JP7083929B2 - Ｄｃ－ｄｃコンバータ - Google Patents

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Description

本発明はＤＣ－ＤＣコンバータに関し、より詳しくは、入力電圧の変化にも安定的に出力電圧を生成することができるＤＣ－ＤＣコンバータに関する。
表示装置は、バッテリー電圧を表示パネル用直流電圧に変換するためのＤＣ－ＤＣコンバータを含む。バッテリー電圧は高容量を追求しながら徐々に増加している。
また、バッテリー高容量技術が開発されるにつれてバッテリー電圧範囲が高まるか、または高速充電などの要求によってアダプタ電圧は、やはり増加している。
前記バッテリー電圧及び前記アダプタ電圧の増加によってＤＣ－ＤＣコンバータの安定性が減少することがある。特に、前記バッテリー電圧や前記アダプタ電圧の増加によって前記ＤＣ－ＤＣコンバータの入力電圧が前記ＤＣ－ＤＣコンバータの出力電圧より大きくなる場合、前記ＤＣ－ＤＣコンバータは安定的に出力電圧を生成し難いという問題がある。
本発明の技術的課題はこのような点から案出したものであって、本発明の目的は、入力電圧によってコンバーティングモードを変更して安定的に出力電圧を生成することができるＤＣ－ＤＣコンバータを提供することにある。
前記の本発明の目的を実現するためになされた本発明によるＤＣ－ＤＣコンバータは、ＤＣ－ＤＣコンバータであって、入力電圧に基づいて第１電源電圧を生成する、ブーストコンバータである第１コンバーティング部を有し、前記第１コンバーティング部は、第１電極が第１ノードに接続され、第２電極が接地される第１スイッチング素子と、第１電極が前記第１ノードに接続され、第２電極が出力電圧を出力する出力端子に接続される第２スイッチング素子と、一端が前記入力電圧が印加される入力端子に接続され、他端が前記第１ノードに接続されるインダクタと、前記入力電圧に基づいて第１モード、第２モード、及び第３モードのうち、いずれか１つをコンバーティングモードとして選択するモード選択回路と、前記第１スイッチング素子の制御電極及び前記第２スイッチング素子の制御電極が接続され、前記コンバーティングモードに基づいて前記第１スイッチング素子を制御する第１スイッチング制御信号、及び前記コンバーティングモードに基づいて前記第２スイッチング素子を制御する第２スイッチング制御信号を生成するコントローラと、を含み、前記第１モードでは、前記第１スイッチング素子は前記第１スイッチング制御信号によりターンオン及びターンオフ状態を繰り返し、前記第２スイッチング素子は前記第２スイッチング制御信号によりターンオン及びターンオフ状態を繰り返し、前記第２モードでは、前記第１スイッチング素子は前記第１スイッチング制御信号によりターンオン及びターンオフ状態を繰り返し、前記第２スイッチング素子は前記第２スイッチング制御信号によりターンオフ状態を維持し、前記第３モードでは、前記第１スイッチング素子は前記第１スイッチング制御信号によりターンオン及びターンオフ状態を繰り返し、前記第２スイッチング素子は前記第２スイッチング制御信号によりターンオン状態を維持することを特徴とする。
本発明の一実施形態において、前記モード選択回路は前記入力電圧が第１基準電圧未満から前記第１基準電圧以上に増加する時、前記コンバーティングモードを前記第１モードから前記第２モードに変更することができる。
本発明の一実施形態において、前記モード選択回路は前記入力電圧が第２基準電圧以上から前記第２基準電圧未満に減少する時、前記コンバーティングモードを前記第２モードから前記第１モードに変更することができる。前記第２基準電圧は、前記第１基準電圧と相異することがある。
本発明の一実施形態において、前記モード選択回路は前記入力電圧が第１基準電圧未満から前記第１基準電圧以上に増加する時、前記コンバーティングモードを前記第１モードから前記第２モードに変更することができる。
本発明の一実施形態において、前記モード選択回路は前記入力電圧が第２基準電圧以上から前記第２基準電圧未満に減少する時、前記コンバーティングモードを前記第２モードから前記第１モードに変更することができる。前記第２基準電圧は前記第１基準電圧と相異することがある。
本発明の一実施形態において、前記モード選択回路は前記入力電圧が第３基準電圧未満から前記第３基準電圧以上に増加する時、前記コンバーティングモードを前記第２モードから前記第３モードに変更することができる。前記第３基準電圧は前記第１基準電圧より大きいことがある。
本発明の一実施形態において、前記モード選択回路は前記入力電圧が第４基準電圧以上から前記第４基準電圧未満に減少する時、前記コンバーティングモードを前記第３モードから前記第２モードに変更することができる。前記第４基準電圧は前記第２基準電圧より大きいことがある。前記第４基準電圧は前記第３基準電圧と相異することがある。
本発明の一実施形態において、前記コンバーティングモードが前記第１モードの時、前記ＤＣ－ＤＣコンバータは連続伝導モード（Ｃｏｎｔｉｎｕｏｕｓ ｃｏｎｄｕｃｔｉｏｎ ｍｏｄｅ）の電流モードで出力電圧を生成することができる。前記コンバーティングモードが前記第２モードの時、前記ＤＣ－ＤＣコンバータはパルススキップモード（Ｐｕｌｓｅ ｓｋｉｐ ｍｏｄｅ）、不連続伝導モード（Ｄｉｓｃｏｎｔｉｎｕｏｕｓ ｃｏｎｄｕｃｔｉｏｎ ｍｏｄｅ）、及び前記連続伝導モード（Ｃｏｎｔｉｎｕｏｕｓ ｃｏｎｄｕｃｔｉｏｎ ｍｏｄｅ）のうち、いずれか１つの前記電流モードで前記出力電圧を生成することができる。
本発明の一実施形態において、前記ＤＣ－ＤＣコンバータは前記コンバーティングモードが前記第２モードから前記第１モードに切り換えられる時、前記電流モードが前記パルススキップモード（Ｐｕｌｓｅ ｓｋｉｐ ｍｏｄｅ）の場合、前記電流モードを前記パルススキップモード（Ｐｕｌｓｅ ｓｋｉｐ ｍｏｄｅ）、前記不連続伝導モード（Ｄｉｓｃｏｎｔｉｎｕｏｕｓ ｃｏｎｄｕｃｔｉｏｎ ｍｏｄｅ）、及び前記連続伝導モード（Ｃｏｎｔｉｎｕｏｕｓ ｃｏｎｄｕｃｔｉｏｎ ｍｏｄｅ）に順次に切換させる適応型ローダ回路をさらに含むことができる。
本発明の一実施形態において、前記適応型ローダ回路は第３スイッチング素子、前記第３スイッチング素子に連結されるロード抵抗、及び前記第３スイッチング素子のスイッチングを制御するモードディテクタを含むことができる。前記コンバーティングモードが前記第２モードから前記第１モードに切り換えられる時、前記電流モードが前記パルススキップモード（Ｐｕｌｓｅ ｓｋｉｐ ｍｏｄｅ）の場合、第３スイッチング素子がターンオンされて前記パルススキップモード（Ｐｕｌｓｅ ｓｋｉｐ ｏｄｅ）を前記不連続伝導モード（Ｄｉｓｃｏｎｔｉｎｕｏｕｓ ｃｏｎｄｕｃｔｉｏｎ ｍｏｄｅ）に変えることができる。前記コンバーティングモードが前記第１モードの時には、前記第３スイッチング素子はターンオフできる。
一実施形態に係るＤＣ－ＤＣコンバーティング方法は、入力電圧に基づいて第１モード及び第２モードのうち、いずれか１つをコンバーティングモードとして選択するステップ、及び前記コンバーティングモードに基づいて第１スイッチング素子を制御する第１スイッチング制御信号及び前記コンバーティングモードに基づいて第２スイッチング素子を制御する第２スイッチング制御信号を生成するステップを含む。
一実施形態において、前記第１モードで、前記第１スイッチング素子は前記第１スイッチング制御信号によりターンオン及びターンオフ状態を繰り返し、前記第２スイッチング素子は前記第２スイッチング制御信号によりターンオン及びターンオフ状態を繰り返すことができる。
一実施形態において、前記第２モードで、前記第１スイッチング素子は前記第１スイッチング制御信号によりターンオン及びターンオフ状態を繰り返し、前記第２スイッチング素子は前記第２スイッチング制御信号によりターンオフ状態を維持することができる。
一実施形態において、前記コンバーティングモードを選択するステップは前記入力電圧に基づいて前記第１モード、前記第２モード、及び第３モードのうち、いずれか１つを前記コンバーティングモードとして選択することができる。
一実施形態において、前記第３モードで、前記第１スイッチング素子は前記第１スイッチング制御信号によりターンオン及びターンオフ状態を繰り返し、前記第２スイッチング素子は前記第２スイッチング制御信号によりターンオン状態を維持することができる。
一実施形態に係る表示装置は、表示パネル、スキャンドライバ、データドライバ、及び電源生成部を含む。前記表示パネルは複数のスキャンライン、複数のデータライン、及び前記スキャンライン、及び前記データラインに連結される複数のピクセルを含む。前記スキャンドライバは、前記スキャンラインにスキャン信号を出力する。前記データドライバは、前記データラインにデータ電圧を提供する。前記電源生成部は、前記表示パネルに電源電圧を提供する。前記電源生成部は、ＤＣ－ＤＣコンバータを含む。前記ＤＣ－ＤＣコンバータは、第１スイッチング素子、第２スイッチング素子、モード選択回路、及びコントローラを含む。前記第２スイッチング素子は、前記第１スイッチング素子と連結される。前記モード選択回路は、入力電圧に基づいて第１モード及び第２モードのうち、いずれか１つをコンバーティングモードとして選択する。前記コントローラは、前記コンバーティングモードに基づいて前記第１スイッチング素子を制御する第１スイッチング制御信号、及び前記コンバーティングモードに基づいて前記第２スイッチング素子を制御する第２スイッチング制御信号を生成する。
このようなＤＣ－ＤＣコンバータ、これを用いたＤＣ－ＤＣコンバーティング方法、及びこれを含む表示装置によれば、入力電圧のレベルに従って前記ＤＣ－ＤＣコンバータは、同期モード、非同期ダイオードモード、及び非同期ＶＧＳモードで動作して前記入力電圧が前記出力電圧を超える場合にも安定的に前記出力電圧を生成することができる。
また、前記各コンバーティングモードの進入しきい電圧と進出しきい電圧を異なるように形成して、しきい電圧の近隣で前記コンバーティングモードが繰り返して変更される現象を防止することができる。
本発明の一実施形態に係る表示装置を示すブロック図である。 図１の表示パネルの画素構造を示す回路図である。 図１の電源生成部を示すブロック図である。 図３のＤＣ－ＤＣコンバータを示すブロック図である。 図４の第１コンバーティング部が第１モードで動作する時を示す回路図である。 図４の第１コンバーティング部が前記第１モードで動作する時を示すタイミング図である。 図４の第１コンバーティング部が第２モードで動作する時を示す回路図である。 図４の第１コンバーティング部が前記第２モードで動作する時を示すタイミング図である。 図４の第１コンバーティング部が第３モードで動作する時を示す回路図である。 図４の第１コンバーティング部が前記第３モードで動作する時を示すタイミング図である。 本発明の他の実施形態に係る第１コンバーティング部を示す回路図である。 図８の第１コンバーティング部の電流モードのうち、パルススキップモードを示すタイミング図である。 図８の第１コンバーティング部の電流モードのうち、不連続伝導モードを示すタイミング図である。 図８の第１コンバーティング部の電流モードのうち、連続伝導モードを示すタイミング図である。 図８の第１コンバーティング部が第２モードのコンバーティングモード及びパルススキップモードの電流モードで動作してから第１モードのコンバーティングモード及び連続伝導モードの電流モードに移動する時を示すタイミング図である。 図８の第１コンバーティング部が第２モードのコンバーティングモード及び不連続伝導モードの電流モードで動作してから第１モードのコンバーティングモード及び連続伝導モードの電流モードに移動する時を示すタイミング図である。 本発明の一実施形態に係るＤＣ－ＤＣコンバーティング方法を示すフローチャートである。 出力電圧が４．６Ｖの時、図１１のＤＣ－ＤＣコンバーティング方法を示すタイミング図である。 出力電圧が５．０Ｖの時、図１１のＤＣ－ＤＣコンバーティング方法を示すタイミング図である。
以下、添付した図面を参照して、本発明の好ましい実施形態をより詳細に説明する。図面上の同一な構成要素に対しては同一な参照符号を使用し、同一な構成要素に対して重複する説明は省略する。
図１は、本発明の一実施形態に係る表示装置を示すブロック図である。
図１を参照すると、前記表示装置は、表示パネル１００、タイミング制御部２００、スキャン駆動部３００、データ駆動部４００、及び電源生成部５００を含むことができる。
本発明の一実施形態において、前記タイミング制御部２００、前記スキャン駆動部３００、前記データ駆動部４００、及び前記電源生成部５００は、１つの集積回路（Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ Ｃｉｒｃｕｉｔ；ＩＣ）チップで具現できる。
本発明の一実施形態において、前記スキャン駆動部３００は前記表示パネル１００上に実装されるか、または前記表示パネル１００上に集積できる。また、前記データ駆動部４００は前記表示パネル１００上に実装されるか、または前記表示パネル１００上に集積できる。
前記表示パネル１００は映像を表示する。前記表示パネル１００は複数のスキャン配線（ＳＬ１からＳＬＮ）、複数のデータ配線（ＤＬ１からＤＬＭ）及び前記スキャン配線（ＳＬ１からＳＬＮ）及びデータ配線（ＤＬ１からＤＬＭ）に連結される複数のサブ画素Ｐを含む。例えば、前記サブ画素Ｐはマトリックス形態に配置できる。
本発明の一実施形態において、前記スキャン配線の個数はＮ個でありうる。前記データ配線の個数はＭ個でありうる。Ｎ及びＭは自然数である。本発明の一実施形態において、前記サブ画素Ｐの個数はＮ×Ｍ個でありうる。本発明の一実施形態において、３個のサブ画素Ｐが１つの画素をなすことができ、前記画素の個数はＮ×Ｍの１／３でありうる。
前記表示パネル１００は前記複数のスキャン配線（ＳＬ１からＳＬＮ）を通じて前記スキャン駆動部３００と連結され、前記複数のデータ配線（ＤＬ１からＤＬＭ）を通じて前記データ駆動部４００と連結される。
また、前記表示パネル１００は前記電源生成部５００から第１電源電圧（ＥＬＶＤＤ）及び第２電源電圧（ＥＬＶＳＳ）の供給を受ける。前記第１電源電圧（ＥＬＶＤＤ）は、前記サブ画素Ｐの有機発光素子の第１電極に印加できる。前記第２電源電圧（ＥＬＶＳＳ）は前記サブ画素Ｐの前記有機発光素子の第２電極に印加できる。前記表示パネル１００の画素構造に対しては図２を参照して詳細に説明する。
前記タイミング制御部２００は、前記スキャン駆動部３００の駆動タイミングを制御するための第１制御信号（ＣＯＮＴ１）を生成して前記スキャン駆動部３００に出力する。前記タイミング制御部２００は、前記データ駆動部４００の駆動タイミングを制御するための第２制御信号（ＣＯＮＴ２）を生成して前記データ駆動部４００に出力する。
前記スキャン駆動部３００は、前記タイミング制御部２００から入力を受けた前記第１制御信号（ＣＯＮＴ１）に応答して前記スキャン配線（ＳＬ１からＳＬＮ）を駆動するためのスキャン信号を生成する。前記スキャン駆動部３００は、前記スキャン信号を前記スキャン配線（ＳＬ１からＳＬＮ）に順次に出力することができる。
前記データ駆動部４００は、前記タイミング制御部２００から入力を受けた前記第２制御信号（ＣＯＮＴ２）に応答して前記データ配線（ＤＬ１からＤＬＭ）を駆動するためのデータ信号を生成する。前記データ駆動部４００は、前記データ信号を前記データ配線（ＤＬ１からＤＬＭ）に出力する。
電源生成部５００は、第１電源電圧（ＥＬＶＤＤ）及び第２電源電圧（ＥＬＶＳＳ）を生成する。前記電源生成部５００は、前記第１電源電圧（ＥＬＶＤＤ）及び第２電源電圧（ＥＬＶＳＳ）を前記表示パネル１００に提供する。
前記第１電源電圧（ＥＬＶＤＤ）は、前記サブ画素Ｐの前記有機発光素子の前記第１電極に印加され、前記第２電源電圧（ＥＬＶＳＳ）は前記有機発光素子の前記サブ画素Ｐの前記第２電極に印加される。例えば、前記第１電源電圧（ＥＬＶＤＤ）は前記第２電源電圧（ＥＬＶＳＳ）より大きいことがある。
前記電源生成部５００は、前記第１電源電圧（ＥＬＶＤＤ）及び前記第２電源電圧（ＥＬＶＳＳ）を生成するためのＤＣ－ＤＣコンバータを含むことができる。前記電源生成部５００に対しては図３から図７ｂを参照して詳細に説明する。
図２は、図１の表示パネル１００の画素構造を示す回路図である。
図１及び図２を参照すると、前記サブ画素Ｐは、第１ピクセルスイッチング素子Ｔ１、第２ピクセルスイッチング素子Ｔ２、格納キャパシタＣＳ、及び有機発光素子ＯＬＥＤを含む。
前記第１ピクセルスイッチング素子Ｔ１は、薄膜トランジスタでありうる。前記第１ピクセルスイッチング素子Ｔ１は、スキャン配線（ＳＬ１）に連結される制御電極、データ配線（ＤＬ１）に連結される入力電極、及び前記第２ピクセルスイッチング素子Ｔ２の制御電極に連結される出力電極を含む。
前記第１ピクセルスイッチング素子Ｔ１の前記制御電極は、ゲート電極でありうる。前記第１ピクセルスイッチング素子Ｔ１の前記入力電極は、ソース電極でありうる。前記第１ピクセルスイッチング素子Ｔ１の前記出力電極は、ドレイン電極でありうる。
前記第２ピクセルスイッチング素子Ｔ２は、前記第１ピクセルスイッチング素子Ｔ１の前記出力電極に連結される制御電極、前記第１電源電圧（ＥＬＶＤＤ）が印加される入力電極、及び前記有機発光素子ＯＬＥＤの第１電極に連結される出力電極を含む。
前記第２ピクセルスイッチング素子Ｔ２は、薄膜トランジスタでありうる。前記第２ピクセルスイッチング素子Ｔ２の前記制御電極は、ゲート電極でありうる。前記第２ピクセルスイッチング素子Ｔ２の前記入力電極は、ソース電極でありうる。前記第２ピクセルスイッチング素子Ｔ２の前記出力電極は、ドレイン電極でありうる。
前記格納キャパシタＣＳの第１段は前記第２ピクセルスイッチング素子Ｔ２の前記入力電極に連結され、前記格納キャパシタＣＳの第２段は前記第１ピクセルスイッチング素子Ｔ１の前記出力電極に連結される。
前記有機発光素子ＯＬＥＤの前記第１電極は前記第２ピクセルスイッチング素子Ｔ２の前記出力電極に連結され、前記有機発光素子ＯＬＥＤの前記第２電極には第２電源電圧（ＥＬＶＳＳ）が印加される。
前記有機発光素子ＯＬＥＤの前記第１電極は、アノード電極でありうる。前記有機発光素子ＯＬＥＤの前記第２電極は、カソード電極でありうる。
前記サブ画素Ｐは、前記スキャン信号、前記データ信号、前記第１電源電圧（ＥＬＶＤＤ）、及び前記第２電源電圧（ＥＬＶＳＳ）を受信して前記データ信号に相応する輝度で前記有機発光素子ＯＬＥＤを発光させて映像を表示する。
図３は、図１の電源生成部５００を示すブロック図である。図４は、図３のＤＣ－ＤＣコンバータ５４０を示すブロック図である。
図１から図４を参照すると、前記電源生成部５００は電源管理部５２０及びＤＣ－ＤＣコンバータ５４０を含むことができる。前記電源管理部５２０は、充電ブロック５２２を含むことができる。
前記充電ブロック５２２は、アダプタ（ＴＡ）８００及びバッテリーパック７００に連結できる。前記アダプタ８００が充電ブロック５２２に連結された場合、前記アダプタ８００の電流（ＩＳＹＳ、ＩＣＨＧ）は前記ＤＣ－ＤＣコンバータ５４０及び前記バッテリーパック７００に分かれて流れる。前記ＤＣ－ＤＣコンバータ５４０に流れる電流（ＩＳＹＳ）は前記ＤＣ－ＤＣコンバータ５４０を駆動し、前記バッテリーパック７００に流れる電流（ＩＣＨＧ）は前記バッテリーパック７００を充電する。
前記充電ブロック５２２は前記アダプタ８００に連結されて、システム電圧（ＶＳＹＳ）を前記ＤＣ－ＤＣコンバータ５４０に出力する第１スイッチング部（ＢＵＣＫ ＣＯＮ．）を含むことができる。
前記充電ブロック５２２は前記バッテリーパック７００に連結されて、バッテリー電圧（ＶＢＡＴ）を前記ＤＣ－ＤＣコンバータ５４０に出力する第２スイッチング部ＳＷを含むことができる。
前記ＤＣ－ＤＣコンバータ５４０は前記充電ブロック５２２に連結されて、入力電圧（ＶＩＮ）を受信する。前記アダプタ８００により駆動される時と前記バッテリーパック７００により駆動される時、前記入力電圧（ＶＩＮ）は互いに変わることがある。例えば、前記アダプタ８００により駆動される時、前記入力電圧（ＶＩＮ）は前記システム電圧（ＶＳＹＳ）である。例えば、前記バッテリーパック７００により駆動される時、前記入力電圧（ＶＩＮ）は前記バッテリー電圧（ＶＢＡＴ）である。
前記ＤＣ－ＤＣコンバータ５４０は、前記入力電圧（ＶＩＮ）に基づいて前記第１電源電圧（ＥＬＶＤＤ）を生成する第１コンバーティング部５４２、及び前記入力電圧（ＶＩＮ）に基づいて前記第２電源電圧（ＥＬＶＳＳ）を生成する第２コンバーティング部５４４を含むことができる。
例えば、前記第１コンバーティング部５４２はブーストコンバータでありうる。例えば、前記第２コンバーティング部５４４はインバーティングバック－ブーストコンバータでありうる。
例えば、前記システム電圧（ＶＳＹＳ）は前記バッテリー電圧（ＶＢＡＴ）より大きいことがある。例えば、前記システム電圧（ＶＳＹＳ）は前記第１コンバーティング部５４２の出力電圧（ＥＬＶＤＤ）より大きいことがある。例えば、前記バッテリー電圧（ＶＢＡＴ）は前記第１コンバーティング部５４２の前記出力電圧（ＥＬＶＤＤ）より小さいことがある。例えば、前記システム電圧（ＶＳＹＳ）は約４．８Ｖでありうる。例えば、前記バッテリー電圧（ＶＢＡＴ）は約４．４Ｖでありうる。例えば、前記第１コンバーティング部５４２の前記出力電圧（ＥＬＶＤＤ）は約４．６Ｖでありうる。
前記第１コンバーティング部５４２は低電圧を高電圧に変換するブーストコンバータであるので、前記第１コンバーティング部５４２の前記入力電圧（ＶＩＮ）が前記第１コンバーティング部５４２の前記出力電圧（ＥＬＶＤＤ）より大きい場合、正常な動作が困難でありうる。
本実施形態において、前記ＤＣ－ＤＣコンバータ５４０の前記第１コンバーティング部５４２は前記入力電圧（ＶＩＮ）によって互いに異なるモードで動作して、前記第１コンバーティング部５４２の前記入力電圧（ＶＩＮ）が前記出力電圧（ＥＬＶＤＤ）より大きい場合にも安定的に前記出力電圧（ＥＬＶＤＤ）を生成することができる。
前記電源生成部５００は、インダクタＬ１、キャパシタＣ１、及び抵抗Ｒｓを含むことができる。前記インダクタＬ１の第１段は前記充電ブロック５２２の出力端子に連結できる。前記インダクタＬ１の第２段は前記ＤＣ－ＤＣコンバータ５４０の入力端子に連結できる。前記キャパシタＣ１の第１段は前記ＤＣ－ＤＣコンバータ５４０の入力端子に連結できる。前記キャパシタＣ１の第２段は接地に連結できる。前記抵抗Ｒｓの第１段は前記充電ブロック５２２のバッテリー入力端子に連結できる。前記抵抗Ｒｓの第２段は前記バッテリーパック７００に連結できる。
図５ａは、図４の第１コンバーティング部５４２が前記第１モードで動作する時を示す回路図である。図５ｂは、図４の第１コンバーティング部５４２が前記第１モードで動作する時を示すタイミング図である。図６ａは、図４の第１コンバーティング部５４２が第２モードで動作する時を示す回路図である。図６ｂは、図４の第１コンバーティング部５４２が前記第２モードで動作する時を示すタイミング図である。図７ａは、図４の第１コンバーティング部５４２が第３モードで動作する時を示す回路図である。図７ｂは、図４の第１コンバーティング部５４２が前記第３モードで動作する時を示すタイミング図である。
図５ａから図５ｂを参照すると、前記第１コンバーティング部５４２は、第１スイッチング素子Ｍ１、第２スイッチング素子Ｍ２、モード選択回路ＭＳＣ、及びコントローラＰＣを含む。前記第１コンバーティング部５４２は、インダクタＬ１、第１ダイオードＤ１、第２ダイオードＤ２、比較器ＣＰ、出力キャパシタＣ２、及びフィードバック回路をさらに含むことができる。
前記インダクタＬ１の第１段は前記入力電圧（ＶＩＮ）が印加される入力端子に連結される。前記インダクタＬ１の第２段は第１ノードＬＸ１に連結される。
前記第１スイッチング素子Ｍ１の制御電極は、前記コントローラＰＣに連結される。前記第１スイッチング素子Ｍ１の第１電極は、前記第１ノードＬＸ１に連結される。前記第１スイッチング素子Ｍ１の第２電極は、接地に連結される。
前記第１スイッチング素子Ｍ１の前記第１電極は、第１ダイオードＤ１のカソード電極に連結できる。前記第１スイッチング素子Ｍ１の前記第２電極は、前記第１ダイオードＤ１のアノード電極に連結できる。例えば、前記第１スイッチング素子Ｍ１は、トランジスタでありうる。例えば、前記第１スイッチング素子Ｍ１は、Ｎ型トランジスタでありうる。前記第１ダイオードＤ１は、前記トランジスタのボディーダイオードでありうる。
前記第２スイッチング素子Ｍ２の制御電極は、前記コントローラＰＣに連結される。前記第２スイッチング素子Ｍ２の第１電極は、前記第１ノードＬＸ１に連結される。前記第２スイッチング素子Ｍ２の第２電極は、前記出力電圧（ＥＬＶＤＤ）が出力される出力端子に連結される。
前記第２スイッチング素子Ｍ２の前記第１電極は、第２ダイオードＤ２のアノード電極に連結できる。前記第２スイッチング素子Ｍ２の前記第２電極は、前記第２ダイオードＤ２のカソード電極に連結できる。前記第２スイッチング素子Ｍ２は、トランジスタでありうる。例えば、前記第２スイッチング素子Ｍ２はＰ型トランジスタでありうる。前記第２ダイオードＤ２は、前記トランジスタのボディーダイオードでありうる。
前記モード選択回路ＭＳＣは、基準電圧生成部ＶＧ及びモード選択器ＭＳを含む。前記基準電圧生成部ＶＧは、前記入力電圧（ＶＩＮ）の入力を受けて前記第１コンバーティング部５４２のコンバーティングモードを決定する基準電圧を生成する。
前記基準電圧生成部ＶＧは、前記入力電圧（ＶＩＮ）に基づいて前記第１モードで前記第２モードの進入を決定する第１基準電圧（ＶＤＥＮ）を生成することができる。前記第１基準電圧（ＶＤＥＮ）は、第１可変抵抗ＶＲ１を用いて生成できる。前記基準電圧生成部ＶＧは、前記入力電圧（ＶＩＮ）に基づいて前記第２モードから前記第１モードへの進出を決定する第２基準電圧（ＶＤＥＸ）を生成することができる。前記第２基準電圧（ＶＤＥＸ）は、第２可変抵抗ＶＲ２を用いて生成できる。
前記入力電圧（ＶＩＮ）、前記第１基準電圧（ＶＤＥＮ）、及び前記第２基準電圧（ＶＤＥＸ）は、前記モード選択器ＭＳに入力される。前記モード選択器ＭＳは、前記入力電圧（ＶＩＮ）を前記第１基準電圧（ＶＤＥＮ）及び前記第２基準電圧（ＶＤＥＸ）と比較して前記コンバーティングモード（ＳＥＬＭＯＤＥ）を出力する。
前記モード選択器ＭＳは、前記入力電圧（ＶＩＮ）が第１基準電圧（ＶＤＥＮ）未満から前記第１基準電圧（ＶＤＥＮ）以上に増加する時、前記コンバーティングモード（ＳＥＬＭＯＤＥ）を前記第１モードから前記第２モードに変更することができる。前記第１基準電圧（ＶＤＥＮ）は、前記第２モードの進入しきい電圧として定義することができる。
前記モード選択器ＭＳは、前記入力電圧（ＶＩＮ）が第２基準電圧（ＶＤＥＸ）以上から前記第２基準電圧（ＶＤＥＸ）未満に減少する時、前記コンバーティングモード（ＳＥＬＭＯＤＥ）を前記第２モードから前記第１モードに変更することができる。前記第２基準電圧（ＶＤＥＸ）は、前記第２モードの進出しきい電圧として定義することができる。
例えば、前記第２基準電圧（ＶＤＥＸ）は前記第１基準電圧（ＶＤＥＮ）と相異することができる。例えば、前記第２基準電圧（ＶＤＥＸ）は前記第１基準電圧（ＶＤＥＮ）より小さいことがある。前記第２モードの進入しきい電圧（ＶＤＥＮ）と進出しきい電圧（ＶＤＥＸ）を異なるように形成してしきい電圧の近隣で前記コンバーティングモードが繰り返し変更される現象を防止することができる。
前記第１モードは、同期モード（Ｓｙｎｃｈｒｏｎｏｕｓ ｍｏｄｅ）でありうる。前記第１モードで、前記第１スイッチング素子Ｍ１は前記第１スイッチング制御信号（ＣＯＮＳ１）によりターンオン及びターンオフ状態を繰り返し、前記第２スイッチング素子Ｍ２は前記第２スイッチング制御信号（ＣＯＮＳ２）によりターンオン及びターンオフ状態を繰り返す。
前記第１モードは前記第１スイッチング素子Ｍ１と前記第２スイッチング素子Ｍ２のターンオン及びターンオフは相互同期されるので、前記第１モードは同期モードと呼ぶことができる。
例えば、前記第１スイッチング素子Ｍ１がターンオンされる時、前記第２スイッチング素子Ｍ２はターンオフされ、前記第１スイッチング素子Ｍ１がターンオフされる時、前記第２スイッチング素子Ｍ２はターンオンできる。
図５ｂを見ると、前記第１コンバーティング部５４２は前記第１モードのみで動作する（ｔ１からｔ６）。例えば、この際、前記入力電圧（ＶＩＮ）は前記第１基準電圧（ＶＤＥＮ）未満でありうる。
前記第１モードは同期モードであり、この時の出力電圧（ＶＯＵＴ）は前記第１電源電圧（ＥＬＶＤＤ）である。
前記第２モードは非同期ダイオードモード（Ａｓｙｎｃｈｒｏｎｏｕｓ ｄｉｏｄｅ ｍｏｄｅ）でありうる。前記第２モードで、前記第１スイッチング素子Ｍ１は前記第１スイッチング制御信号（ＣＯＮＳ１）によりターンオン及びターンオフ状態を繰り返し、前記第２スイッチング素子Ｍ２は前記第２スイッチング制御信号（ＣＯＮＳ２）によりターンオフ状態を維持することができる。
前記第２モードで、前記第１スイッチング素子Ｍ１と前記第２スイッチング素子Ｍ２のターンオン及びターンオフは相互同期されないので、前記第２モードは非同期モードと呼ぶことができる。前記第２モードで、前記第２スイッチング素子Ｍ２はターンオフした状態で前記第２スイッチング素子Ｍ２の前記ボディーダイオードＤ２を通じて電流を通過させるので、前記第２モードは非同期ダイオードモードと呼ぶことができる。
図６ｂを見ると、前記第１コンバーティング部５４２は前記第１モードで動作してから（ｔ１からｔ６）、前記第２モードに変更される（ｔ７からｔ１０）。例えば、この際、前記入力電圧（ＶＩＮ）は前記ｔ１からｔ６区間までは前記第１基準電圧（ＶＤＥＮ）未満であったが、前記ｔ７で前記第１基準電圧（ＶＤＥＮ）以上に増加することができる。
前記第２モードは非同期ダイオードモードであり、この時の出力電圧（ＶＯＵＴ）は前記第１電源電圧（ＥＬＶＤＤ）である。前記第１ノードＬＸ１の電圧は前記第１電源電圧（ＥＬＶＤＤ）に前記第２ダイオードＤ２のフォワードドロップ電圧（Ｖｆ）を合した値である。例えば、前記第２ダイオードＤ２の前記フォワードドロップ電圧（Ｖｆ）は約０．５Ｖでありうる。
前記入力電圧（ＶＩＮ）が上昇して前記第１コンバーティング部５４２が前記第１モードで動作するための最小オンデューティが足りなくなると、前記インダクタＬ１の両端の電圧差が小さく、前記第１スイッチング素子Ｍ１及び前記第２スイッチング素子Ｍ２は、正常なスイッチング動作を行うことができなくなる。
前記入力電圧（ＶＩＮ）が前記第１基準電圧（ＶＤＥＮ）以上に増加する時、前記第１コンバーティング部５４２の前記コンバーティングモードを前記第２モードに変更すれば、前記入力電圧（ＶＩＮ）が前記設計された最小オンデューティに到達する前に、前記第２スイッチング素子Ｍ２を常にオフするようになる。前記第２スイッチング素子Ｍ２を常にオフするようになれば、前記第２スイッチング素子Ｍ２のボディーダイオードＤ２を通じてフリーホイーリング（ｆｒｅｅｗｈｅｅｌｉｎｇ）することができる。
前記第２モードでは、前記第２ダイオードＤ２のフォワードドロップ電圧（Ｖｆ）だけ損失が発生して前記最小オンデューティが増加する効果が発生する。前記第１ノードＬＸ１の電圧は前記第２ダイオードＤ２のフォワードドロップ電圧（Ｖｆ）だけ増加して前記インダクタＬ１の両端の電圧差を高めてスイッチングレギュレーションを可能にする。
前記基準電圧生成部ＶＧは、前記入力電圧（ＶＩＮ）に基づいて前記第２モードで前記第３モードの進入を決定する第３基準電圧（ＶＶＥＮ）をさらに生成することができる。
前記第３基準電圧（ＶＶＥＮ）は、第３可変抵抗ＶＲ３を用いて生成できる。前記基準電圧生成部ＶＧは、前記入力電圧（ＶＩＮ）に基づいて前記第３モードから前記第２モードへの進出を決定する第４基準電圧（ＶＶＥＸ）を生成することができる。前記第４基準電圧（ＶＶＥＸ）は、第４可変抵抗ＶＲ４を用いて生成できる。
前記入力電圧（ＶＩＮ）、前記第１基準電圧（ＶＤＥＮ）、前記第２基準電圧（ＶＤＥＸ）、前記第３基準電圧（ＶＶＥＮ）、及び前記第４基準電圧（ＶＶＥＸ）は、前記モード選択器ＭＳに入力される。前記モード選択器ＭＳは、前記入力電圧（ＶＩＮ）を前記第１基準電圧（ＶＤＥＮ）、前記第２基準電圧（ＶＤＥＸ）、前記第３基準電圧（ＶＶＥＮ）、及び前記第４基準電圧（ＶＶＥＸ）と比較して、前記コンバーティングモード（ＳＥＬＭＯＤＥ）を出力することができる。
前記モード選択器ＭＳは、前記入力電圧（ＶＩＮ）が第３基準電圧（ＶＶＥＮ）未満から前記第３基準電圧（ＶＶＥＮ）以上に増加する時、前記コンバーティングモード（ＳＥＬＭＯＤＥ）を前記第２モードから前記第３モードに変更することができる。前記第３基準電圧（ＶＶＥＮ）は、前記第３モードの進入しきい電圧として定義することができる。
例えば、前記第３基準電圧（ＶＶＥＮ）は前記第１基準電圧（ＶＤＥＮ）より大きいことがある。
前記モード選択器ＭＳは、前記入力電圧（ＶＩＮ）が第４基準電圧（ＶＶＥＸ）以上から前記第４基準電圧（ＶＶＥＸ）未満に減少する時、前記コンバーティングモード（ＳＥＬＭＯＤＥ）を前記第３モードから前記第２モードに変更することができる。前記第４基準電圧（ＶＶＥＸ）は、前記第３モードの進出しきい電圧として定義することができる。
例えば、前記第４基準電圧（ＶＶＥＸ）は前記第２基準電圧（ＶＤＥＸ）より大きいことがある。
例えば、前記第４基準電圧（ＶＶＥＸ）は前記第３基準電圧（ＶＶＥＮ）と相異することがある。例えば、前記第４基準電圧（ＶＶＥＸ）は前記第３基準電圧（ＶＶＥＮ）より小さいことがある。前記第３モードの進入しきい電圧（ＶＶＥＮ）と進出しきい電圧（ＶＶＥＸ）を異なるように形成して、しきい電圧の近隣で前記コンバーティングモードが繰り返し変更される現象を防止することができる。
例えば、前記第２基準電圧（ＶＤＥＸ）、前記第１基準電圧（ＶＤＥＮ）、前記第４基準電圧（ＶＶＥＸ）、及び前記第３基準電圧（ＶＶＥＮ）の順に大きい値を有することができる。
前記第３モードは、非同期ＶＧＳモード（Ａｓｙｎｃｈｒｏｎｏｕｓ ＶＧＳ ｍｏｄｅ）でありうる。前記第３モードで、前記第１スイッチング素子Ｍ１は前記第１スイッチング制御信号（ＣＯＮＳ１）によりターンオン及びターンオフ状態を繰り返し、前記第２スイッチング素子Ｍ２はターンオン状態を維持することができる。前記第３モードで、前記第２スイッチング素子Ｍ２の制御電極には前記入力電圧（ＶＩＮ）が印加できる。
前記第３モードで、前記第１スイッチング素子Ｍ１と前記第２スイッチング素子Ｍ２のターンオン及びターンオフは相互同期されないので、前記第３モードは非同期モードと呼ぶことができる。前記第３モードで、前記第２スイッチング素子Ｍ２の制御電極には入力電圧（ＶＩＮ）が印加され、前記第１ノードＬＸ１の電圧レベルは前記入力電圧（ＶＩＮ）に前記第２スイッチング素子Ｍ２のゲート－ソース電圧（ＶＧＳ）が合算されて、前記第２スイッチング素子Ｍ２をターンオンさせるので、前記第３モードは非同期ＶＧＳモードと呼ぶことができる。
図７ｂを見ると、前記第１コンバーティング部５４２は、前記第２モードで動作してから（ｔ１からｔ６）、前記第３モードに変更される（ｔ７からｔ１０）。例えば、この際、前記入力電圧（ＶＩＮ）は前記ｔ１からｔ６区間までは前記第２基準電圧（ＶＶＥＮ）未満であったが、前記ｔ７で前記第２基準電圧（ＶＶＥＮ）以上に増加することができる。
前記第３モードは非同期ＶＧＳモードであり、この時の出力電圧（ＶＯＵＴ）は前記第１電源電圧（ＥＬＶＤＤ）である。
前記入力電圧（ＶＩＮ）がより上昇して前記第２ダイオードＤ２のフォワードドロップ電圧（Ｖｆ）を超えると、前記第１コンバーティング部５４２が前記第２モードで動作するための最小オンデューティが足りなくなる。前記第２モードで動作するための最小オンデューティが足りない状況になれば、前記第２スイッチング素子Ｍ２の制御電極（ゲート電極）に前記入力電圧（ＶＩＮ）を印加して前記第１ノードＬＸ１の電圧を増加させて前記オンデューティを増加させて、スイッチングレギュレーションを可能にする。
前記第３モードで、前記第１スイッチング素子Ｍ１がターンオフされると、前記第２スイッチング素子Ｍ２の制御電極の電圧は前記入力電圧（ＶＩＮ）であり、前記第１ノードＬＸ１の電圧は前記入力電圧（ＶＩＮ）及び前記第２スイッチング素子Ｍ２のゲート－ソース電圧（ＶＧＳ）の和となる。前記第３モードで、前記入力電圧（ＶＩＮ）及び前記第２スイッチング素子Ｍ２のゲート－ソース電圧（ＶＧＳ）の和の値が十分に大きく設定されれば、前記インダクタＬ１の電流は前記出力端子に渡るようになる。
前記比較器ＣＰは、比較基準電圧（ＶＲＡＭＰ）の入力を受ける第１入力端子、前記フィードバック回路からフィードバック電圧の入力を受ける第２入力端子、及び前記第１入力端子から入力された前記比較基準電圧（ＶＲＡＭＰ）及び前記第２入力端子から入力された前記フィードバック電圧を比較して比較結果を出力する出力端子を含む。前記第１入力端子には前記比較基準電圧（ＶＲＡＭＰ）と前記インバータＬ１を通じて流れる電流に基づいてセンシングされたセンシング信号（ＳＳ）の和が印加できる。
前記コントローラＰＣは、前記比較器ＣＰから比較結果の入力を受けて、前記モード選択器ＭＳから前記コンバーティングモード（ＳＥＬＭＯＤＥ）の入力を受ける。前記コントローラＰＣは、前記コンバーティングモード（ＳＥＬＭＯＤＥ）及び前記比較結果に基づいて前記第１スイッチング素子Ｍ１を制御するための第１スイッチング制御信号（ＣＯＮＳ１）を生成する。前記コントローラＰＣは、前記コンバーティングモード（ＳＥＬＭＯＤＥ）及び前記比較結果に基づいて前記第２スイッチング素子Ｍ２を制御するための第２スイッチング制御信号（ＣＯＮＳ２）を生成する。
前記第１モード、前記第２モード、及び前記第３モードで、前記第１スイッチング制御信号（ＣＯＮＳ１）は前記第１スイッチング素子Ｍ１を繰り返してターンオン及びターンオフさせるパルス幅変調信号でありうる。前記第１モードで、前記パルス幅変調信号のデューティ比はＤＴ１でありうる。前記第２モードで、前記パルス幅変調信号のデューティ比はＤＴ２でありうる。前記第３モードで、前記パルス幅変調信号のデューティ比はＤＴ３でありうる。
前記第１モードで、前記第２スイッチング制御信号（ＣＯＮＳ２）は前記第２スイッチング素子Ｍ２を繰り返してターンオン及びターンオフさせるパルス幅変調信号でありうる。前記第２モードで、前記第２スイッチング制御信号（ＣＯＮＳ２）は前記第２スイッチング素子Ｍ２をターンオフ状態に維持するための信号でありうる。前記第３モードで、前記第２スイッチング制御信号（ＣＯＮＳ２）は前記第２スイッチング素子Ｍ２をターンオン状態に維持するための信号でありうる。例えば、前記第３モードで前記第２スイッチング制御信号（ＣＯＮＳ２）は前記入力電圧（ＶＩＮ）でありうる。
前記出力キャパシタＣ２は、前記出力電圧（ＥＬＶＤＤ）を出力する出力端子に連結される第１段及び接地に連結される第２段を含むことができる。
前記フィードバック回路は、第１抵抗Ｒ１、第２抵抗Ｒ２、及びエラー増幅器ＥＡを含むことができる。
前記第１抵抗Ｒ１の第１段は前記出力端子に連結され、前記第１抵抗Ｒ１の第２段は前記エラー増幅器ＥＡの第１入力端子に連結される。
前記第２抵抗Ｒ２の第１段は前記エラー増幅器ＥＡの前記第１入力端子に連結され、前記第２抵抗Ｒ２の第２段は接地に連結される。
前記エラー増幅器ＥＡの第２入力端子にはフィードバック基準電圧（ＶＲＥＦ）が入力される。前記エラー増幅器ＥＡの出力端子は前記比較器ＣＰの第２入力端子に連結される。
本実施形態によれば、前記コントローラＰＣは前記入力電圧（ＶＩＮ）の大きさによって、前記第１コンバーティング部５４２を同期モード、非同期ダイオードモード、及び非同期ＶＧＳモードのうち、いずれか１つで動作させるので、前記入力電圧（ＶＩＮ）が前記出力電圧（ＥＬＶＤＤ）を超える場合にも安定的に前記出力電圧（ＥＬＶＤＤ）を生成することができる。
また、前記各コンバーティングモードの進入しきい電圧と進出しきい電圧を異なるように形成して、しきい電圧の近隣で前記コンバーティングモードが繰り返して変更される現象を防止することができる。
図８は、本発明の他の実施形態に係る第１コンバーティング部を示す回路図である。図９ａは、図８の第１コンバーティング部の電流モードのうち、パルススキップモードを示すタイミング図である。図９ｂは、図８の第１コンバーティング部の電流モードのうち、不連続伝導モードを示すタイミング図である。図９ｃは、図８の第１コンバーティング部の電流モードのうち、連続伝導モードを示すタイミング図である。図１０ａは、図８の第１コンバーティング部が第２モードのコンバーティングモード及びパルススキップモードの電流モードで動作してから第１モードのコンバーティングモード及び連続伝導モードの電流モードに移動する時を示すタイミング図である。図１０ｂは、図８の第１コンバーティング部が第２モードのコンバーティングモード及び不連続伝導モードの電流モードで動作してから第１モードのコンバーティングモード及び連続伝導モードの電流モードに移動する時を示すタイミング図である。
本実施形態に係るＤＣ－ＤＣコンバータ、これを用いたＤＣ－ＤＣコンバーティング方法、及びこれを含む表示装置は、前記ＤＣ－ＤＣコンバータの第１コンバーティング部が適応型ローダ回路をさらに含むことを除外すれば、図１から図７ｂのＤＣ－ＤＣコンバータ、これを用いたＤＣ－ＤＣコンバーティング方法、及びこれを含む表示装置と同一である。したがって、同一または対応する構成要素に対しては、同一な参照番号を引用し、重複する説明は省略する。
図１から図１０ｂを参照すると、前記表示装置は、表示パネル１００、タイミング制御部２００、スキャン駆動部３００、データ駆動部４００、及び電源生成部５００を含むことができる。
前記電源生成部５００は、電源管理部５２０及びＤＣ－ＤＣコンバータ５４０を含むことができる。前記電源管理部５２０は、充電ブロック５２２を含むことができる。
前記ＤＣ－ＤＣコンバータ５４０は、前記入力電圧（ＶＩＮ）に基づいて前記第１電源電圧（ＥＬＶＤＤ）を生成する第１コンバーティング部５４２及び前記入力電圧（ＶＩＮ）に基づいて前記第２電源電圧（ＥＬＶＳＳ）を生成する第２コンバーティング部５４４を含むことができる。
前記第１コンバーティング部５４２は、第１スイッチング素子Ｍ１、第２スイッチング素子Ｍ２、モード選択回路ＭＳＣ、及びコントローラＰＣを含む。前記第１コンバーティング部５４２は、インダクタＬ１、第１ダイオードＤ１、第２ダイオードＤ２、比較器ＣＰ、出力キャパシタＣ２、及びフィードバック回路をさらに含むことができる。
本実施形態において、前記第１コンバーティング部５４２は適応型ローダ回路ＡＬＣをさらに含むことができる。
前記コンバーティングモードが前記第１モードの時、前記第１コンバーティング部５４２は連続伝導モード（Ｃｏｎｔｉｎｕｏｕｓ ｃｏｎｄｕｃｔｉｏｎ ｍｏｄｅ；ＣＣＭ）の電流モードで出力電圧を生成することができる。
前記コンバーティングモードが前記第２モードの時、前記第１コンバーティング部５４２はパルススキップモード（Ｐｕｌｓｅ ｓｋｉｐ ｍｏｄｅ；ＰＳＭ）、不連続伝導モード（Ｄｉｓｃｏｎｔｉｎｕｏｕｓ ｃｏｎｄｕｃｔｉｏｎ ｍｏｄｅ；ＤＣＭ）、及び前記連続伝導モードのうち、いずれか１つの前記電流モードで前記出力電圧を生成することができる。
図９ａには前記パルススキップモードの電流モードが図示されている。前記パルススキップモードで、前記インバータ電流（ＩＬ）は一部の周期でパルスを有し、他の一部の周期ではパルスを有しない。
図９ｂには前記不連続伝導モードの電流モードが図示されている。前記不連続伝導モードで、前記インバータ電流（ＩＬ）は１つの周期内で増加、減少、維持区間を有する。前記インバータ電流（ＩＬ）は連続する多くの周期内で連続的に増加及び減少を続いていない。前記インバータ電流（ＩＬ）は、連続する多くの周期内で維持区間により増加及び減少が断絶される。したがって、このような方式を不連続伝導モードという。
図９ｃには前記連続伝導モードの電流モードが図示されている。前記連続伝導モードで、前記インバータ電流（ＩＬ）は１つの周期内で増加及び減少区間のみを有する。前記インバータ電流（ＩＬ）は、連続する多数の周期内で連続的に増加及び減少を続けるので、連続伝導モードという。
前記ＤＣ－ＤＣコンバータ５４０に連結される表示パネル１００のロードのサイズによって、前記第１コンバーティング部５４２の電流モードが決定できる。例えば、前記ＤＣ－ＤＣコンバータ５４０に連結される表示パネル１００のロードが第１基準ロード未満の場合、前記第１コンバーティング部５４２の電流モードは前記パルススキップモードでありうる。例えば、前記ＤＣ－ＤＣコンバータ５４０に連結される表示パネル１００のロードが前記第１基準ロード以上であり、第２基準ロード未満の場合、前記第１コンバーティング部５４２の電流モードは前記不連続伝導モードでありうる。例えば、前記ＤＣ－ＤＣコンバータ５４０に連結される表示パネル１００のロードが前記第２基準ロード以上の場合、前記第１コンバーティング部５４２の電流モードは前記連続伝導モードでありうる。
前記適応型ローダ回路ＡＬＣは、前記第１コンバーティング部５４２の前記出力端子に連結できる。前記適応型ローダ回路ＡＬＣは、モードディテクタＭＤ、第３スイッチング素子Ｍ３、及びロード抵抗ＲＬを含むことができる。
前記第３スイッチング素子Ｍ３の制御電極は前記モードディテクタＭＤに連結され、前記第３スイッチング素子Ｍ３の第１電極は前記ロード抵抗ＲＬの第１段に連結され、前記第３スイッチング素子Ｍ３の第２電極は接地に連結される。
前記ロード抵抗ＲＬの第１段は前記第３スイッチング素子の前記第１電極に連結され、前記ロード抵抗ＲＬの第２段は前記第１コンバーティング部５４２の前記出力端子に連結される。
前記モードディテクタＭＤは、前記コンバーティングモード（ＳＥＬＭＯＤＥ）及び前記入力電圧（ＶＩＮ）に基づいて前記第３スイッチング素子Ｍ３のターンオン及びターンオフを制御する。
前記適応型ローダ回路ＡＬＣは、前記コンバーティングモードが前記第２モードから前記第１モードに切り換えられる時、前記電流モードが前記パルススキップモードの場合、前記電流モードを前記パルススキップモード、前記不連続伝導モード、及び前記連続伝導モードに順次に切り換えられるようにする。
図１０ａから見るように、前記パルススキップモードから前記連続伝導モードに一度に変化するようになる場合、前記インバータ電流（ＩＬ）のレベルは不安定に変化する。それによって、前記第１コンバーティング部５４２の出力電圧（ＶＯＵＴ）やはり不安定になる。
前記コンバーティングモードが前記第２モードから前記第１モードに切り換えられる時、前記電流モードが前記パルススキップモードの場合、前記第３スイッチング素子Ｍ３がターンオンされて前記ロード抵抗ＲＬは前記出力端子に連結される。したがって、前記第１コンバーティング部５４２の前記電流モードが前記パルススキップモードから前記不連続伝導モードに変わることができる。
前記コンバーティングモードが前記第１モードの時には前記第３スイッチング素子Ｍ３はターンオフされる。
図１０ｂから見るように、前記パルススキップモード、前記不連続伝導モード、及び前記連続伝導モードに順次に変化するようになる場合、前記インバータ電流（ＩＬ）のレベルは安定的に変化することができる。それによって、前記第１コンバーティング部５４２の出力電圧（ＶＯＵＴ）やはり安定的に変化できる。
本実施形態によれば、前記コントローラＰＣは前記入力電圧（ＶＩＮ）のサイズによって、前記第１コンバーティング部５４２を同期モード、非同期ダイオードモード、及び非同期ＶＧＳモードのうち、いずれか１つで動作させるので、前記入力電圧（ＶＩＮ）が前記出力電圧（ＥＬＶＤＤ）を超える場合にも安定的に前記出力電圧（ＥＬＶＤＤ）を生成することができる。
また、前記各コンバーティングモードの進入しきい電圧と進出しきい電圧を異なるように形成してしきい電圧の近隣で前記コンバーティングモードが繰り返して変更される現象を防止することができる。
また、前記コンバーティングモードが前記第２モードから前記第１モードに切り換えられる時、前記電流モードが前記パルススキップモードの場合、前記電流モードは、前記パルススキップモード、前記不連続伝導モード、及び前記連続伝導モードに順次に切換できる。したがって、前記モードの変更にもかかわらず、前記出力電圧（ＥＬＶＤＤ）を安定的に出力することができる。
図１１は、本発明の一実施形態に係るＤＣ－ＤＣコンバーティング方法を示すフローチャートである。図１２ａは、出力電圧が４．６Ｖの時、図１１のＤＣ－ＤＣコンバーティング方法を示すタイミング図である。図１２ｂは、出力電圧が５．０Ｖの時、図１１のＤＣ－ＤＣコンバーティング方法を示すタイミング図である。
図１から図７ｂ及び図１１から図１２ｂによれば、前記表示装置は、表示パネル１００、タイミング制御部２００、スキャン駆動部３００、データ駆動部４００、及び電源生成部５００を含むことができる。
前記電源生成部５００は、電源管理部５２０及びＤＣ－ＤＣコンバータ５４０を含むことができる。前記電源管理部５２０は、充電ブロック５２２を含むことができる。
前記ＤＣ－ＤＣコンバータ５４０は、前記入力電圧（ＶＩＮ）に基づいて前記第１電源電圧（ＥＬＶＤＤ）を生成する第１コンバーティング部５４２、及び前記入力電圧（ＶＩＮ）に基づいて前記第２電源電圧（ＥＬＶＳＳ）を生成する第２コンバーティング部５４４を含むことができる。
前記第１コンバーティング部５４２は、第１スイッチング素子Ｍ１、第２スイッチング素子Ｍ２、モード選択回路ＭＳＣ、及びコントローラＰＣを含む。前記第１コンバーティング部５４２は、インダクタＬ１、第１ダイオードＤ１、第２ダイオードＤ２、比較器ＣＰ、出力キャパシタＣ２、及びフィードバック回路をさらに含むことができる。
前記モード選択回路ＭＳＣは、基準電圧生成部ＶＧ及びモード選択器ＭＳを含む。前記基準電圧生成部ＶＧは、前記入力電圧（ＶＩＮ）の入力を受けて前記第１コンバーティング部５４２のコンバーティングモードを決定する基準電圧を生成する。
前記入力電圧（ＶＩＮ）、前記第１基準電圧（ＶＤＥＮ）、前記第２基準電圧（ＶＤＥＸ）、前記第３基準電圧（ＶＶＥＮ）、及び前記第４基準電圧（ＶＶＥＸ）は、前記モード選択器ＭＳに入力される。前記モード選択器ＭＳは、前記入力電圧（ＶＩＮ）を前記第１基準電圧（ＶＤＥＮ）、前記第２基準電圧（ＶＤＥＸ）、前記第３基準電圧（ＶＶＥＮ）、及び前記第４基準電圧（ＶＶＥＸ）と比較して前記コンバーティングモード（ＳＥＬＭＯＤＥ）を出力することができる。
前記モード選択器ＭＳは、前記入力電圧（ＶＩＮ）が第１基準電圧（ＶＤＥＮ）未満から前記第１基準電圧（ＶＤＥＮ）以上に増加する時（図１２ａのｔａ１からｔａ２に進行、図１２ｂのｔｂ１からｔｂ２に進行）、前記コンバーティングモード（ＳＥＬＭＯＤＥ）を前記第１モードから前記第２モードに変更することができる。前記第１基準電圧（ＶＤＥＮ）は、前記第２モードの進入しきい電圧として定義することができる。
前記第１モードは、同期モード（Ｓｙｎｃｈｒｏｎｏｕｓ ｍｏｄｅ）でありうる。前記第１モードで、前記第１スイッチング素子Ｍ１は前記第１スイッチング制御信号（ＣＯＮＳ１）によりターンオン及びターンオフ状態を繰り返し、前記第２スイッチング素子Ｍ２は前記第２スイッチング制御信号（ＣＯＮＳ２）によりターンオン及びターンオフ状態を繰り返す。
前記第２モードは、非同期ダイオードモード（Ａｓｙｎｃｈｒｏｎｏｕｓ ｄｉｏｄｅ ｍｏｄｅ）でありうる。前記第２モードで、前記第１スイッチング素子Ｍ１は前記第１スイッチング制御信号（ＣＯＮＳ１）によりターンオン及びターンオフ状態を繰り返し、前記第２スイッチング素子Ｍ２は前記第２スイッチング制御信号（ＣＯＮＳ２）によりターンオフ状態を維持することができる。
図１１及び図１２ａで、前記出力電圧（ＥＬＶＤＤ）は４．６Ｖとして例示する。図１１及び図１２ａで、前記第１基準電圧（ＶＤＥＮ）は４．５Ｖでありうる。前記入力電圧（ＶＩＮ）が前記出力電圧に近接して最小オンデューティが足りないと、前記第１モードで動作が困難になる。
図１２ｂで、前記出力電圧（ＥＬＶＤＤ）は５．０Ｖとして例示する。図１２ｂで、前記第１基準電圧（ＶＤＥＮ）は４．９Ｖでありうる。
前記モード選択器ＭＳは、前記入力電圧（ＶＩＮ）が第３基準電圧（ＶＶＥＮ）未満から前記第３基準電圧（ＶＶＥＮ）以上に増加する時（図１２ａのｔａ２からｔａ３に進行、図１２ｂのｔｂ２からｔｂ３に進行）、前記コンバーティングモード（ＳＥＬＭＯＤＥ）を前記第２モードから前記第３モードに変更することができる。前記第３基準電圧（ＶＶＥＮ）は、前記第３モードの進入しきい電圧として定義することができる。
前記第３モードは、非同期ＶＧＳモード（Ａｓｙｎｃｈｒｏｎｏｕｓ ＶＧＳ ｍｏｄｅ）でありうる。前記第３モードで、前記第１スイッチング素子Ｍ１は前記第１スイッチング制御信号（ＣＯＮＳ１）によりターンオン及びターンオフ状態を繰り返し、前記第２スイッチング素子Ｍ２はターンオン状態を維持することができる。前記第３モードで、前記第２スイッチング素子Ｍ２の制御電極には前記入力電圧（ＶＩＮ）が印加できる。
図１１及び図１２ａで、前記出力電圧（ＥＬＶＤＤ）は４．６Ｖとして例示する。図１１及び図１２ａで、前記第３基準電圧（ＶＶＥＮ）は５．１Ｖでありうる。前記第２ダイオードＤ２のフォワードドロップ電圧（Ｖｆ）は約０．５Ｖでありうる。前記入力電圧（ＶＩＮ）が前記出力電圧及び前記第２ダイオードＤ２のフォワードドロップ電圧（Ｖｆ）の和に近接して最小オンデューティが足りないと、前記第２モードで動作が困難になる。
図１２ｂで、前記出力電圧（ＥＬＶＤＤ）は５．０Ｖとして例示する。図１２ｂで、前記第３基準電圧（ＶＶＥＮ）は５．５Ｖでありうる。
前記モード選択器ＭＳは、前記入力電圧（ＶＩＮ）が第４基準電圧（ＶＶＥＸ）以上から前記第４基準電圧（ＶＶＥＸ）未満に減少する時（図１２ａのｔａ３からｔａ４に進行、図１２ｂのｔｂ３からｔｂ４に進行）、前記コンバーティングモード（ＳＥＬＭＯＤＥ）を前記第３モードから前記第２モードに変更することができる。前記第４基準電圧（ＶＶＥＸ）は、前記第３モードの進出しきい電圧として定義することができる。
図１１及び図１２ａで、前記出力電圧（ＥＬＶＤＤ）は４．６Ｖとして例示する。図１１及び図１２ａで、前記第４基準電圧（ＶＶＥＸ）は５．０Ｖでありうる。
図１２ｂで、前記出力電圧（ＥＬＶＤＤ）は５．０Ｖとして例示する。図１２ｂで、前記第４基準電圧（ＶＶＥＸ）は５．４Ｖでありうる。
前記第３モードの進入しきい電圧（ＶＶＥＮ）と進出しきい電圧（ＶＶＥＸ）を異なるように形成して、しきい電圧の近隣で前記コンバーティングモードが繰り返して変更される現象を防止することができる。
前記モード選択器ＭＳは、前記入力電圧（ＶＩＮ）が第２基準電圧（ＶＤＥＸ）以上から前記第２基準電圧（ＶＤＥＸ）未満に減少する時（図１２ａのｔａ４からｔａ５に進行、図１２ｂのｔｂ４からｔｂ５に進行）、前記コンバーティングモード（ＳＥＬＭＯＤＥ）を前記第２モードから前記第１モードに変更することができる。前記第２基準電圧（ＶＤＥＸ）は、前記第２モードの進出しきい電圧として定義することができる。
図１１及び図１２ａで、前記出力電圧（ＥＬＶＤＤ）は４．６Ｖとして例示する。図１１及び図１２ａで、前記第２基準電圧（ＶＤＥＸ）は４．４Ｖでありうる。
図１２ｂで、前記出力電圧（ＥＬＶＤＤ）は５．０Ｖとして例示する。図１２ｂで、前記第２基準電圧（ＶＤＥＸ）は４．８Ｖでありうる。
前記第２モードの進入しきい電圧（ＶＤＥＮ）と進出しきい電圧（ＶＤＥＸ）を異なるように形成して、しきい電圧の近隣で前記コンバーティングモードが繰り返して変更される現象を防止することができる。
本実施形態によれば、前記コントローラＰＣは前記入力電圧（ＶＩＮ）のサイズによって、前記第１コンバーティング部５４２を同期モード、非同期ダイオードモード、及び非同期ＶＧＳモードのうち、いずれか１つで動作させるので、前記入力電圧（ＶＩＮ）が前記出力電圧（ＥＬＶＤＤ）を超える場合にも安定的に前記出力電圧（ＥＬＶＤＤ）を生成することができる。
また、前記各コンバーティングモードの進入しきい電圧と進出しきい電圧を異なるように形成して、しきい電圧の近隣で前記コンバーティングモードが繰り返して変更される現象を防止することができる。
本発明は、表示装置を備える全てのシステムに適用できる。例えば、本発明は、テレビ、コンピュータモニター、ノートブック、ディジタルカメラ、携帯電話、スマートフォン、ＰＤＡ、ＰＭＰ、ＭＰ３プレーヤー、ナビゲーション、ビデオフォンなどに適用できる。
以上、本発明の例示的な実施形態を参照して説明したが、該当技術分野で通常の知識を有する者であれば特許請求範囲に記載された本発明の思想及び領域から外れない範囲内で本発明を多様に修正及び変更させることができることを理解することができる。
１００ 表示パネル
２００ タイミング制御部
３００ スキャン駆動部
４００ データ駆動部
５００ 電源生成部
５２０ 電源管理部
５２２ 充電ブロック
５４０ ＤＣ－ＤＣコンバータ
５４２ 第１コンバーティング部
５４４ 第２コンバーティング部
７００ バッテリーパック
８００ アダプタ

Claims (6)

  1. ＤＣ－ＤＣコンバータであって、
    入力電圧に基づいて第１電源電圧を生成する、ブーストコンバータである第１コンバーティング部を有し、
    前記第１コンバーティング部は、第１電極が第１ノードに接続され、第２電極が接地される第１スイッチング素子と、
    第１電極が前記第１ノードに接続され、第２電極が出力電圧を出力する出力端子に接続される第２スイッチング素子と、
    一端が前記入力電圧が印加される入力端子に接続され、他端が前記第１ノードに接続されるインダクタと、
    前記入力電圧に基づいて第１モード、第２モード、及び第３モードのうち、いずれか１つをコンバーティングモードとして選択するモード選択回路と、
    前記第１スイッチング素子の制御電極及び前記第２スイッチング素子の制御電極が接続され、前記コンバーティングモードに基づいて前記第１スイッチング素子を制御する第１スイッチング制御信号、及び前記コンバーティングモードに基づいて前記第２スイッチング素子を制御する第２スイッチング制御信号を生成するコントローラと、を含み、
    前記第１モードでは、前記第１スイッチング素子は前記第１スイッチング制御信号によりターンオン及びターンオフ状態を繰り返し、
    前記第２スイッチング素子は前記第２スイッチング制御信号によりターンオン及びターンオフ状態を繰り返し、
    前記第２モードでは、前記第１スイッチング素子は前記第１スイッチング制御信号によりターンオン及びターンオフ状態を繰り返し、
    前記第２スイッチング素子は前記第２スイッチング制御信号によりターンオフ状態を維持し、
    前記第３モードでは、前記第１スイッチング素子は前記第１スイッチング制御信号によりターンオン及びターンオフ状態を繰り返し、
    前記第２スイッチング素子は前記第２スイッチング制御信号によりターンオン状態を維持することを特徴とする、ＤＣ－ＤＣコンバータ。
  2. 前記モード選択回路は、前記入力電圧が第１基準電圧未満から前記第１基準電圧以上に増加する時、前記コンバーティングモードを前記第１モードから前記第２モードに変更することを特徴とする、請求項１に記載のＤＣ－ＤＣコンバータ。
  3. 前記モード選択回路は、前記入力電圧が第２基準電圧以上から前記第２基準電圧未満に減少する時、前記コンバーティングモードを前記第２モードから前記第１モードに変更し、
    前記第２基準電圧は前記第１基準電圧と相異することを特徴とする、請求項２に記載のＤＣ－ＤＣコンバータ。
  4. 前記モード選択回路は、前記入力電圧が第１基準電圧未満から前記第１基準電圧以上に増加する時、前記コンバーティングモードを前記第１モードから前記第２モードに変更することを特徴とする、請求項１に記載のＤＣ－ＤＣコンバータ。
  5. 前記モード選択回路は、前記入力電圧が第２基準電圧以上から前記第２基準電圧未満に減少する時、前記コンバーティングモードを前記第２モードから前記第１モードに変更し、
    前記第２基準電圧は、前記第１基準電圧と相異することを特徴とする、請求項４に記載のＤＣ－ＤＣコンバータ。
  6. 前記第３モードで、
    前記第２スイッチング制御信号は前記入力電圧であることを特徴とする、請求項１に記載のＤＣ－ＤＣコンバータ。
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