにトランジスタQ16が無いと、負荷駆動回路の負電圧耐圧は電圧VINとトランジスタQ14又は寄生ダイオードPD14の耐圧によって制限されるが、一般的にはトランジスタQ14のようにDMOSFETの素子耐圧よりもP型半導体基板21との寄生ダイオードPD14の耐圧の方が高いので、トランジスタQ14の耐圧で制限されるとみなせる。仮にVIN=20VでトランジスタQ14の耐圧が50V、寄生ダイオードPD14の耐圧が80Vとすると、負電圧耐圧は-30Vとなってしまう。
By the way, since the voltage VIN of the
しかし、図4のようにトランジスタQ16を挿入することで、トランジスタQ14とQ16にそれぞれ等しい電圧が印加されることになり、負電圧耐圧を寄生ダイオードPD14で制限される-60Vまで拡大できる。 However, by inserting the transistor Q16 as shown in FIG. 4, equal voltages are applied to the transistors Q14 and Q16, respectively, and the negative voltage withstand voltage can be expanded to -60V limited by the parasitic diode PD14.
一方で、電源端子1の電圧VINが低い場合は、負電圧耐圧を拡大できる利点が減り、逆に負荷駆動回路のON時にトランジスタQ16の動作電圧分だけ、トランジスタQ12のゲート・ソース間電圧が低下し、トランジスタQ12のON抵抗が上昇することにはなる。
On the other hand, when the voltage VIN of the
なお、本実施例において、トランジスタQ11とQ12を、他のトランジスタQ13~Q16と共通のP型半導体基板21の上に形成せず、ディスクリートのDMOSFETを用いてもよい。この場合、P型半導体基板21との寄生ダイオードを含めた構成は、寄生ダイオードPD11とPD12を削除した構成となるが、この寄ダイオードPD11、PD12と同極性で並列接続のトランジスタQ11のボディダイオードBD11が存在しているため、回路としての動作は本実施例と同様となる。
In this embodiment, the transistors Q11 and Q12 may not be formed on the common P-
1:電源端子、2:出力端子、3:制御端子、4:接地端子
21:P型半導体基板、22:N型埋込層、23:N型エピタキシャル層、24:P型ウエル、25:N型高濃度領域、26:ゲート電極、27:N型高濃度領域、28:P型高濃度領域、29:ドレイン電極、30:ゲート電極、31:ソース電極、32:バックゲート電極、33:P型分離拡散層、41:N型埋込層、42:N型エピタキシャル層、43:P型ウエル、44:N型高濃度領域、45:P型高濃度領域、46:カソード電極、47:アノード電極
1: power supply terminal, 2: output terminal, 3: control terminal, 4: ground terminal 21: P-type semiconductor substrate, 22: N-type buried layer, 23: N-type epitaxial layer, 24: P-type well, 25: N type high concentration region 26: gate electrode 27: N type high concentration region 28: P type high concentration region 29: drain electrode 30: gate electrode 31: source electrode 32: back gate electrode 33: P 41: N-type buried layer 42: N-type epitaxial layer 43: P-type well 44: N-type high concentration region 45: P-type high concentration region 46: Cathode electrode 47: Anode electrode
Claims (8)
ドレインが前記第2トランジスタのゲートに接続されソースが前記第2トランジスタのソースに接続されたNchMOSFETからなる第3トランジスタと、
ゲートとソースが前記第2トランジスタのゲートに接続されたNchデプレッション型DMOSFETからなる第4トランジスタと、
ゲートとソースが前記第3トランジスタのゲートに接続されたNchデプレッション型DMOSFETからなる第5トランジスタと、
電源端子と前記第4トランジスタのドレインの間に、前記電源端子がアノードとなり前記第4トランジスタのドレインがカソードとなるように接続された第3ダイオードと、
前記接地端子と前記第5トランジスタのドレインの間に、前記接地端子がアノードとなり前記第5トランジスタのドレインがカソードとなるように接続された第4ダイオードと、
前記第1トランジスタのゲートとソース間に接続された第1抵抗と、
前記第2トランジスタのゲートとソース間に接続された第2抵抗と、
前記第3トランジスタのゲートとソース間に接続された第3抵抗と、
をさらに備え、前記第1乃至第5トランジスタのすべてが共通のP型半導体基板上に形成されていることを特徴とする負荷駆動回路。 A first transistor made of an NchDMOSFET whose source is connected to a ground terminal and whose gate is connected to a control terminal; and a second transistor made of an NchDMOSFET whose source is connected to an output terminal and whose drain is connected to the drain of the first transistor. In a load drive circuit comprising
a third transistor comprising an NchMOSFET having a drain connected to the gate of the second transistor and a source connected to the source of the second transistor;
a fourth transistor comprising an Nch depletion type DMOSFET whose gate and source are connected to the gate of said second transistor;
a fifth transistor composed of an Nch depletion type DMOSFET whose gate and source are connected to the gate of said third transistor;
a third diode connected between a power supply terminal and the drain of the fourth transistor such that the power supply terminal is an anode and the drain of the fourth transistor is a cathode;
a fourth diode connected between the ground terminal and the drain of the fifth transistor such that the ground terminal is an anode and the drain of the fifth transistor is a cathode;
a first resistor connected between the gate and source of the first transistor;
a second resistor connected between the gate and source of the second transistor;
a third resistor connected between the gate and source of the third transistor;
, wherein all of the first to fifth transistors are formed on a common P-type semiconductor substrate.
ドレインが前記第2トランジスタのゲートに接続されソースが前記第2トランジスタのソースに接続されたNchMOSFETからなる第3トランジスタと、
ゲートとソースが前記第2トランジスタのゲートに接続されドレインが電源端子に接続されたNchデプレッション型DMOSFETからなる第4トランジスタと、
ドレインが前記接地端子に接続されゲートとソースが前記第3トランジスタのゲートに接続されたNchデプレッション型DMOSFETからなる第5トランジスタと、
前記第1トランジスタのゲートとソース間に接続された第1抵抗と、
前記第2トランジスタのゲートとソース間に接続された第2抵抗と、
前記第3トランジスタのゲートとソース間に接続された第3抵抗と、
をさらに備え、前記第1乃至第5トランジスタのすべてが共通の前記P型半導体基板上に形成されていることを特徴とする負荷駆動回路。 A first transistor comprising an NchDMOSFET whose drain is connected to the output terminal, whose gate is connected to the control terminal, and whose source is connected to the P-type semiconductor substrate, and whose drain is connected to the ground terminal and whose source is connected to the source of the first transistor. In a load drive circuit comprising a second transistor consisting of an Nch DMOSFET,
a third transistor comprising an NchMOSFET having a drain connected to the gate of the second transistor and a source connected to the source of the second transistor;
a fourth transistor comprising an Nch depletion type DMOSFET having a gate and a source connected to the gate of the second transistor and a drain connected to a power supply terminal;
a fifth transistor comprising an Nch depletion type DMOSFET having a drain connected to the ground terminal and a gate and source connected to the gate of the third transistor;
a first resistor connected between the gate and source of the first transistor;
a second resistor connected between the gate and source of the second transistor;
a third resistor connected between the gate and source of the third transistor;
, wherein all of the first to fifth transistors are formed on the common P-type semiconductor substrate.
アノードが前記第2トランジスタのソースに接続されカソードが前記第2トランジスタのゲートに接続された第1ダイオードと、
アノードが前記第3トランジスタのソースに接続されカソードが前記第3トランジスタのゲートに接続された第2ダイオードと、
をさらに備えることを特徴とする負荷駆動回路。 3. The load drive circuit according to claim 1, wherein
a first diode having an anode connected to the source of the second transistor and a cathode connected to the gate of the second transistor;
a second diode having an anode connected to the source of the third transistor and a cathode connected to the gate of the third transistor;
A load driving circuit, further comprising:
前記電源端子と前記第4トランジスタのドレインの間に、前記電源端子がアノードとなり前記第4トランジスタのドレインがカソードとなるように挿入接続された第3ダイオードとをさらに備えることを特徴とする負荷駆動回路。 3. The load driving circuit according to claim 2 ,
The load driver further comprises a third diode inserted between the power supply terminal and the drain of the fourth transistor so that the power supply terminal becomes an anode and the drain of the fourth transistor becomes a cathode. circuit.
ゲートとソースが共通接続され前記第4トランジスタに直列接続されるNchデプレッション型DMOSFETからなる第6トランジスタをさらに備えることを特徴とする負荷駆動回路。 5. The load driving circuit according to any one of claims 1 to 4,
A load driving circuit, further comprising a sixth transistor comprising an Nch depletion type DMOSFET having a gate and a source connected in common and connected in series with the fourth transistor.
前記第1及び第2トランジスタをディスクリートトランジスタに置き換えたことを特徴とする負荷駆動回路。 6. The load driving circuit according to any one of claims 1 to 5,
A load driving circuit, wherein the first and second transistors are replaced with discrete transistors.
前記第3トランジスタを前記P型半導体基板と絶縁されたP型ウエル内に形成したことを特徴とする負荷駆動回路。 7. The load driving circuit according to any one of claims 1 to 6,
A load driving circuit, wherein the third transistor is formed in a P-type well insulated from the P-type semiconductor substrate.
前記第1ダイオード及び前記第2ダイオードを前記P型半導体基板と絶縁された共通のP型ウエル内に形成し、又は異なるP型ウエル内に形成したことを特徴とする負荷駆動回路。 4. The load driving circuit of claim 3, wherein
A load driving circuit, wherein said first diode and said second diode are formed in a common P-type well insulated from said P-type semiconductor substrate, or formed in different P-type wells.
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2018160138A JP7130495B2 (en) | 2018-08-29 | 2018-08-29 | load drive circuit |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2018160138A JP7130495B2 (en) | 2018-08-29 | 2018-08-29 | load drive circuit |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JP2020036147A JP2020036147A (en) | 2020-03-05 |
JP7130495B2 true JP7130495B2 (en) | 2022-09-05 |
Family
ID=69668778
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2018160138A Active JP7130495B2 (en) | 2018-08-29 | 2018-08-29 | load drive circuit |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP7130495B2 (en) |
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Publication number | Publication date |
---|---|
JP2020036147A (en) | 2020-03-05 |
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