JP7095331B2 - Power storage device and power storage system - Google Patents
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Description
本発明は、蓄電装置および蓄電システムに関する。 The present invention relates to a power storage device and a power storage system.
IoT技術の進展に伴い、エッジデバイスへの給電をエネルギーハーベスティング技術により電池レス化する取り組みが進んでいる。例えば圧電素子や、発電ゴムにおける剥離帯電および摩擦帯電、エレクトレットなどによる静電誘導により発生した電力でLEDを点灯させる応用が実現している。 With the progress of IoT technology, efforts are underway to make the power supply to edge devices battery-less by using energy harvesting technology. For example, an application has been realized in which an LED is turned on by electric power generated by electrostatic induction by a piezoelectric element, peel charge and triboelectric charge in a power generation rubber, an electret, or the like.
しかし、圧電素子や摩擦帯電、静電誘導による発電では発生電圧が高く、発生電流が小さいためLEDを直列接続して瞬間光らせるといった用途には向いているが、IoTのエッジデバイスに求められるCPU動作やセンサー駆動、無線伝送に必要な電圧、電流を満足することができない。そのため、発電電圧が高く電流が小さくても、効率よく発生した電力を活用する技術開発が求められている。 However, since the generated voltage is high and the generated current is small in piezoelectric elements, triboelectric charging, and power generation by electrostatic induction, it is suitable for applications such as connecting LEDs in series to make them illuminate instantaneously, but the CPU operation required for IoT edge devices The voltage and current required for sensor drive and wireless transmission cannot be satisfied. Therefore, even if the generated voltage is high and the current is small, there is a need for technological development that efficiently utilizes the generated power.
一般的には、微小な発電電力量の場合、発電電力をコンデンサに蓄電しDC/DCコンバータでエッジデバイスに必要な駆動電圧に変換している。しかし、圧電素子や静電誘導による発電デバイスは出力インピーダンスが高いため、インピーダンスの低いコンデンサに直接蓄電すると、蓄電時の低電圧状態で蓄電することになり、エネルギー蓄電効率が低いといった問題があった。 Generally, in the case of a minute amount of generated power, the generated power is stored in a capacitor and converted into a drive voltage required for an edge device by a DC / DC converter. However, since the output impedance of the piezoelectric element or the power generation device by electrostatic induction is high, if the capacitor is directly stored in a capacitor with low impedance, it will be stored in the low voltage state at the time of storage, and there is a problem that the energy storage efficiency is low. ..
そこで、特許文献1には、高出力インピーダンスを有し、低電流を出力する発電素子によって発電された微小電力を用いて、動作電力を生成する電源回路が提案されている。この電源回路では、微小電力を出力する発電素子としてエレクトレット素子であって、15MΩの高出力インピーダンスを有し、最大出力が92.5Vp-p、3.1μAの発電素子を想定している。
Therefore,
しかし、特許文献1の電源回路を、最大出力400V、1μAの発電ゴムに適用すると仮定すると、エレクトレット素子よりも発電ゴムの方が出力電圧が大きいことで、発電ゴムの内部抵抗で消費する電力が大きくなるため、効率が悪かった。
However, assuming that the power supply circuit of
そこで、本発明は上記事情に鑑み、高電圧・低電流を出力する発電素子によって出力された電力を用いて、エネルギー蓄電効率及び使用効率を向上させることができる、蓄電装置の提供を目的とする。 Therefore, in view of the above circumstances, an object of the present invention is to provide a power storage device capable of improving energy storage efficiency and usage efficiency by using the power output by a power generation element that outputs high voltage and low current. ..
上記課題を解決するため、本発明は以下のような手段を有する。
一態様によれば、
発電素子と負荷回路に接続される蓄電装置であって、
複数の蓄電デバイスを有する蓄電部と、
前記複数の蓄電デバイスの直並列を切り替えるよう制御するタイミング制御部と、
前記タイミング制御部によって制御され、前記複数の蓄電デバイスの直並列を切り替える直並切替えスイッチ部と、を有し、
前記タイミング制御部は、ヒステリシス生成回路を含むことでヒステリシスを設けて、切り替えのタイミングを制御し、
前記ヒステリシス生成回路は、トランジスタと、抵抗と、インバータから成る
ことを特徴とする蓄電装置、を提供する。
In order to solve the above problems, the present invention has the following means.
According to one aspect
A power storage device connected to a power generation element and a load circuit.
A power storage unit with multiple power storage devices and
A timing control unit that controls the series-parallel switching of the plurality of power storage devices, and
It has a series-to-parallel switching switch unit that is controlled by the timing control unit and switches the series-parallel switching of the plurality of storage devices.
The timing control unit provides hysteresis by including a hysteresis generation circuit to control the switching timing.
The hysteresis generation circuit includes a transistor, a resistor, and an inverter.
A power storage device, characterized by the above, is provided.
一態様によれば、蓄電装置において、高電圧・低電流を出力する発電素子によって出力された電力を用いて、エネルギー蓄電効率及び使用効率を向上させることができる。 According to one aspect, in the power storage device, the energy storage efficiency and the usage efficiency can be improved by using the electric power output by the power generation element that outputs high voltage and low current.
以下、図面を参照して本発明を実施するための形態について説明する。下記、各図面において、同一構成部分には同一符号を付し、重複した説明を省略する場合がある。 Hereinafter, embodiments for carrying out the present invention will be described with reference to the drawings. In the following drawings, the same components may be designated by the same reference numerals and duplicate explanations may be omitted.
<蓄電システム>
まず、図1を用いて本発明の蓄電システムについて説明する。図1は、本発明の実施形態に係る蓄電システム(エネルギー蓄電システム)の概略図である。
<Power storage system>
First, the power storage system of the present invention will be described with reference to FIG. FIG. 1 is a schematic diagram of a power storage system (energy power storage system) according to an embodiment of the present invention.
蓄電システム100は、発電素子2と、整流回路4と、蓄電装置1と、負荷回路3と、を備える。
The
蓄電装置1は、直並切替えタイミング制御部5と、直並切替えスイッチ部6と、蓄電部7と、を備えている。蓄電部7は、直列接続状態と、並列接続状態に切り替え可能な、複数の蓄電デバイスであるコンデンサC1,C2によって構成されている。
The
発電素子2は、発電ゴムや圧電素子や静電誘導により発電される。発電力は、高電圧、低い電流であり、発電については、図3とともに後述する。
The
負荷回路3は、例えば、LED(light emitting diode)や、CPU(Central Processing Unit)機能を有するIC(Integrated Circuit)、センサー、無線伝送IC等である。
The
蓄電システム1では、発電素子2により発電されたエネルギーを整流回路4により整流した後、複数の直列接続されたコンデンサC1,C2(図12参照)に高電圧でエネルギーを蓄積し、複数のコンデンサC1,C2を並列に接続した状態で負荷回路3にエネルギーを供給する。
In the
より詳しくは、発電素子2より発電された交流のエネルギーを、整流回路(整流部)4で整流する。このとき、直並切替えタイミング制御部5が直並切替えスイッチ部6を制御して、蓄電部7で直列に接続された複数のコンデンサC1,C2にエネルギー(蓄電電圧)を蓄電する。そして、蓄電電圧が一定の電圧に達すると、直並切替えタイミング制御部5が直並切替えスイッチ部6を制御して、複数のコンデンサC1,C2が並列接続され、負荷回路3に電力を供給する。
More specifically, the AC energy generated by the
そして、蓄電部7の出力電位が一定の電圧以下になると、直並切替えタイミング制御部5が直並切替えスイッチ部6を制御して、複数のコンデンサC1,C2を直列接続に復帰させて発電素子2より発電したエネルギーを蓄電する。
Then, when the output potential of the
<比較例>
図2に、比較として、環境発電素子により発電されたエネルギーを蓄電し負荷回路に供給するシステムの概略図を示す。
<Comparison example>
FIG. 2 shows, for comparison, a schematic diagram of a system that stores energy generated by an energy harvesting element and supplies it to a load circuit.
図2は、一般的なエネルギーハーベストシステムの例を示している。本例においても、環境発電素子が発電したエネルギーを、整流回路4、蓄電装置1Xを通じて負荷回路にエネルギーを供給する。 FIG. 2 shows an example of a typical energy harvest system. Also in this example, the energy generated by the energy harvesting element is supplied to the load circuit through the rectifier circuit 4 and the power storage device 1X.
図2の蓄電装置1Xでは、蓄電側蓄電部である第1蓄電部101と、電力変換回路102と、供給側蓄電部である第2蓄電部103と、を備えている。即ち、一般的なエネルギー蓄電システム100Xでは、蓄電部が、蓄電用の第1蓄電部101と、供給側の第2蓄電部103が別々に設けられている。
The power storage device 1X of FIG. 2 includes a first
図2の構成では第1蓄電部101に蓄電された電圧をDC/DCコンバータ等の電力変換回路102により負荷回路3の動作電圧に変換して、第2蓄電部103に蓄電することで、負荷回路に電力を供給する。このとき、この蓄電装置では、下記の問題がある。
(A):電力変換回路102における消費電流によるロスの発生
(B):変換効率によるロスの発生
(C):インダクタ等の構成部品の追加
In the configuration of FIG. 2, the voltage stored in the
(A): Generation of loss due to current consumption in the power conversion circuit 102 (B): Generation of loss due to conversion efficiency (C): Addition of components such as an inductor
詳しくは、第1蓄電部101に蓄電される電圧と第2蓄電部103に蓄電される電圧の関係で、電圧を昇圧変換または降圧変換する必要がある。
Specifically, it is necessary to perform step-up conversion or step-down conversion of the voltage in relation to the voltage stored in the
第1蓄電部101の蓄電電圧<第2蓄電部103の蓄電電圧の場合は、昇圧変換する必要がある。低い電圧で電力を蓄電することになり、下記(式1)により蓄電装置1Xを大きくする必要がある。
When the storage voltage of the
また蓄電エネルギーは蓄電電圧の2乗に比例するため、発電ゴムのような高電圧で低い電流を出力する発電素子2による蓄電では、電力変換回路102における消費電流によるロスが発生することで、蓄電電圧の上昇効率が悪く、蓄電効率は低くなってしまう(A)。
Further, since the stored energy is proportional to the square of the stored voltage, the storage by the
次に、第1蓄電部101の蓄電電圧>第2蓄電部103の蓄電電圧の場合は、降圧変換する必要がある。この場合は(式1)により高い電圧で第1蓄電部101にエネルギーを蓄電できるため蓄電装置を小さくして高い電圧でエネルギーを蓄電することができる。しかし、第1蓄電部101の蓄電電圧と第2蓄電部103の蓄電電圧の差が発生するため、その分がロスとなり、エネルギー変換効率が低下する(B)。
Next, when the storage voltage of the
以上のように、図2の構成では、電力変換回路102における電流消費量が大きくなってしまうロスと電圧変化によるロスが大きくなるとともに、構成部品が増加する分、蓄電装置が大型化してしまった。
As described above, in the configuration of FIG. 2, the loss in which the current consumption in the
これと比較して、図1に示す本発明の実施形態の蓄電システムでは、複数のコンデンサを有する蓄電部を蓄電時と電力供給時とで共通して用いており、蓄電部を駆動するための電流が少なくて済み、電圧変換ロスがないためエネルギー効率が良い。 In comparison with this, in the power storage system of the embodiment of the present invention shown in FIG. 1, a power storage unit having a plurality of capacitors is commonly used at the time of power storage and at the time of power supply, and for driving the power storage unit. Energy efficiency is good because the current is small and there is no voltage conversion loss.
<発電素子>
図3は、本発明の蓄電システムに搭載される発電素子2の概念図である。
<Power generation element>
FIG. 3 is a conceptual diagram of the
発電素子2は、例えば、発電ゴムで構成され、剥離の力、摩擦の力、振動の力、あるいは変形の力がかかることで、電荷を発生させて、発電を行なう。
The
発電素子2の発電量は、電圧10~1000V(例えば、40V)、電流50nA~100μA(例えば6μA)である。
The amount of power generated by the
また、発電ゴムや圧電素子で構成される発電素子は、高抵抗で、所定の電荷による電流を出力するため、電流源21と、内部抵抗22で近似できる。内部抵抗22の抵抗値は、1~100MΩ(メガオーム)(例えば、10MΩ)である。
Further, since the power generation element composed of the power generation rubber or the piezoelectric element has a high resistance and outputs a current due to a predetermined charge, it can be approximated by the
ここで、発電素子2に接続されるコンデンサと抵抗負荷について、図4及び図5を用いて説明する。
Here, the capacitor and the resistance load connected to the
図4(a)は、発電素子を用いた蓄電時の等価回路図であり、図4(b)は、コンデンサに蓄電する条件による蓄電エネルギー率について説明する図である。 FIG. 4 (a) is an equivalent circuit diagram at the time of electricity storage using a power generation element, and FIG. 4 (b) is a diagram illustrating a storage energy rate under a condition of storing electricity in a capacitor.
図4(b)では、発電素子により発電されたエネルギーを、コンデンサの容量値を変化させて蓄電されるエネルギーを最大時の蓄積エネルギーを100%として計算により求めた比率(%)で表したグラフである。 FIG. 4B is a graph showing the energy generated by the power generation element as a ratio (%) calculated by changing the capacity value of the capacitor and assuming that the stored energy at the maximum is 100%. Is.
コンデンサの容量を図4(b)の矢印の部分に設定すると、コンデンサと、定電流源と内部抵抗からなる発電素子2(出力側)と、インピーダンス整合が取れて、最も効率よくエネルギーが蓄電できる。 When the capacity of the capacitor is set to the part indicated by the arrow in FIG. 4 (b), impedance matching is achieved between the capacitor and the power generation element 2 (output side) consisting of a constant current source and an internal resistance, and energy can be stored most efficiently. ..
図5(a)は、発電素子2を用いた抵抗負荷による発電電力消費時の等価回路図であり、図5(b)は、電力を抵抗負荷に供給する条件による電力供給量の比率について説明する図である。
FIG. 5A is an equivalent circuit diagram at the time of power generation consumption by a resistance load using the
図5(b)では、発電素子により発電されたエネルギーを、負荷抵抗の抵抗値を変化させて、消費されるエネルギーを最大時の消費エネルギーを100%として計算により求めた比率(%)で表したグラフである。 In FIG. 5 (b), the energy generated by the power generation element is expressed by the ratio (%) calculated by changing the resistance value of the load resistance and assuming that the energy consumed at the maximum is 100%. It is a graph.
負荷抵抗の抵抗値を図5(b)の矢印の部分に設定すると、負荷抵抗と、発電素子2の内部抵抗とが等しい状態となり、内部抵抗=負荷抵抗のときに、負荷回路3(出力側)とインピーダンス整合が取れて、最も効率よくエネルギーが使用できる。
When the resistance value of the load resistance is set to the part indicated by the arrow in FIG. 5 (b), the load resistance and the internal resistance of the
<直並列切り替え>
図6は、2つのコンデンサを直列に接続するスイッチの状態を示す模式図である。図7は、2つのコンデンサを並列に接続するスイッチの状態を示す模式図である。
<Clock-parallel switching>
FIG. 6 is a schematic diagram showing a state of a switch connecting two capacitors in series. FIG. 7 is a schematic diagram showing a state of a switch connecting two capacitors in parallel.
直並列切替えスイッチ部6は3つのスイッチSw1、Sw2、Sw3を備えている。蓄電部7は、2つのコンデンサC1、C2を備えている。コンデンサは蓄電デバイスの一例であって、電気二重層キャパシタ、リチウムイオンキャパシタ、リチウムイオン電池、鉛蓄電池や、各種蓄電デバイスであり得る。
The series-parallel
図6に示すように、直並列切替えスイッチ部6のスイッチSw2がON、スイッチSw1、Sw3がOFFであることで、蓄電部7のコンデンサC1、C2は、直列接続状態になる。
As shown in FIG. 6, when the switch Sw2 of the series-parallel
また、図7に示すように、直並列切替えスイッチ部6のスイッチSw1、Sw3がON、スイッチSw2がOFFであることで、蓄電部7のコンデンサC1、C2は、並列接続状態になる。
Further, as shown in FIG. 7, when the switches Sw1 and Sw3 of the series-parallel
<直並切り替えタイミング制御部>
図8は、直並切替えタイミング制御部の第1の構成例について説明する図である。
図8に示す直並列切替えタイミング制御部5(タイミング制御部)は、直並列切替えスイッチ制御部50と、2つの抵抗R1,R2と、2つのスイッチSw4,Sw5とを備えている。
<Sequential / parallel switching timing control unit>
FIG. 8 is a diagram illustrating a first configuration example of the parallel / parallel switching timing control unit.
The series-parallel switching timing control unit 5 (timing control unit) shown in FIG. 8 includes a series-parallel switching
直並列切替えスイッチ制御部50は、直並列の切替えの基準となる入力電圧Vinをモニターし、制御信号S1を出力する電圧モニタ回路として機能する。そして、直並列切替えスイッチ制御部50は端子11への入力電圧Vinの検出結果に応じて、制御信号S1を生成し、生成した制御信号S1で、スイッチSw4及びスイッチSw5を制御する。
The series-parallel changeover
また、直並列切替えタイミング制御部5では、抵抗R1及びスイッチSw4がハイインピーダンス駆動のインバータ51を形成し、抵抗R2及びスイッチSw5がハイインピーダンス駆動のインバータ52を形成している。スイッチSw4、スイッチSw5は、例えば、Nchトランジスタによって構成されている。
Further, in the series-parallel switching
直並切替えタイミング制御部5は、直並切替えスイッチ部6を制御する制御信号φ1,φ2を生成し、端子53、54から出力する。
The parallel / parallel switching
直並切替えタイミング制御部5において、直並列切替えスイッチ制御部50及びインバータ51は、ヒステリシス生成回路Hとして機能する。ヒステリシス生成回路Hは、入力電圧Vinの変化を素早く検出するとともに、一旦Lレベル→Hレベル(或いはHレベル→Lレベル)に切り替わった信号が不安定に切り替わることを防ぐように、切り替え閾値にヒステリシス(差)を設けている。本例では、ヒステリシス生成回路Hは、入力電圧Vinが上昇して所定の第一の電圧に達すると、制御信号φ1をHレベルからLレベルに切り替え、第一の電圧から入力電圧Vinが低下して所定の第二の電圧に達すると、制御信号φ1をLレベルからHレベルに切り替える。詳しくは、図14とともに後述する。
In the series-parallel switching
本構成では、インバータ51,52に、ハイインピーダンスの抵抗R1およびR2を使用することで、圧電素子や静電誘導により発電された高電圧で低電流であるハイインピーダンス出力の発電素子2でも蓄電装置1の回路を駆動することができる。例えば、抵抗R1およびR2の抵抗値は、1MΩ~500MΩである。
In this configuration, by using the high impedance resistors R1 and R2 for the
図9は、直並切替えタイミング制御部の第2の構成例について説明する図である。
図9に示す直並列切替えタイミング制御部5Aは、直並列切替えスイッチ制御部50と、2つの定電流源IC1,IC2と、2つのスイッチSw4,Sw5とを備えている。
FIG. 9 is a diagram illustrating a second configuration example of the parallel / parallel switching timing control unit.
The series-parallel switching
また、直並列切替えタイミング制御部5Aでは、定電流源IC1及びスイッチSw4がハイインピーダンス駆動のインバータ51Aを形成し、定電流源IC2及びスイッチSw5がハイインピーダンス駆動のインバータ52Aを形成している。スイッチSw4、スイッチSw5は、例えば、Nchトランジスタによって構成されている。
Further, in the series-parallel switching
直並列切替えスイッチ制御部50により生成された制御信号S1で、スイッチSw4およびSw5を制御し、直並切替えスイッチ部6を制御する制御信号φ1,φ2を生成して、端子53、54から出力する。直並切替えタイミング制御部5Aにおいて、スイッチ制御部50及びインバータ51Aは、ヒステリシス生成回路Hとして機能する。
The control signal S1 generated by the series-parallel changeover
本構成では、インバータ51A,52Aに、ハイインピーダンスの定電流源IC1、IC2を使用することで、圧電素子や静電誘導により発電された高電圧で低電流であるハイインピーダンス出力の発電素子2でも、蓄電装置1の回路を駆動することができる。例えば、インバータ51A,52Aに含まれる定電流源IC1,IC2が生成する電流値は、10nA~100μAである。
In this configuration, by using high impedance constant current sources IC1 and IC2 for the
図10は、本発明の一実施形態の蓄電装置1の具体的な回路図である。
FIG. 10 is a specific circuit diagram of the
蓄電装置1は、直並切替えタイミング制御部5Bと、直並切替えスイッチ部6と、蓄電部7と、出力スイッチ部8(出力部)とを備える。なお、蓄電装置1は、1つのICにまとめて蓄電ICとしてもよい。
The
直並切替えタイミング制御部5Bには、切替えスイッチ制御部50Bと、2つのディプリージョントランジスタTr1,Tr3と、2つのNchトランジスタ(FET:Field effect transistor)Tr2,Tr4とを備えている。
The parallel / parallel switching
本構成では、切替えスイッチ制御部50Bは、NchトランジスタTr5、及び3つの抵抗R3、R4、R5によって構成されている。3つの抵抗R3、R4、R5は高い抵抗値(高インピーダンス)を有する高抵抗である。トランジスタTr5は、ヒステリシス生成スイッチであり、負荷回路3の状態を示す信号が入力されてもよい。
In this configuration, the changeover
直並切替えスイッチ制御部50Bは、直並切替え電圧である入力電圧Vinをモニターし、制御信号S1を出力する。
The series-parallel changeover
直並切替えタイミング制御部5Bは、直並列切替えスイッチ制御部50Bにより生成された制御信号(S1)で制御される、2つのインバータ51B、52Bを備えている。
The series-parallel switching
インバータ51Bは、ディプリージョントランジスタTr1と、NchトランジスタTr2で構成されている。インバータ51Bからの制御信号φ1は、端子53で取り出される。
The
直並切替えスイッチ制御部50B及びインバータ51Bは、ヒステリシス生成回路Hを構成する。
The series-parallel changeover
インバータ52Bは、ディプリージョントランジスタTr3と、NchトランジスタTr4で構成されている。インバータ52Bからの制御信号φ2は、端子54で取り出される。 The inverter 52B is composed of a depth region transistor Tr3 and an Nch transistor Tr4. The control signal φ2 from the inverter 52B is taken out at the terminal 54.
なお、ディプリージョントランジスタTr1、Tr3は、図9の定電流源IC1、IC2として機能する。NchトランジスタTr2、Tr4は、図9のスイッチSw4,Sw5として機能する。 The depth region transistors Tr1 and Tr3 function as the constant current sources IC1 and IC2 in FIG. The Nch transistors Tr2 and Tr4 function as switches Sw4 and Sw5 in FIG.
直並切替えタイミング制御部5Bは、蓄電期間中は、複数のコンデンサC1,C2を直列接続させるように、Hレベルの制御信号φ1及びLレベルの制御信号φ2を出力する。
The parallel / parallel switching
そして、入力電圧Vinが、所定の第一の電圧に達した時点で、複数のコンデンサC1,C2を並列接続させるように、Lレベルの制御信号φ1及びHレベルの制御信号φ2を出力する。 Then, when the input voltage Vin reaches a predetermined first voltage, the L level control signal φ1 and the H level control signal φ2 are output so that the plurality of capacitors C1 and C2 are connected in parallel.
その後、負荷回路による電力使用により、電圧Vinが低下して所定の第二の電圧より小さくなると、複数のコンデンサC1,C2を、直列接続させるように、Hレベルの制御信号φ1及びLレベルの制御信号φ2を出力する。 After that, when the voltage Vin drops due to the use of electric power by the load circuit and becomes smaller than the predetermined second voltage, the H level control signals φ1 and the L level are controlled so that a plurality of capacitors C1 and C2 are connected in series. The signal φ2 is output.
また、直並切替えスイッチ部6はPchトランジスタTr6、NchトランジスタTr7、アナログスイッチTr8,Tr9で形成されている。
Further, the parallel / parallel
直並切替えスイッチ部6において、PchトランジスタTr6は、図6、図7のスイッチSw1に対応し、NchトランジスタTr7はスイッチSw3に対応し、スイッチSw2は、2つのトランジスタTr8,Tr9からなるアナログスイッチで構成されている。
In the parallel / parallel
直並切替えスイッチ部6及び出力スイッチ部8を、アナログスイッチであるトランジスタで構成することで、電圧損失(電位差)が発生しない。比較としてダイオードでスイッチを構成すると、電圧損失が発生する。そのため、本発明では、電位差なく、スイッチを動作させることが可能である。
By configuring the parallel / parallel
図1には示していないが、蓄電装置1は、並列接続時に負荷回路に電力を供給する出力スイッチ部8を備えていてもよい。出力スイッチ部8は、2つのトランジスタTr10,Tr11のアナログスイッチで形成されている。
Although not shown in FIG. 1, the
本発明の蓄電装置1において、高抵抗や定電流トランジスタは高い抵抗を有するものを用いるため、直並切替えタイミング制御部5Bは高いインピーダンスを有している(ハイインピーダンスである)。
In the
そのため、発電素子から発電される、高電圧で、低電流(例えば、400V、6μA)な発電電力よりも、さらに低い電流(例えば、60nA)で、蓄電装置1が駆動できる。
Therefore, the
また、図10の構成において、タイミング制御部5B、直並切替えスイッチ部6、及び出力スイッチ部8を構成する素子が有するインピーダンスの合計を、発電素子2の内部インピーダンスよりも高くすることができる。このことにより、発電装置の直並切替に必要とする駆動消費電力を抑えることができ、エネルギー蓄電効率を高めることができる。
Further, in the configuration of FIG. 10, the total impedance of the elements constituting the
直並切替えスイッチ部6、及び出力スイッチ部8を構成する素子はMOSトランジスタで構成されているため、直並切替えタイミング制御部5Bにより制御される、直並切替えスイッチ部6及び出力スイッチ部8で消費される電力は、スイッチ部オン、オフ時のMOSトランジスタゲート駆動電力のみであり、エネルギー蓄電効率を高めることができる。
Since the elements constituting the parallel / parallel
さらに、蓄電時の蓄電装置1のインピーダンスは、使用時の蓄電装置1のインピーダンスよりも高くなっている。従って、蓄電装置1は高電圧、低電流で蓄電が可能となり、エネルギー蓄電効率を高めることができる。また、使用時には蓄電装置1の出力電圧は例えば3Vであり、数mAの消費電力を必要とするCPUなどの電子機器を駆動することができる。
Further, the impedance of the
なお、図10においてディプリージョントランジスタとNchトランジスタで構成されるインバータ51B、52Bは2段構成になっているが、ゲインが必要な場合は同様のインバータの段数を増やしても良い。
In addition, although the
その場合は、インバータ51B、52Bの制御信号φ1、φ2の信号変化のタイミングを、直並切替えスイッチ部6のスイッチ切替えタイミングに合わせる。
In that case, the timing of the signal changes of the control signals φ1 and φ2 of the
ここで、図11に図10の蓄電装置1における電流の流れを示す。図11において、(a)はコンデンサが直列接続で、蓄電時の状態を示し、(b)は、コンデンサが並列接続で、電力使用時の状態を示す。
Here, FIG. 11 shows the flow of current in the
スイッチSw1を構成するPchトランジスタTr6のゲートには、制御信号φ1が入力されているため、制御信号φ1がL、即ち放電時にオンになる。 Since the control signal φ1 is input to the gate of the Pch transistor Tr6 constituting the switch Sw1, the control signal φ1 is L, that is, turned on at the time of discharging.
スイッチSw3を構成するNchトランジスタTr7のゲートには、制御信号φ2が入力されているため、制御信号φ2がH、即ち放電時にオンになる。 Since the control signal φ2 is input to the gate of the Nch transistor Tr7 constituting the switch Sw3, the control signal φ2 is turned on when H, that is, when discharged.
スイッチSw2を構成する、PchトランジスタTr8のゲートには、制御信号φ2が入力され、NchトランジスタTr9のゲートには、制御信号φ2が入力されている。よってスイッチSw2は、制御信号φ2がL且つ制御信号φ1がH、即ち、蓄電時にオンになる。 A control signal φ2 is input to the gate of the Pch transistor Tr8 constituting the switch Sw2, and a control signal φ2 is input to the gate of the Nch transistor Tr9. Therefore, the switch Sw2 is turned on when the control signal φ2 is L and the control signal φ1 is H, that is, when electricity is stored.
また、出力スイッチ部8のスイッチSw4において、PchトランジスタTr10のゲートには、制御信号φ1が入力され、NchトランジスタTr11のゲートには、制御信号φ2が入力されている。よってスイッチSw4は、制御信号φ1がL且つ制御信号φ2がH、即ち、放電時、負荷回路3に出力電圧を供給するときにオンになる。
Further, in the switch Sw4 of the
直並切替えスイッチ部6に含まれるスイッチSw1,Sw2,Sw3と、出力スイッチ部8のスイッチSw4には、直並列の切り替え時のみ、スイッチの状態を変化させるために電流が流れる。そのため、蓄電時及び使用時(放電時)の消費電流を小さくすることができる。
A current flows through the switches Sw1, Sw2, Sw3 included in the series-parallel
図12は、図1の蓄電システム100の具体的な回路図による実施例について説明する図である。
FIG. 12 is a diagram illustrating an embodiment based on a specific circuit diagram of the
整流回路4は、4つのダイオードD1,D2,D3,D4から成るダイオードブリッジによって構成されている。整流回路4は、発電素子2から出力された交流電力を全波整流する。
The rectifier circuit 4 is composed of a diode bridge composed of four diodes D1, D2, D3, and D4. The rectifier circuit 4 full-wave rectifies the AC power output from the
整流された電力を、蓄電装置1における複数の直列接続したコンデンサC1,C2に蓄電し、一定電圧に達すると複数のコンデンサC1,C2を並列に接続した状態で、負荷回路3に電力を供給する。
The rectified power is stored in a plurality of series-connected capacitors C1 and C2 in the
<IC化>
図13は、蓄電システムにおいて、マイコン搭載の通信モジュールと連係する機能を追加した構成例を示す概略図である。
<IC conversion>
FIG. 13 is a schematic diagram showing a configuration example in which a function linked to a communication module mounted on a microcomputer is added in a power storage system.
本実施形態では、負荷回路3は、通信モジュール31と、センサー32とを備えている。
In this embodiment, the
また、図13の蓄電装置1Cでは、直並列切替えタイミング制御部5、直並列切替えスイッチ部6、及び出力スイッチ部8の機能が、直並切替えIC9として一体化している。
Further, in the
本実施形態では、さらに直並切替えIC9に、マイコン搭載の通信モジュール31と連係して、直並切替えタイミングを制御する機能が追加されている。
In the present embodiment, a function of controlling the parallel / parallel switching timing by linking with the
本蓄電システム100Cでは、直並切替えIC9の出力電圧Voutにより通信モジュール31と、センサー32に電力を供給する。
In this
蓄電装置1Cの直並切替えIC9は、コンデンサC1,C2の接続が並列状態になったとき、通信モジュール31搭載のマイコンに並列状態になったことを示す信号SSTを出力して、通信モジュール31に電力供給が可能であることを伝える。
When the connections of the capacitors C1 and C2 are in the parallel state, the series-parallel switching IC9 of the
通信モジュール31のシステム動作が完了した後、所定のタイミングで、通信モジュール31から直並切替えIC9に、マイコンに電圧が必要なくなったことを示す信号SENDを出力して充電に移行させるように指示し、蓄電装置1においてコンデンサC1,C2を直列接続状態に切替えて充電を開始させる。信号SENDは、図11の直並切替えタイミング制御部5BのトランジスタTr5のゲートに電圧を制御することでコンデンサC1,C2の接続を並列から直列に変化させる信号である。
After the system operation of the
この構成の蓄電システム100Cにおいて、蓄電装置1Cは、負荷側のCPUと連携することで、蓄電効率を向上することができる。
In the
また、本システムは、センサー32からの信号を通信モジュール31に搭載されているマイコンにより信号処理された結果を、無線等の通信手段を通じてIoTエッジ端末として活用することもできる。
In addition, this system can also utilize the result of signal processing of the signal from the
<タイミングチャート>
次に、図14を用いて、蓄電装置における、接続切り替え動作について説明する。図14は、蓄電装置1における直並列切替え動作についてのタイミングチャートである。
<Timing chart>
Next, the connection switching operation in the power storage device will be described with reference to FIG. FIG. 14 is a timing chart of the series-parallel switching operation in the
図12のように発電素子2により発電された電力を整流回路4で整流して、蓄電装置1に電力が供給される。
As shown in FIG. 12, the electric power generated by the
時刻T0はコンデンサC1,C2は蓄電されていない状態である。 At time T0, the capacitors C1 and C2 are not stored.
時刻T1より整流された電力が蓄電装置1に供給され始めると、直並切替えタイミング制御部5Bがハイインピーダンス構成となっているため、発電素子2よりハイインピーダンスで出力された電力により回路が起動し制御信号φ1およびφ2が生成される。
When the power rectified from time T1 starts to be supplied to the
蓄電が開始されると、制御信号φ1はHIGH、制御信号φ2はLOWレベルとなり、直並列切替えスイッチ部6が動作してスイッチSw1,Sw3がOFF、スイッチSw2がONとなり、蓄電部7のコンデンサC1,C2が直列に接続される。
When the storage is started, the control signal φ1 becomes HIGH, the control signal φ2 becomes LOW level, the series-parallel
コンデンサC1,C2が直列状態で、発電素子2からの電力である入力電圧Vinが10V(第一の電圧)に達すると、T2のタイミングで直並列切替えスイッチ制御部50が動作し、制御信号φ1がLOW、制御信号φ2がHIGHに切り替わる。これに応じて、直並列切替えスイッチ部6が動作しスイッチSw2がOFF、スイッチSw1,Sw3がONとなり、蓄電部7のコンデンサC1,C2が並列に接続される。蓄電部7のコンデンサC1,C2が直列接続から並列接続に切り替わると、(Vin=VC1+VC2)の状態から(Vin=VC1=VC2)の状態へ電圧が変化するため、蓄電電圧(入力電圧Vin)は半分に減る(10V⇒5V)。
When the capacitors C1 and C2 are in series and the input voltage Vin, which is the power from the
T3のタイミングで負荷回路3が駆動すると電力(出力電圧Vout)が負荷回路3に供給され入力電圧Vinも低下していく。
When the
ここでは時刻T2からT4までは発電素子2からの電力供給は無いものとする。
Here, it is assumed that there is no power supply from the
入力電圧Vinが低下して2V(第二の電圧)に達すると、T4のタイミングで制御信号φ1がHIGH、制御信号φ2がLOWとなり、スイッチSw1,Sw3がOFF、スイッチSw2がONとなることで、蓄電部7のコンデンサC1,C2が直列接続となり、発電素子2からの電力を蓄積する。
When the input voltage Vin drops and reaches 2V (second voltage), the control signal φ1 becomes HIGH, the control signal φ2 becomes LOW, the switches Sw1 and Sw3 turn OFF, and the switch Sw2 turns ON at the timing of T4. , Capacitors C1 and C2 of the
この後入力電圧Vinが上昇して10V(第一の電圧)に達すると、コンデンサC1、C2を並列接続にする。 After that, when the input voltage Vin rises and reaches 10V (first voltage), the capacitors C1 and C2 are connected in parallel.
以上の動作を継続する。 The above operation is continued.
ここで、T2のタイミングを10V、T4のタイミングを2Vとしたが、直並列切替えスイッチ制御部50の抵抗R3、R4、R5の抵抗値を変えることで任意の電圧を設定することができる。
Here, the timing of T2 is 10V and the timing of T4 is 2V, but an arbitrary voltage can be set by changing the resistance values of the resistors R3, R4, and R5 of the series-parallel changeover
また、並列状態で発電素子2からの電力供給を継続することも可能である。その場合はT3からT4までの入力電圧Vinの電圧低下は緩やかになるか、上昇する場合もある。
It is also possible to continue the power supply from the
次に、図14の右側を用いて図13の通信モジュールと連携する蓄電システム100Cでの動作を説明する。図13の構成でも、T0からT5までの動作は同じである。
Next, the operation in the
時刻T6のタイミングで、直並切替えIC9は、通信モジュール31搭載のマイコンに、並列状態になったことを示す信号SSTを出力して通信モジュール31に電力供給が可能であることを伝える。なお、図14中、T3~T4およびT6~T7の期間は、蓄電装置1が通信モジュール31と同期して通信モジュール31へ電力を供給している、負荷回路動作期間(放電期間、システム動作期間)に相当する。
At the timing of time T6, the series-parallel switching IC 9 outputs a signal S ST indicating that the
時刻T7で通信モジュール31のシステム動作が完了した後、T8のタイミングで、通信モジュール31から直並切替えIC9に信号SENDを出力されると、コンデンサC1,C2を直列接続状態に切替えて充電を開始させる。
After the system operation of the
蓄電装置1が通信モジュール31と連携して動作する場合は、放電期間中、電圧が2Vまで低下するか、信号SENDが出力されるか、いずれか早い方で、電力供給を停止する。図14では、電圧が2Vまで低下する前に、信号SENDが出力されたため、その時点で電力供給を停止し、コンデンサC1,C2の接続状態を直列へ切り替えて、蓄電動作へ移行している。
When the
<蓄電エネルギー>
ここで、コンデンサに蓄電するエネルギーについて説明する。
<Stored energy>
Here, the energy stored in the capacitor will be described.
コンデンサに蓄電できるエネルギーW(J)は以下の式で示すことができる。 The energy W (J) that can be stored in the capacitor can be expressed by the following equation.
コンデンサ2個直列接続で蓄電できるエネルギー(Ws)は、
以上のようにWs=Wpになり、同じ容量のコンデンサをn個直列でエネルギーを蓄電しても、並列で蓄電しても同じエネルギー量をコンデンサに蓄電できることになる。
n個直列にしたコンデンサに蓄電するためには高電圧n×V(V)の状態で蓄電する必要がある。一方蓄電されたエネルギーはIoT(Internet of Things)のようなシステムにおいて、CPUを駆動したり、センサーなどを接続する電子機器に供給することが求められる。これらの機器はリチウム電池1~3本程度すなわち3~10V程度の電圧、数μA~数mA程度の電流で駆動することが求められる。
As described above, Ws = Wp, and the same amount of energy can be stored in the capacitor regardless of whether n capacitors of the same capacity are stored in series or in parallel.
In order to store n in series, it is necessary to store in a high voltage n × V (V) state. On the other hand, stored energy is required to be supplied to electronic devices that drive CPUs and connect sensors and the like in systems such as the IoT (Internet of Things). These devices are required to be driven by about 1 to 3 lithium batteries, that is, a voltage of about 3 to 10 V and a current of about several μA to several mA.
ここで、同じ容量Cのコンデンサをn個直列に接続した高インピーダンスの状態で蓄電し、それらのコンデンサを直列接続から並列接続に切り替えることで、コンデンサに蓄電されたエネルギーを保持したまま低い電圧で低インピーダンスの状態でIoTシステムなどを駆動することができる。 Here, by connecting n capacitors of the same capacity C in series and storing them in a high impedance state and switching those capacitors from series connection to parallel connection, the energy stored in the capacitors is maintained at a low voltage. It can drive IoT systems etc. in a low impedance state.
回路上に付く抵抗をRとすると、インピーダンス(Z)は以下の式で定義される。 Assuming that the resistance attached to the circuit is R, the impedance (Z) is defined by the following equation.
以上のように、コンデンサの直並列切替えを行なうことで、エネルギー蓄電時は(式4)と(式9)から高電圧n×V(V)で高インピーダンスで蓄電し、エネルギー供給時は(式5)と(式10)から低い電圧V(V)でシステム機器に電力を効率よく供給することができることがわかる。 As described above, by performing the series-parallel switching of the capacitor, energy is stored from (Equation 4) and (Equation 9) with high voltage at high voltage n × V (V) at the time of energy storage, and (Equation) at the time of energy supply. From 5) and (Equation 10), it can be seen that power can be efficiently supplied to the system equipment at a low voltage V (V).
圧電素子や発電ゴムの静電誘導による発電では数10V~数100Vという高電圧が発生する。また、出力電流はnA~μAといった単位の低電流であり、出力インピーダンスの高い低電流電源と見ることができる。このため、圧電素子や静電誘導により高電圧でコンデンサに蓄電したエネルギーを、3~10V程度の電圧で数μA~数mA程度の電流で駆動するシステムに供給するエネルギーに高効率で変換する回路が必要となる。 High voltage of several tens of volts to several hundreds of volts is generated in power generation by electrostatic induction of a piezoelectric element or power generation rubber. Further, the output current is a low current in units of nA to μA, and can be regarded as a low current power supply having a high output impedance. Therefore, a circuit that efficiently converts the energy stored in the capacitor at a high voltage by a piezoelectric element or electrostatic induction into the energy supplied to a system driven by a current of several μA to several mA at a voltage of about 3 to 10 V. Is required.
ここで、図15に比較例として、コンデンサの容量を固定した状態の図を示し、図16に本発明の様に、コンデンサの容量を直列と並列で切り替える状態の図を示す。 Here, as a comparative example, FIG. 15 shows a diagram in which the capacitance of the capacitor is fixed, and FIG. 16 shows a diagram in which the capacitance of the capacitor is switched in series and in parallel as in the present invention.
詳しくは、図15(a)は、コンデンサの容量を固定した回路図を示し、図15(b)は、図15(a)の状態での蓄電電流および蓄電電圧、放電の際のコンデンサ端子間電圧の推移を示す図である。 Specifically, FIG. 15 (a) shows a circuit diagram in which the capacity of the capacitor is fixed, and FIG. 15 (b) shows the storage current and the storage voltage in the state of FIG. 15 (a), and between the capacitor terminals at the time of discharge. It is a figure which shows the transition of a voltage.
図15では、0.25μF(マイクロファラッド)の容量のコンデンサを1つ用いて、充電時、放電時ともに、容量0.25μFで動作させる例を示している。 FIG. 15 shows an example in which one capacitor having a capacity of 0.25 μF (microfarad) is used and operated with a capacity of 0.25 μF both during charging and discharging.
一般的に、CPU動作、センサー駆動、無線伝送ICの駆動電圧は、2~5V程度である。図15(b)に示すように、この構成例では、放電時にコンデンサに蓄えている容量が少ないため急激に電圧値が降下し、電圧値が、2~4.5Vの範囲にある時間は、20msである。そのため、20msしか電力を使用できない。 Generally, the drive voltage of the CPU operation, the sensor drive, and the wireless transmission IC is about 2 to 5 V. As shown in FIG. 15B, in this configuration example, since the capacity stored in the capacitor at the time of discharge is small, the voltage value drops sharply, and the time during which the voltage value is in the range of 2 to 4.5V is It is 20 ms. Therefore, power can be used only for 20 ms.
これに対して、図16(a)はコンデンサの直並列を切り替える回路図を示し、図16(b)は、図16(a)の状態での蓄電電流および蓄電電圧、放電の際のコンデンサ端子間電圧の推移を示す図を示している。 On the other hand, FIG. 16 (a) shows a circuit diagram for switching the series-parallel of the capacitor, and FIG. 16 (b) shows the storage current and the storage voltage in the state of FIG. 16 (a), and the capacitor terminal at the time of discharge. The figure which shows the transition of the inter-voltage is shown.
図16では、0.5μFの容量のコンデンサを2つ用いて、充電時は直列状態にして容量0.25μFで動作させ、放電時は並列状態にして容量1.0μFで動作させる例を示している。 FIG. 16 shows an example in which two capacitors having a capacity of 0.5 μF are used in a series state during charging and operated at a capacity of 0.25 μF, and in a parallel state during discharging and operated at a capacity of 1.0 μF. There is.
図16(b)に示すように、この構成例では、放電時はコンデンサを直列接続から並列接続に切り替えることで、切り替え時に電圧値は半分になるが、その後、容量が大きいコンデンサを用いた放電により電圧値が緩やかに降下する、そのため、電圧値が、2~4.5Vの範囲にある時間は、84msである。図15(b)と比較すると、充電時のコンデンサの容量は同じながら、図16の切り替えにより、放電時に電力を使用できる時間が4倍以上に増える。 As shown in FIG. 16B, in this configuration example, the voltage value is halved at the time of switching by switching the capacitor from the series connection to the parallel connection at the time of discharging, but after that, discharging using a capacitor having a large capacity is performed. Therefore, the voltage value gradually drops, so that the time during which the voltage value is in the range of 2 to 4.5 V is 84 ms. Compared with FIG. 15B, the capacity of the capacitor at the time of charging is the same, but the switching of FIG. 16 increases the time during which the electric power can be used at the time of discharging more than four times.
図16に示したように、本発明の蓄電システムでは、コンデンサの直列接続・並列接続を切り替えることで、蓄電時に、高電圧で、高インピーダンスでインピーダンス整合して、エネルギーを蓄積する。一方、放電時は、IoTシステムなどに対して必要な電圧で、低インピーダンスでインピーダンス整合して、エネルギーを供給することができる。 As shown in FIG. 16, in the power storage system of the present invention, by switching between series connection and parallel connection of capacitors, energy is stored by impedance matching with high voltage and high impedance at the time of power storage. On the other hand, at the time of discharge, energy can be supplied by impedance matching with low impedance at a voltage required for an IoT system or the like.
<蓄電装置にコンデンサを多数設ける例>
上記は、蓄電装置1に2つのコンデンサを含む構成について説明したが、複数のコンデンサの数は2つに限られない。図17は、4つのコンデンサを直列に接続する回路の実施例について説明する図である。
<Example of installing a large number of capacitors in a power storage device>
The above has described the configuration in which the
図17は、4直並列切替えIC90の内部ブロック図である。
FIG. 17 is an internal block diagram of the 4 series /
直並切替えスイッチ部60は、図10の直並切替えスイッチ部6と対応しており、スイッチ群61、62、63で構成される。スイッチ群61、63は、コンデンサC1,C2,C3,C4を並列接続にするときにONとなり、直列接続にするときにOFFとなる。スイッチ群62は、コンデンサC1,C2,C3,C4を直列接続にするときにONとなり、並列接続にするときにOFFとなる。
The parallel / parallel
スイッチ80は出力スイッチ部8に対応する。
The
直並切替えタイミング制御部5Dは、図10の2つのコンデンサ切り替え用の直並列切替えタイミング制御部5Bと同様であるが、図18のようにカスコード接続してコンデンサを多段直列接続する場合には、マスター側とスレーブ側の切替えをするための切替え回路55が搭載されている。
The series-parallel switching
図18は、コンデンサ多段接続回路の実施例について説明する図である。 FIG. 18 is a diagram illustrating an embodiment of a capacitor multi-stage connection circuit.
図18において、コンデンサ多段接続回路90Eは、4直並列切替えマスターIC91と、4直並列切替えスレーブIC92、93、94、95で構成される。
In FIG. 18, the capacitor
マスターIC91に、図17のマスター/スレーブ切替え回路55を搭載することで、4つのIC92、93、94、95はスレーブICとしてカスコード接続できるよう構成し、それぞれの出力電圧Vout出力を4直並列切替えマスターIC91に接続でき多段接続が可能である。
By mounting the master /
このように、多段接続する場合、カスコード接続をマスタースレーブ方式で多段接続制御する。このように接続すると、より多段のコンデンサを接続することが出来、更なる高効率化が可能になる。 In this way, when connecting in multiple stages, the cascode connection is controlled in multiple stages by the master-slave method. By connecting in this way, it is possible to connect more multi-stage capacitors, which makes it possible to further improve efficiency.
上記の実施形態において、本発明の蓄電装置は、高電圧、低電流で切替え電圧を検出でき、高電圧、低電流で動作して直並接続を切替え、高効率で電力を蓄電することが可能である。 In the above embodiment, the power storage device of the present invention can detect the switching voltage at high voltage and low current, operate at high voltage and low current to switch the parallel connection, and can store power with high efficiency. Is.
なお、上記実施形態では、直並切替えタイミング制御部5が、ヒステリシス生成回路Hを内部に備えることで、制御信号φ1に対してヒストリシスを設けていたが、直並切替えタイミング制御部5でヒステリシスを設けることができれば、ヒステリシス生成回路は直並切替えタイミング制御部5以外に存在してもよい。
In the above embodiment, the series-parallel switching
以上、本発明の好ましい実施形態について詳述したが、本発明は係る特定の実施形態に限定されるものではなく、特許請求の範囲に記載された本発明の実施形態の要旨の範囲内において、種々の変形、変更が可能である。 Although the preferred embodiment of the present invention has been described in detail above, the present invention is not limited to the specific embodiment, and is within the scope of the gist of the embodiment of the present invention described in the claims. Various modifications and changes are possible.
1,1C 蓄電装置
2 発電素子
3 負荷回路
4 整流回路(整流部)
5,5D 直並切替えタイミング制御部(タイミング制御部)
6,60 直並切替えスイッチ部
7 蓄電部
8 出力スイッチ部(出力部)
9,90,90E 直並切替えIC
31 通信モジュール
32 センサー
50 直並列切替え制御部(電圧モニタ回路)
51,52 インバータ
61,62,63 スイッチ群
91 マスターIC
92,93,94,95 スレーブIC
100 蓄電システム
C1,C2,C3,C4 コンデンサ(蓄電デバイス)
H ヒステリシス生成回路
Tr1,Tr3 ディプリージョントランジスタ
Tr2,Tr4 Nchトランジスタ
1,1C
5,5D parallel / parallel switching timing control unit (timing control unit)
6,60 Parallel / parallel
9,90,90E series / parallel switching IC
31
51, 52
92,93,94,95 Slave IC
100 Power storage system C1, C2, C3, C4 Capacitor (power storage device)
H Hysteresis generation circuit Tr1, Tr3 Diplomat transistor Tr2, Tr4 Nch transistor
Claims (15)
複数の蓄電デバイスを有する蓄電部と、
前記複数の蓄電デバイスの直並列を切り替えるよう制御するタイミング制御部と、
前記タイミング制御部によって制御され、前記複数の蓄電デバイスの直並列を切り替える直並切替えスイッチ部と、を有し、
前記タイミング制御部は、ヒステリシス生成回路を含むことでヒステリシスを設けて、切り替えのタイミングを制御し、
前記ヒステリシス生成回路は、トランジスタと、抵抗と、インバータから成る
ことを特徴とする蓄電装置。 A power storage device connected to a power generation element and a load circuit.
A power storage unit with multiple power storage devices and
A timing control unit that controls the series-parallel switching of the plurality of power storage devices, and
It has a series-to-parallel switching switch unit that is controlled by the timing control unit and switches the series-parallel switching of the plurality of storage devices.
The timing control unit provides hysteresis by including a hysteresis generation circuit to control the switching timing.
The hysteresis generation circuit includes a transistor, a resistor, and an inverter.
A power storage device characterized by this.
ことを特徴とする請求項1に記載の蓄電装置。 The power storage device according to claim 1 , wherein the inverter includes a resistor and a series circuit of N-channel transistors.
ことを特徴とする請求項1に記載の蓄電装置。 The power storage device according to claim 1 , wherein the inverter includes a series circuit of a depth region transistor and an N channel transistor.
ことを特徴とする請求項1乃至3のいずれか一項に記載の蓄電装置。 The power storage device according to any one of claims 1 to 3 , wherein the parallel / parallel changeover switch unit has an analog switch.
前記タイミング制御部、前記直並切替えスイッチ部、及び前記出力部のインピーダンスの合計が、前記発電素子の内部インピーダンス以上である
ことを特徴とする請求項1乃至4のいずれか一項に記載の蓄電装置。 The power storage device has an output unit that outputs an output voltage to the load circuit.
The power storage according to any one of claims 1 to 4 , wherein the total impedance of the timing control unit, the parallel / parallel changeover switch unit, and the output unit is equal to or higher than the internal impedance of the power generation element. Device.
前記タイミング制御部が前記直並切替えスイッチ部を制御することで、蓄電動作のときに前記複数の蓄電デバイスを直列接続にして、監視されている前記入力電圧が第一の電圧に達した時点で並列接続にし、
放電動作のときに、監視されている前記入力電圧が前記第一の電圧よりも低い第二の電圧に達した時点で、前記複数の蓄電デバイスを直列接続にする
ことを特徴とする請求項1乃至5のいずれか一項に記載の蓄電装置。 The timing control unit has a voltage monitor circuit that monitors the input voltage to the power storage device.
When the timing control unit controls the parallel / parallel changeover switch unit, the plurality of power storage devices are connected in series during the power storage operation, and the monitored input voltage reaches the first voltage. Connect in parallel
During the discharge operation, when the monitored input voltage reaches a second voltage lower than the first voltage, the plurality of power storage devices are connected in series.
The power storage device according to any one of claims 1 to 5 , wherein the power storage device is characterized by the above.
前記タイミング制御部は、前記複数の直並列切替えスレーブICの出力電圧がそれぞれ接続される、直並列切替えマスターICであり、 The timing control unit is a series-parallel switching master IC to which the output voltages of the plurality of series-parallel switching slave ICs are connected.
前記複数の直並列切替えスレーブICは、カスコード接続されており、 The plurality of series-parallel switching slave ICs are cascode-connected.
前記直並列切替えマスターICは、前記複数の直並列切替えスレーブICを、マスタースレーブ方式で多段制御する The series-parallel switching master IC controls the plurality of series-parallel switching slave ICs in multiple stages by a master-slave method.
ことを特徴とする請求項1乃至6のいずれか一項に蓄電装置。 The power storage device according to any one of claims 1 to 6.
前記発電素子に接続される整流部と、
前記整流部の後段に接続される、請求項1乃至7のいずれか一項に記載の蓄電装置と、
負荷回路と、を有している
ことを特徴とする蓄電システム。 Power generation elements that generate electric power and
The rectifying unit connected to the power generation element and
The power storage device according to any one of claims 1 to 7, which is connected to the subsequent stage of the rectifying unit.
A power storage system characterized by having a load circuit.
ことを特徴とする請求項8に記載の蓄電システム。 The power storage system according to claim 8 , wherein a signal is sent from the load circuit to the power storage device.
ことを特徴とする請求項9に記載の蓄電システム。 The power storage system according to claim 9 , wherein the signal is a signal that changes a voltage with respect to the input of the hysteresis of the timing control unit.
ことを特徴とする請求項8乃至10のいずれか一項に記載の蓄電システム。 The power storage system according to any one of claims 8 to 10 , wherein the amount of power generated by the power generation element is a power generation voltage of 10 V to 1000 V, and the power generation current is 50 nA to 100 μA.
ことを特徴とする請求項8乃至11のいずれか一項に記載の蓄電システム。 The power generation element is a power generation element that generates power by friction due to deformation and vibration.
The power storage system according to any one of claims 8 to 11 .
ことを特徴とする請求項8乃至11のいずれか一項に記載の蓄電システム。 The power generation element is a power generation rubber that generates power by deformation and vibration.
The power storage system according to any one of claims 8 to 11 .
ことを特徴とする請求項8乃至11のいずれか一項に記載の蓄電システム。 The power storage system according to any one of claims 8 to 11 , wherein the power generation element is a power generation element that generates power by pressure due to deformation and vibration.
ことを特徴とする請求項8乃至11のいずれか一項に記載の蓄電システム。 The power storage system according to any one of claims 8 to 11 , wherein the power generation element is a power generation element that generates power by electrostatic induction due to deformation and vibration.
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