JP7068516B2 - 平衡不平衡変換器及びそれを備えた半導体集積回路 - Google Patents

Description

本発明は、平衡不平衡変換器及びそれを備えた半導体集積回路に関する。

従来より、平衡信号と不平衡信号を相互に変換するために平衡不平衡変換器（バラン）が使用されている。平衡不平衡変換器の一種として、平面構造のマーチャントバランは既に知られている（例えば、非特許文献１及び２参照）。マーチャントバランは、２つの１／４波長結合線路を利用して平衡信号と不平衡信号間で変換を行う構成のバランである。

非特許文献１には、λ／４の長さの２本の平衡線路が、直線状の不平衡線路に対して平行に配置されたマーチャントバランが記載されている（ここで、λは動作帯域内の中心周波数での信号波長）。不平衡線路の一端は、不平衡入力端子に接続され、２本の平衡線路は各々、不平衡線路の長手方向中心に対応する端部が平衡出力端子に接続されている。

非特許文献２には、基板上に入力側バランと、出力側バランと、４つのダイオードとで構成された周波数逓倍器が記載されている。この入力側バランと出力側バランが、直線構造のマーチャントバランとなっている。周波数逓倍器は、入力される高周波信号を全波整流して、周波数が２倍の高周波信号を出力するようになっている。

R.K. Mongia, I.J. Bahl, P. Bhartia, J. Hong, "RF AND MICROWAVE COUPLED-LINE CIRCUITS SECOND EDITION", Artech House (p.485,Fig.13.5(c)) S.A. Maas and Y. Ryu, "A Broadband, Planar, Monolithic Resistive Frequency Doubler", Microwave and Millimeter-Wave Monolithic Circuits Symposium, 1994. Digest of Papers., IEEE 1994 (p.177,Fig.3)

しかしながら、非特許文献１に記載のバランにあっては、隣接して配置された電子回路に最短で接続する場合、電子回路からの電磁的作用によって電気特性の劣化が生じることに関して考慮されていなかった。また、非特許文献２に記載のバランにあっては、回路要素相互の電磁的作用によって入力側及び出力側バランの電気特性の劣化が生じることに関して考慮されていなかった。

本発明は、上述のような課題を解決するためになされたもので、隣接する電子回路との電磁的作用によって生じる電気特性の劣化を低減することができる平衡不平衡変換器及びそれを備えた半導体集積回路を提供することを目的とする。

本発明の請求項１に係る平衡不平衡変換器は、上記目的達成のため、平衡信号と不平衡信号を相互に変換する平衡不平衡変換器（１）であって、誘電体あるいは半導体からなる基板（１０）と、前記基板上に形成され、第１端（１２ａ）にて前記不平衡信号が入力又は出力され、第２端（１２ｂ）が開放された不平衡線路（１２）と、前記基板上に前記不平衡線路の前記第１端から長手方向の中心（１２ｃ）までの線路部分（１２ｄ）に対し並行に配置され、前記中心側の第３端（１４ａ）にて前記平衡信号が出力又は入力され、第４端（１４ｂ）が接地された第１の平衡線路（１４）と、前記基板上に前記不平衡線路の前記第２端から前記中心までの線路部分（１２ｅ）に対し並行に配置され、前記中心側の第５端（１６ａ）にて前記平衡信号が出力又は入力され、第６端（１６ｂ）が接地された第２の平衡線路（１６）と、を備え、前記不平衡線路は、前記不平衡線路の前記第１端から前記不平衡線路の中心（１２ｃ）までの線路部分（１２ｄ）と前記不平衡線路の前記第２端から前記中心までの線路部分（１２ｅ）とが前記中心で１つの角度を形成するように、前記中心で前記第１及び第２の平衡線路の反対側に折れ曲がっていることを特徴とする。

この構成により、本発明の請求項１に係る平衡不平衡変換器は、不平衡線路が、その長手方向中心で第１及び第２の平衡線路の反対側に折れ曲がっており、第１及び第２の平衡線路も折れ曲がった不平衡線路に対し並行に配置されている。これにより、平衡不平衡変換器の第１及び第２の平衡線路の側に電子回路を隣接して配置した場合であっても、電子回路と第１及び第２の平衡線路との間に十分な空間（距離）を確保することができるので、電子回路との不要な電磁的作用を抑制して電気特性の劣化を低減することができる。

本発明の請求項２に係る平衡不平衡変換器は、前記基板上に前記平衡不平衡変換器の前記第１及び第２の平衡線路側に隣接して配置された電子回路（２０）と前記平衡不平衡変換器との境界線（Ｔ）に対して、前記第１の平衡線路及び前記第２の平衡線路の少なくとも一方が傾斜していることを特徴とする。

この構成により、本発明の請求項２に係る平衡不平衡変換器は、隣接して配置された電子回路と第１及び第２の平衡線路の少なくとも一方との間に十分な空間（距離）を確保することができるので、電子回路との不要な電磁的作用を抑制して電気特性の劣化を低減することができる。

本発明の請求項３に係る平衡不平衡変換器では、前記第１の平衡線路の前記境界線に対する傾斜角度（θ１）と、前記第２の平衡線路の前記境界線に対する傾斜角度（θ２）が、等しいことを特徴とする。

この構成により、本発明の請求項３に係る平衡不平衡変換器は、隣接して配置された電子回路と第１及び第２の平衡線路との間に均等に十分な空間を確保することができるので、電子回路との不要な電磁的作用を抑制して電気特性の劣化を低減することができる。

本発明の請求項４に係る平衡不平衡変換器では、前記第１の平衡線路の前記境界線に対する傾斜角度（θ１）、あるいは前記第２の平衡線路の前記境界線に対する傾斜角度（θ２）のいずれかが、７５°より小さいことを特徴とする。

この構成により、本発明の請求項４に係る平衡不平衡変換器は、不平衡線路の折り曲げに伴う電気特性の劣化を許容可能な範囲に限定しつつ、電子回路との不要な電磁的作用を抑制して電気特性の劣化を低減することができる。

本発明の請求項５に係る平衡不平衡変換器は、前記第１の平衡線路の前記境界線に対する傾斜角度（θ１）、あるいは前記第２の平衡線路の前記境界線に対する傾斜角度（θ２）のいずれかが、１５°以上６０°以下の範囲内であることを特徴とする。

この構成により、本発明の請求項５に係る平衡不平衡変換器は、隣接して配置された電子回路との不要な電磁的作用を抑制して電気特性の劣化を低減することができる。

本発明の請求項６に係る半導体集積回路は、請求項１～５のいずれか１項に記載の平衡不平衡変換器（１）と、半導体製である前記基板上に前記平衡不平衡変換器の前記第１及び第２の平衡線路の側に隣接して配置された電子回路（２０）と、を備え、前記第１の平衡線路と、第２の平衡線路と、前記不平衡線路とは、同一平面上に形成されていることを特徴とする。

この構成により、本発明の請求項６に係る半導体集積回路は、本発明の平衡不平衡変換器を有しているので、隣接した電子回路との不要な電磁的作用を抑制して電気特性の劣化を低減することができる。

本発明の請求項７に係る半導体集積回路は、前記電子回路が周波数変換器であることを特徴とする。

この構成により、本発明の請求項７に係る半導体集積回路は、半導体集積回路内で平衡不平衡変換器と周波数変換器との間で不要な電磁的作用を抑制して電気特性の劣化を低減することができる。

本発明の請求項８に係る半導体集積回路は、誘導性回路素子を含むことを特徴とする。

この構成により、本発明の請求項８に係る半導体集積回路は、電子回路の電気的特性を調整することができる。

本発明によれば、隣接する電子回路との電磁的作用によって生じる電気特性の劣化を低減することができる平衡不平衡変換器及びそれを備えた半導体集積回路を提供することができる。

本発明の一実施形態に係る平衡不平衡変換器の概略構成図である。 図１のＡ－Ａ線断面図である。 本発明の一実施形態に係る半導体集積回路の概略構成図である。 図３の半導体集積回路の電気等価回路である。 比較例の平衡不平衡変換器の概略構成図である。 比較例における通過特性のシミュレーション結果を示す。 実施例１の平衡不平衡変換器の概略構成図である。 実施例１における通過特性のシミュレーション結果を示す。 実施例２の平衡不平衡変換器の概略構成図である。 実施例２における通過特性のシミュレーション結果を示す。 実施例３の平衡不平衡変換器の概略構成図である。 実施例３における通過特性のシミュレーション結果を示す。 実施例４の平衡不平衡変換器の概略構成図である。 実施例４における通過特性のシミュレーション結果を示す。 実施例５の平衡不平衡変換器の概略構成図である。 実施例５における通過特性のシミュレーション結果を示す。 実施例６の平衡不平衡変換器の概略構成図である。 実施例６における通過特性のシミュレーション結果を示す。

以下、本発明の実施形態について、図面を参照して説明する。

（平衡不平衡変換器）
図１は、本実施形態に係る平衡不平衡変換器１の概略構成図である。平衡不平衡変換器１は、不平衡信号（単相信号）を平衡信号（差動信号）に変換し、或いは平衡信号を不平衡信号に変換するものである。以下では、不平衡信号を平衡信号に変換する場合について説明するが、入出力を逆にするだけで平衡信号を不平衡信号に変換することができる。

平衡不平衡変換器１は、誘電体からなる基板１０と、不平衡線路１２と、第１の平衡線路１４と、第２の平衡線路１６と、を備えている。不平衡線路１２、第１の平衡線路１４、及び第２の平衡線路１６は、基板１０上の同一平面内に形成されている。基板１０は、半導体基板であるが、これに限定されるものではなく、動作帯域にも依るがプリント配線基板であってもよい。

不平衡線路１２は、シングルエンド方式で不平衡信号を伝送する導体線路であり、長手方向の全長が基準の高周波信号の波長の１／２である。この基準の高周波信号は、例えば、平衡不平衡変換器１の動作帯域の中心周波数での信号である。不平衡線路１２の全長をＬ、高周波信号の波長をλとおくと、Ｌ＝λ／２である。不平衡線路１２の一方の端である第１端１２ａには、不平衡信号が入力され、他方の端である第２端１２ｂは、開放されている。

不平衡線路１２は、この信号入力用の第１端１２ａから長手方向の中心１２ｃまでの直線状の線路部分（以下、「第１の線路部分」という）と、第２端１２ｂから中心１２ｃまでの直線状の線路部分（以下、「第２の線路部分」という）を有している。第１の線路部分１２ｄの長手方向の長さＬ１は、基準とする高周波信号の波長λの１／４である。すなわち、Ｌ１＝λ／４である。第２の線路部分１２ｅの長手方向の長さＬ２は、第１の線路部分１２ｄの長さＬ１に等しい。

第１の平衡線路１４は、直線状の導体線路であり、不平衡線路１２の第１の線路部分１２ｄに対して並行に配置されており、第１の線路部分１２ｄと同じ線路長Ｌ１を有している。すなわち、第１の平衡線路１４は、基準とする高周波数信号の波長λの１／４の線路長を有している。第１の平衡線路１４において、不平衡線路１２の中心１２ｃ側に位置する第３端１４ａからは、平衡信号が出力され、不平衡線路１２の第１端１２ａ側に位置する第４端１４ｂは、グランドに接続されている。

第２の平衡線路１６は、直線状の導体線路であり、不平衡線路１２の第２の線路部分１２ｅに対して並行に配置されており、第２の線路部分１２ｅと同じ線路長Ｌ２を有している。すなわち、第２の平衡線路１６は、基準とする高周波数信号の波長λの１／４の線路長を有している。第２の平衡線路１６において、不平衡線路１２の中心１２ｃ側に位置する第５端１６ａからは、平衡信号が出力され、不平衡線路１２の第２端１２ｂ側に位置する第６端１６ｂは、グランドに接続されている。

第１の平衡線路１４の信号出力用の第３端１４ａの近傍部分は、出力信号を送り出す方向に滑らかに湾曲しており、この箇所で信号の減衰が生じ難いようにしている。第２の平衡線路１６の出力用の第５端１６ａの近傍部分も同様に、出力信号を送り出す方向に滑らかに湾曲しており、この箇所で信号の減衰が生じ難いようにしている。第１及び第２の平衡線路１４、１６は、基板１０上に差動方式で平衡信号を伝送する線路であり、第３端１４ａと第５端１６ａは、対で差動信号を出力するようになっている。

基板１０上には、平衡不平衡変換器１の第１及び第２の平衡線路１４、１６側に隣接して電子回路２０が配置されている。第１の平衡線路１４の信号出力用の第３端１４ａと、第２の平衡線路１６の信号出力用の第５端１６ａは、電子回路２０の入力端子に接続されている。隣接配置された電子回路２と平衡不平衡変換器１との間には、両者を分け且つ電子回路２の配置方向に沿って直線状の境界線Ｔを想定することができる。例えば、図１では、境界線Ｔは、電子回路２０の入力側（平衡不平衡変換器１側）の側縁部２０ａに対して平行に設定されている。

不平衡線路１２は、長手方向の中心１２ｃで第１及び第２の平衡線路１４、１６の反対側に角度θ３をなすように、折れ曲がっている。θ３の範囲は、０°≦θ３＜１８０°である。第１及び第２の平衡線路１４、１６は、不平衡線路１２に対して一定の間隔をおいて平行に配置されているので、第１の平衡線路１４と第２の平衡線路１６もまた、角度θ３をなすように配置されている。また、第１の平衡線路１４は、基板１０上に隣接して形成された電子回路２０との直線状の境界線Ｔに対して角度θ１で傾斜している。第２の平衡線路１６は、電子回路２０との境界線Ｔに対して角度θ２で傾斜している。すなわち、θ１＋θ２＋θ３＝１８０°である。

本実施形態では、第１の平衡線路１４の境界線Ｔに対する傾斜角度θ１と、第２の平衡線路１６の境界線Ｔに対する傾斜角度θ２は等しくなっている。隣接配置された電子回路２０を構成する回路素子の配置状況によっては、傾斜角度θ１とθ２が異なるようにしてもよい。例えば、誘導性回路素子が第１の平衡線路１４の側に多く配置されている場合には、傾斜角度θ１を傾斜角度θ２より大きくするとよい。

図２は、図１のＡ－Ａ線断面図である。図２に示すように、不平衡線路１２は、基板１０上に幅Ｗ１で線状に形成された導体パターンであり、第１の平衡線路１４は、基板１０上に幅Ｗ２で線状に形成された導体パターンである。第２の平衡線路１６も同様に、基板１０上に第１の平衡線路１４の幅Ｗ２と同じ幅で線状に形成された導体パターンである。第１及び第２の平衡線路１４、１６と不平衡線路１２とは、一定の間隔Ｇで平行に配置されている。基板１０の裏面には、金属のグランド層１８が形成されている。不平衡線路１２、第１及び第２の平衡線路１４、１６は、マイクロストリップ線路として形成されているが、ストリップ線路として形成してもよい。不平衡線路１２と第１及び第２の平衡線路１４、１６は、同一平面内に配置されており、主にエッジ結合により電磁結合している。

例えば、第１及び第２の平衡線路１４、１６はともに、幅Ｗ２が１５μｍ、長さＬ１、Ｌ２が３３０μｍであり、不平衡線路１２は、幅Ｗ１が１５μｍであり、長さＬが６６０μｍである。また、例えば、第１及び第２の平衡線路１４、１６と不平衡線路１２との間隔（ギャップ）Ｇは、５μｍである。

上述した構成により、不平衡線路１２の第１の線路部分１２ｄと第１の平衡線路１４とが電磁的に結合し、不平衡線路１２の第２の線路部分１２ｅと第２の平衡線路１６とが電磁的に結合するようになっている。

次に、平衡不平衡変換器１の動作を説明する。
図１において、不平衡線路１２の入力用第１端１２ａから入力された不平衡信号は、不平衡線路１２から電磁的結合によって第１の平衡線路１４、第２の平衡線路１６へと進んでいく。具体的には、第１の平衡線路１４は長さが１／４波長であるため、出力用の第３端１４ａから出力される信号は、入力信号に対して位相が９０°回転している。一方、不平衡線路１２を通って第２端１２ｂに達した信号は、入力信号に対して位相が１８０°回転している。第２端１２ｂで反射した信号は、第２の平衡線路１６を通って出力用の第５端１６ａから出力される。第２の平衡線路１６は長さが１／４波長であるため、出力用の第５端１６ａから出力される信号は、入力信号に対して位相が２７０°回転している。すなわち、出力用の第３端１４ａから出力される信号と出力用の第５端１６ａから出力される信号は、位相が互いに１８０°ずれ逆相になっている。このようにして、不平衡信号が平衡信号へと変換され、出力用の第３端１４ａ及び第５端１６ａから出力される。

上述した構成により、本実施形態に係る平衡不平衡変換器１は、不平衡線路１２が、その長手方向中心１２ｃで第１及び第２の平衡線路１４、１６の反対側に角度θ３で折れ曲がっており、第１及び第２の平衡線路１４、１６も角度θ３をなすように不平衡線路１２に沿って配置されている。したがって、平衡不平衡変換器１に隣接して電子回路２０が配置されている場合、電子回路２０と平衡不平衡変換器１との境界線Ｔに対して、第１の平衡線路１４及び第２の平衡線路１６がそれぞれ傾斜角度θ１及びθ２で傾斜することになる。これにより、平衡不平衡変換器１の第１及び第２の平衡線路１４、１６の側に電子回路２０を隣接して配置しても、電子回路２０と第１及び第２の平衡線路１４、１６との間に十分な空間（距離）を確保することができるので、電子回路２０との不要な電磁的作用を抑制して電気特性の劣化を低減することができる。

（半導体集積回路）
図３は、本実施形態に係る半導体集積回路１００の概略構成図である。半導体集積回路１００は、半導体基板である基板１０上に、平衡不平衡変換器１と電子回路２０とを備えている。

平衡不平衡変換器１は、図１及び図２を参照して上述した構成と同じであり、不平衡線路１２、第１及び第２の平衡線路１４、１６を備え、不平衡線路１２の第１端１２ａに不平衡信号が入力される。第１の平衡線路１４の第３端１４ａ、及び第２の平衡線路１６の第５端１６ａから、平衡信号に変換された高周波信号が出力される。第１の平衡線路１４の第４端１４ｂ、及び第２の平衡線路１６の第６端１６ｂは、グランド端子ＧＮＤに接続されている。

電子回路２０は、平衡不平衡変換器１から送られた高周波信号の周波数ｆ１ともう一つの高周波信号の周波数ｆ２との乗算演算を行い、和と差の周波数を出力するミキサー（周波数変換器）であり、図３にはその一部を図示する。ブリッジ状に接続された４個のダイオードＤ１、Ｄ２、Ｄ３、Ｄ４と２個のメアンダ線路２２とを備えている。ブリッジ状に接続された４個のダイオードＤ１～Ｄ４は、スイッチング機能を有している。メアンダ線路２２は、蛇行した線路で構成され、誘導性回路要素である。

平衡不平衡変換器１の第１の平衡線路１４の出力用の第３端１４ａは、ダイオードＤ２及びＤ４に接続されている。第２の平衡線路１６の出力用の第５端１６ａは、ダイオードＤ１及びＤ３に接続されている。また、ダイオードＤ１及びＤ４は、それぞれメアンダ線路２２に接続され、ビアホールＢを介してグランド層に接続されている。また、電子回路２０の出力用の線路２４が、ダイオードＤ３及びＤ４に接続されており、出力用の線路２５が、ダイオードＤ１及びＤ２に接続されている。線路２６、２７はビアホールＢを介してグランド層に接続されている。

図４は、図３の半導体集積回路１００の電気等価回路である。図４に示すように、平衡不平衡変換器１は、電子回路２０の入力側で不平衡信号を平衡信号に変換するトランスと同等の機能を有している。具体的には、半導体集積回路１００への周波数ｆ１の入力信号は、平衡不平衡変換器１の不平衡線路１２の入力用第１端１２ａに入力される。平衡不平衡変換器１では、入力された不平衡信号が平衡信号に変換され、第１及び第２の平衡線路１４、１６の出力用の第３端１４ａ及び第５端１６ａから電子回路２０に出力される。出力された平衡信号は、それぞれ、ブリッジ状に接続されたダイオードＤ１～Ｄ４に送られる。電子回路２０の線路２４、２５の後段にはもう一つの周波数ｆ２の信号が入力される平衡不平衡変換器（図示せず）が配置される。ダイオードＤ３及びＤ４に接続された線路２４と、ダイオードＤ１及びＤ２に接続された線路２５とを介して、周波数ｆ１と周波数ｆ２の入力信号が乗算演算された周波数ｆ１±ｆ２の信号が出力される。

また、ダイオードＤ１のアノード及びダイオードＤ３のカソードは、メアンダ線路２２及びビアホールＢを介してグランド層に接続されている。同様に、ダイオードＤ２のアノード及びダイオードＤ４のカソードは、メアンダ線路２２及びビアホールＢを介してグランド層に接続されている。これらのメアンダ線路２２は、誘導性回路素子として電子回路２０の電気特性を調整している。

上記説明では、平衡不平衡変換器１が不平衡信号を平衡信号に変換するものとして説明してきたが、これに限定されるものではなく、平衡信号を不平衡信号に変換するようしてもよい。具体的には、第１及び第２の平衡線路１４、１６の第３端１４ａ及び第５端１６ａを、高周波信号の入力用として使用し、不平衡線路１２の第１端１２ａを、出力用として使用する。

次に、本発明の実施形態に係る平衡不平衡変換器の通過特性についてのシミュレーション結果を説明する。

［比較例］
まず、比較のために、第１の平衡線路１４の境界線Ｔに対する傾斜角度θ１が０°で、第２の平衡線路１６の境界線Ｔに対する傾斜角度θ２が０°の場合、すなわち、直線構造の平衡不平衡変換器の場合について、そのシミュレーション結果を説明する。

図５は、比較例における平衡不平衡変換器の構成を示す。図５（ａ）は平衡不平衡変換器に誘導性回路素子であるメアンダ線路２２が隣接していない場合を示し、図５（ｂ）は平衡不平衡変換器に２個のメアンダ線路２２が隣接している場合を示す。メアンダ線路２２は、本実施形態において隣接配置された電子回路２０に対応する。

シミュレーションでは、不平衡線路１２の幅Ｗ１、及び第１及び第２の平衡線路１４、１６の幅Ｗ２をすべて１５μｍとし、不平衡線路１２と第１及び第２の平衡線路１４、１６との間隔（ギャップ）Ｇを５μｍとし、不平衡線路１２の全長Ｌを６６０μｍとした。また、基板はガリウムヒ素製の半導体基板とした。これらのシミュレーション条件は、以下に述べる比較例、実施例すべてに共通である。

図６（ａ）は、図５（ａ）に示す条件（傾斜角度０°，メアンダ線路無し）での通過特性のシミュレーション結果であり、図６（ｂ）は、図５（ｂ）に示す条件（傾斜角度０°メアンダ線路有り）での通過特性のシミュレーション結果である。

図６において、実線で示されるＳ２１は、不平衡線路１２の入力用第１端１２ａに入力される入力信号Ｓ１に対する、第１の平衡線路１４の出力用第３端１４ａから出力される出力信号Ｓ２の通過特性（通過量）をｄＢ単位で示している。破線で示されるＳ３１は、不平衡線路１２の入力用第１端１２ａに入力される入力信号Ｓ１に対する、第２の平衡線路１６の出力用第５端１６ａから出力される出力信号Ｓ３の通過特性（通過量）をｄＢ単位で示している。後で説明する実施例においても同様である。

図６（ａ）に示されるように、直線構造の平衡不平衡変換器では、隣接したメアンダ線路が無い場合、例えば、周波数５０～９０ＧＨｚにおいて、通過特性Ｓ２１、Ｓ３１がともに－５ｄＢを上回り、挿入損失が小さいことがわかる。一般に、想定している動作帯域において、例えば、通過特性が－５ｄＢ程度あれば、高周波回路として十分に使用することができる。

一方、図６（ｂ）に示されるように、直線構造の平衡不平衡変換器に隣接したメアンダ線路が存在する場合、通過特性Ｓ２１、Ｓ３１ともに、９０ＧＨｚ手前で－５ｄＢを下回るディップが現れる。すなわち、直線構造の平衡不平衡変換器の場合、隣接する電子回路から電磁的作用を受けて通過特性が劣化することがわかる。

［実施例１］
図７は、実施例１における平衡不平衡変換器の構成を示す。実施例１では、第１及び第２の平衡線路１４、１６が、隣接する電子回路との境界線Ｔから１５°の角度で傾斜している。図７（ａ）は、平衡不平衡変換器にメアンダ線路２２が隣接していない場合を示し、図７（ｂ）は平衡不平衡変換器に２個のメアンダ線路２２が隣接している場合を示す。

図８（ａ）は、図７（ａ）に示す条件（傾斜角度１５°，メアンダ線路無し）での通過特性のシミュレーション結果であり、図８（ｂ）は、図７（ｂ）に示す条件（傾斜角度１５°，メアンダ線路有り）での通過特性のシミュレーション結果である。

図８（ａ）に示されるように、傾斜角度１５°でメアンダ線路無しの場合、例えば、周波数５０～９０ＧＨｚの範囲において、通過特性Ｓ２１、Ｓ３１がともに－５ｄＢを上回り、直線構造の平衡不平衡変換器と同等に、挿入損失が小さいことがわかる。

一方、図８（ｂ）に示されるように、傾斜角度１５°でメアンダ線路有りの場合、通過特性Ｓ２１、Ｓ３１ともに、９０ＧＨｚ手前にディップが現れるが、－５ｄＢを下回らず、直線構造の平衡不平衡変換器に比べて落ち込みが小さい。すなわち、傾斜角度１５°の平衡不平衡変換器の場合は、直線構造の平衡不平衡変換器と比べて、挿入損失は同等に小さく、かつ、隣接する電子回路からの電磁的作用による通過特性の劣化が低減されていることがわかる。

［実施例２］
図９は、実施例２における平衡不平衡変換器の構成を示す。実施例２では、第１及び第２の平衡線路１４、１６が、隣接する電子回路との境界線Ｔから３０°の角度で傾斜している。図９（ａ）は、平衡不平衡変換器にメアンダ線路２２が隣接していない場合を示し、図９（ｂ）は平衡不平衡変換器に２個のメアンダ線路２２が隣接している場合を示す。

図１０（ａ）は、図９（ａ）に示す条件（傾斜角度３０°，メアンダ線路無し）での通過特性のシミュレーション結果であり、図１０（ｂ）は、図９（ｂ）に示す条件（傾斜角度３０°，メアンダ線路有り）での通過特性のシミュレーション結果である。

図１０（ａ）に示されるように、傾斜角度３０°でメアンダ線路無しの場合、例えば、周波数５０～９０ＧＨｚの範囲において、通過特性Ｓ２１、Ｓ３１がともに－５ｄＢを上回り、直線構造の平衡不平衡変換器と同等に、挿入損失が小さいことがわかる。

一方、図１０（ｂ）に示されるように、傾斜角度３０°でメアンダ線路有りの場合、通過特性Ｓ２１、Ｓ３１ともに、９０ＧＨｚ付近にディップが現れるのが、－５ｄＢを下回らず、直線構造の平衡不平衡変換器の場合に比べて落ち込みが小さい。すなわち、傾斜角度３０°の平衡不平衡変換器の場合は、直線構造の平衡不平衡変換器と比べて、挿入損失は同等に小さく、かつ、隣接する電子回路からの電磁的作用による通過特性の劣化が低減されている。

［実施例３］
図１１は、実施例３における平衡不平衡変換器の構成を示す。実施例３では、第１及び第２の平衡線路１４、１６が、隣接する電子回路との境界線Ｔから４５°の角度で傾斜している。図１１（ａ）は、平衡不平衡変換器にメアンダ線路２２が隣接していない場合を示し、図１１（ｂ）は平衡不平衡変換器に２個のメアンダ線路２２が隣接している場合を示す。

図１２（ａ）は、図１１（ａ）に示す条件（傾斜角度４５°，メアンダ線路無し）での通過特性のシミュレーション結果であり、図１２（ｂ）は、図１１（ｂ）に示す条件（傾斜角度４５°，メアンダ線路有り）での通過特性のシミュレーション結果である。

図１２（ａ）に示されるように、傾斜角度４５°でメアンダ線路無しの場合、例えば、周波数５０～９０ＧＨｚの範囲において、通過特性Ｓ２１、Ｓ３１がともにその範囲のほぼ全域で－５ｄＢを上回っており、直線構造の平衡不平衡変換器とほぼ同等に、挿入損失が小さいことがわかる。

一方、図１２（ｂ）に示されるように、傾斜角度４５°でメアンダ線路有りの場合、通過特性Ｓ２１、Ｓ３１ともに、９０ＧＨｚ付近にディップが現れるのが、－５ｄＢを下回らず、直線構造の平衡不平衡変換器の場合に比べて落ち込みが小さい。すなわち、傾斜角度４５°の平衡不平衡変換器の場合は、直線構造の平衡不平衡変換器と比べて、挿入損失は同等に小さく、かつ、隣接する電子回路からの電磁的作用による通過特性の劣化が低減されている。

［実施例４］
図１３は、実施例４における平衡不平衡変換器の構成を示す。実施例４では、第１及び第２の平衡線路１４、１６が、隣接する電子回路との境界線Ｔから６０°の角度で傾斜している。図１３（ａ）は、平衡不平衡変換器にメアンダ線路２２が隣接していない場合を示し、図１３（ｂ）は平衡不平衡変換器に２個のメアンダ線路２２が隣接している場合を示す。

図１４（ａ）は、図１３（ａ）に示す条件（傾斜角度６０°，メアンダ線路無し）での通過特性のシミュレーション結果であり、図１４（ｂ）は、図１３（ｂ）に示す条件（傾斜角度６０°，メアンダ線路有り）での通過特性のシミュレーション結果である。

図１４（ａ）に示されるように、傾斜角度６０°でメアンダ線路無しの場合、例えば、周波数５０～９０ＧＨｚの範囲において通過特性Ｓ２１、Ｓ３１がともにその範囲のほぼ全域で－５ｄＢを上回っており、直線構造の平衡不平衡変換器と同様に、挿入損失が小さいことがわかる。

一方、図１４（ｂ）に示されるように、傾斜角度６０°でメアンダ線路有りの場合、通過特性Ｓ２１、Ｓ３１ともに、９０ＧＨｚ手前で小さなディップが現れているが、－５ｄＢを下回らず、直線構造の平衡不平衡変換器の場合に比べて落ち込みが小さい。すなわち、傾斜角度６０°の平衡不平衡変換器の場合は、直線構造の平衡不平衡変換器と比べて、挿入損失は同等に小さく、かつ、隣接した電子回路からの電磁的作用による通過特性の劣化が低減されている。

［実施例５］
図１５は、実施例５における平衡不平衡変換器の構成を示す。実施例５では、第１及び第２の平衡線路１４、１６が、隣接配置された電子回路との境界線Ｔから７５°の角度で傾斜している。図１５（ａ）は、平衡不平衡変換器にメアンダ線路２２が隣接していない場合を示し、図１５（ｂ）は平衡不平衡変換器に２個のメアンダ線路２２が隣接している場合を示す。

図１６（ａ）は、図１５（ａ）に示す条件（傾斜角度７５°，メアンダ線路無し）での通過特性のシミュレーション結果であり、図１６（ｂ）は、図１５（ｂ）に示す条件（傾斜角度７５°，メアンダ線路有り）での通過特性のシミュレーション結果である。

図１６（ａ）に示されるように、傾斜角度７５°でメアンダ線路無しの場合、通過特性Ｓ３１が５０～６０ＧＨｚにおいて－５ｄＢを下回っており、この周波数範囲での挿入損失が大きい。

一方、図１６（ｂ）に示されるように、傾斜角度７５°でメアンダ回路有りの場合、通過特性Ｓ２１、Ｓ３１ともにディップがほとんど無いことがわかる。すなわち、傾斜角度７５°の平衡不平衡変換器の場合は、直線構造の平衡不平衡変換器と比べて、隣接した電子回路からの電磁的作用による通過特性の劣化は低減されるが、信号の減衰が大きくなっていることがわかる。

［実施例６］
図１７は、実施例６における平衡不平衡変換器の構成を示す。実施例６では、第１の平衡線路１４の傾斜角度θ１は３０°で、第２の平衡線路１６の傾斜角度θ２は０°となっている。すなわち、第１の平衡線路１４のみ境界線Ｔに対して傾斜している。図１７（ａ）は、平衡不平衡変換器にメアンダ線路２２が隣接していない場合を示し、図１７（ｂ）は平衡不平衡変換器に２個のメアンダ線路２２が隣接している場合を示す。

図１８（ａ）は、図１７（ａ）に示す条件（傾斜角度θ１＝３０°，θ２＝０°，メアンダ線路無し）での通過特性のシミュレーション結果であり、図１８（ｂ）は、図１７（ｂ）に示す条件（傾斜角度θ１＝３０°，θ２＝０°，メアンダ線路有り）での通過特性のシミュレーション結果である。

図１８（ａ）に示されるように、第１の平衡線路１４のみ傾斜角度３０°で傾斜させた平衡不平衡変換器でメアンダ線路無しの場合、例えば、周波数５０～９０ＧＨｚの範囲において通過特性Ｓ２１、Ｓ３１がともに－５ｄＢを上回り、直線構造の平衡不平衡変換器と同様に、挿入損失が小さいことがわかる。

一方、図１８（ｂ）に示されるように、第１の平衡線路１４のみ傾斜角度３０°で傾斜させた平衡不平衡変換器でメアンダ線路有りの場合、通過特性Ｓ３１が、９０ＧＨｚ手前で大きく落ち込んでいる。すなわち、第１の平衡線路１４のみ傾斜角度３０°で傾斜させた平衡不平衡変換器の場合は、直線構造の平衡不平衡変換器と比べて、第１の平衡線路１４に対する電子回路２０からの電磁的作用による通過特性の劣化は低減されるが、第２の平衡線路１６に対する電子回路２０からの電磁的作用による通過特性の劣化は低減されていない。このことから、隣接する電子回路２０からの電磁的作用による通過特性の劣化を、選択的に低減できることがわかる。

実施例６のように、第１及び第２の平衡線路１４、１６の一方のみを境界線Ｔに対して傾斜させる場合は、隣接配置された電子回路２０において、傾斜させた方の平衡線路の側に誘導性回路要素が偏在している場合に特に有効である。

比較例、実施例１～６より、動作周波数帯を５０～９０ＧＨｚとした場合、第１の平衡線路１４の境界線Ｔに対する傾斜角度θ１、及び第２の平衡線路１６の境界線Ｔに対する傾斜角度θ２は、７５°より小さくするのが好ましく、１５°～６０°の範囲内とするのがより好ましい。

以上述べたように、本発明は、隣接する電子回路との電磁的作用によって生じる電気特性の劣化を低減することができるという効果を有し、平衡不平衡変換器及びそれを備えた半導体集積回路の全般に有用である。

１ 平衡不平衡変換器
１０ 基板
１２ 不平衡線路
１２ａ 第１端
１２ｂ 第２端
１２ｃ 長手方向中心
１２ｄ 第１の線路部分
１２ｅ 第２の線路部分
１４ 第１の平衡線路
１４ａ 第３端
１４ｂ 第４端
１６ 第２の平衡線路
１６ａ 第５端
１６ｂ 第６端
１８ グランド層
２０ 電子回路
２２ メアンダ線路
１００ 半導体集積回路
Ｄ１、Ｄ２、Ｄ３、Ｄ４ ダイオード
ＧＮＤ グランド端子
Ｂ ビアホール
Ｔ 境界線

Claims (8)

1. 平衡信号と不平衡信号を相互に変換する平衡不平衡変換器（１）であって、
   誘電体あるいは半導体からなる基板（１０）と、
   前記基板上に形成され、第１端（１２ａ）にて前記不平衡信号が入力又は出力され、第２端（１２ｂ）が開放された不平衡線路（１２）と、
   前記基板上に前記不平衡線路の前記第１端から長手方向の中心（１２ｃ）までの線路部分（１２ｄ）に対し並行に配置され、前記中心側の第３端（１４ａ）にて前記平衡信号が出力又は入力され、第４端（１４ｂ）が接地された第１の平衡線路（１４）と、
   前記基板上に前記不平衡線路の前記第２端から前記中心までの線路部分（１２ｅ）に対し並行に配置され、前記中心側の第５端（１６ａ）にて前記平衡信号が出力又は入力され、第６端（１６ｂ）が接地された第２の平衡線路（１６）と、
   を備え、前記不平衡線路は、前記不平衡線路の前記第１端から前記不平衡線路の中心（１２ｃ）までの線路部分（１２ｄ）と前記不平衡線路の前記第２端から前記中心までの線路部分（１２ｅ）とが前記中心で１つの角度を形成するように、前記中心で前記第１及び第２の平衡線路の反対側に折れ曲がっていることを特徴とする平衡不平衡変換器。
2. 前記基板上に前記平衡不平衡変換器の前記第１及び第２の平衡線路側に隣接して配置された電子回路（２０）と前記平衡不平衡変換器との境界線（Ｔ）に対して、前記第１の平衡線路及び前記第２の平衡線路の少なくとも一方が傾斜していることを特徴とする請求項１に記載の平衡不平衡変換器。
3. 前記第１の平衡線路の前記境界線に対する傾斜角度（θ１）と、前記第２の平衡線路の前記境界線に対する傾斜角度（θ２）が、等しいことを特徴とする請求項２に記載の平衡不平衡変換器。
4. 前記第１の平衡線路の前記境界線に対する傾斜角度（θ１）、あるいは前記第２の平衡線路の前記境界線に対する傾斜角度（θ２）のいずれかが、７５°より小さいことを特徴とする請求項２～３のいずれか１項に記載の平衡不平衡変換器。
5. 前記第１の平衡線路の前記境界線に対する傾斜角度（θ１）、あるいは前記第２の平衡線路の前記境界線に対する傾斜角度（θ２）のいずれかが、１５°以上６０°以下の範囲内であることを特徴とする請求項２～４のいずれか１項に記載の平衡不平衡変換器。
6. 請求項１～５のいずれか１項に記載の平衡不平衡変換器（１）と、半導体製である前記基板上に前記平衡不平衡変換器の前記第１及び第２の平衡線路の側に隣接して配置された電子回路（２０）と、を備え、
   前記第１の平衡線路と、第２の平衡線路と、前記不平衡線路とは、同一平面上に形成されていることを特徴とする半導体集積回路。
7. 前記電子回路が周波数変換器であることを特徴とする請求項６に記載の半導体集積回路。
8. 前記電子回路は、誘導性回路素子を含むことを特徴とする請求項６又は請求項７に記載の半導体集積回路。

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