JP7005009B2 - アンテナ装置 - Google Patents

Description

本発明は、アンテナ装置に関する。

近年、あらゆるものがインターネットにつながるＩｏＴ（Internet of Things）社会への進展が期待されている。中でも、自動車分野の通信環境では、ネットワークに常時つながる自動車である「コネクテッドカー」がＩＴＳ（Intelligent Transport Systems：高
度道路交通システム）分野を変革させるものとして期待されている。

コネクテッドカーは、ＩＣＴ（Information and Communication Technology）端末としての機能を有する自動車である。コネクテッドカーは、車両の状態や周囲の道路状況などの様々なデータをセンサー等により取得し、ネットワークを介して集積および分析することで、新たな価値を生み出すことが期待された自動車である。そのため、コネクテッドカーは、携帯電話基地局との通信による集中管理型ネットワークのみならず、車車間通信や路車間通信による自律分散型ネットワークを併用する。コネクテッドカーは、データを集積して分析するためには携帯電話基地局や他自動車間との通信が欠かせない。

例えば、特許文献１では、エスパアンテナを用いて受信信号が最大となるように指向性を制御するアンテナについて開示されている。これによれば、安定した通信が行えると共に回路構成の簡単化、小型化および低コスト化を図れるアンテナを実現できる。

特開２００５－２７７８８９号公報 特開昭５９－１１４９０７号公報

ところで、都市部においてはビルが立ち並ぶので、都市部の伝搬環境は、ビルに囲まれた道路に沿って電波が伝搬するストリートマイクロセル環境となる。そして、このような伝搬環境では、携帯電話基地局からの電波は限られた方向のみから到来することになる。さらに、前方を走行中の車、対向車および信号機からの電波は、これらの送信アンテナから直接電波がコネクテッドカーに届くので（クラスター伝搬環境）、携帯電話基地局からの電波と同様に限られた方向のみからコネクテッドカーに到来することになる。換言すると、都市部の伝搬環境は、直接波と反射波とが存在する多重波伝搬環境（マルチパス伝搬環境）となっている。そのため、コネクテッドカーを実現するためには、このような多重波伝搬環境において、コネクテッドカーの走行によって、時々刻々と変化する到来波方向に指向性ビームを向けることにより超高速通信かつ大容量通信を実現する必要がある。

しかしながら、上記特許文献１に記載のアンテナは、エスパアンテナを用いて１つの指向性ビームを向けることができるに過ぎず、超高速通信かつ大容量通信を実現できないという問題がある。

そこで、本発明は、上述の事情を鑑みてなされたもので、多重波伝搬環境において超高速通信かつ大容量通信を行うことできるアンテナ装置を提供することを目的とする。

上記目的を達成するために、本発明の一形態に係るアンテナ装置は、円上に等間隔に配列されたＮ個（Ｎは４以上の偶数）のアンテナ素子を有する円形配列フェーズドアレーアンテナと、前記円形配列フェーズドアレーアンテナに到来する到来波の方向である到来波方向に応じて、前記Ｎ個のアンテナ素子を前記到来波方向に直交するように前記Ｎ／２個のサブアレーに分割し、前記サブアレーの指向性を制御することで前記到来波方向に向いた前記Ｎ／２個のビームを独立に形成する制御部とを備える。

この構成により、変化する到来波方向に応じて、到来波方向に直交するように分割されたサブアレーの指向性を制御して複数のビームを独立に形成することができるので、サブアレー配列方向の最適化により低空間相関化された、２×２以上の多素子ＭＩＭＯ送信アンテナを実現できる。これにより、多重波伝搬環境において超高速通信かつ大容量通信を行うことできるアンテナ装置を実現できる。

ここで、前記Ｎ／２個のサブアレーそれぞれは、配列方向が平行となる２個のアンテナ素子の組み合わせで構成され、前記組み合わせは、前記到来波方向に応じて、変更される。

さらに、前記組み合わせには、前記Ｎ／２のパターンがあり、前記制御部は、前記Ｎ／２のパターンのうち、前記到来波方向とπ／Ｎの角度範囲以内において平行となる２個のアンテナ素子の組み合わせのパターンを選択することで、前記組み合わせを、前記到来波方向に応じて変更する。

また、例えば、前記Ｎ個のアンテナ素子それぞれは、前記円の領域を含む平面と垂直に配置されたアンテナ素子からなるとしてもよい。

また、例えば、前記Ｎ個のアンテナ素子はそれぞれ、ダイポールアンテナと電気的に等価な働きをする等価ダイポール素子であるとしてもよい。

また、例えば、前記円形配列フェーズドアレーアンテナは、さらに、前記円の略中心に配された寄生素子を有するとしてもよい。

ここで、前記寄生素子は、アンテナ素子として用いられ、前記アンテナ装置は、さらに、前記Ｎ個のアンテナ素子それぞれの受信信号を前記Ｎ個のアンテナ素子の配置に応じた重みをかけて合計した第１信号と、前記寄生素子の受信信号である第２信号とを統計解析し、前記第１信号および前記第２信号の位相差を算出することにより、前記到来波方向を推定する到来波方向推定部と、前記円形配列フェーズドアレーアンテナとの接続を、前記到来波方向推定部および前記制御部のうちの一方に切り換える切り換え部と、を備え、前記位相差は、前記到来波方向に略比例するとしてもよい。

さらに、例えば、前記到来波方向推定部は、前記切り換え部により、前記円形配列フェーズドアレーアンテナとの接続が、前記到来波方向推定部に切り換えられている間に、前記第１信号の位相角と前記第２信号の位相角との差を算出することで、前記第１信号および前記第２信号の位相差を算出するとしてもよい。

この場合、前記到来波方向推定部は、所定時間の前記第１信号における同相成分および直交成分の平均値である第１同相平均値および第１直交平均値を算出し、かつ、前記所定時間の前記第２信号における同相成分および直交成分の平均値である第２同相平均値および第２直交平均値を算出することで、前記第１信号と前記第２信号とを統計解析し、前記第１信号の位相角を前記第１同相平均値および第１直交平均値から算出し、前記第２信号の位相角を前記第２同相平均値および第２直交平均値から算出する。

また、例えば、前記制御部は、前記切り換え部により、前記円形配列フェーズドアレーアンテナとの接続が、前記制御部に切り換えられている間に、前記到来波方向推定部により推定された前記到来波方向に応じて、前記Ｎ／２個のサブアレーに分割し、前記サブアレーの指向性を制御するとしてもよい。

また、例えば、前記制御部は、前記切り換え部により、前記円形配列フェーズドアレーアンテナとの接続が、前記制御部に切り換えられている間に、前記到来波方向推定部により推定された前記到来波方向に応じて、前記Ｎ／２個のサブアレーに分割し、前記サブアレーの指向性を制御するとしてもよい。

また、前記円形配列フェーズドアレーアンテナは２以上あり、前記制御部は、２以上の前記円形配列フェーズドアレーアンテナのそれぞれにおいて、前記到来波方向に向いた前記Ｎ／２個のビームを独立に形成するとしてもよい。

なお、これらの全般的または具体的な態様は、システム、方法、集積回路、コンピュータプログラムまたはコンピュータで読み取り可能なＣＤ－ＲＯＭなどの記録媒体で実現されてもよく、システム、方法、集積回路、コンピュータプログラムおよび記録媒体の任意な組み合わせで実現されてもよい。

本発明のアンテナ装置によれば、多重波伝搬環境において超高速通信かつ大容量通信を行うことできる。

実施の形態１におけるアンテナ装置の構成の一例を示すブロック図である。 実施の形態１における円形配列フェーズドアレーアンテナの構成の一例を示す図である。 実施の形態１におけるサブアレーの組み合わせの一つを示す図である。 実施の形態１におけるサブアレーの組み合わせの一つを示す図である。 実施の形態１におけるサブアレーの組み合わせの一つを示す図である。 実施の形態１におけるサブアレーの組み合わせの一つを示す図である。 実施の形態１の制御部の具体的構成の一例を示す図である。 電波が＋Ｘ軸方向から到来した場合のサブアレーの具体的構成例を示す図である。 実施の形態２における円形配列フェーズドアレーアンテナの構成の一例を示す図である。 実施の形態２におけるサブアレーの組み合わせの一つを示す図である。 実施の形態２におけるサブアレーの組み合わせの一つを示す図である。 実施の形態２におけるサブアレーの組み合わせの一つを示す図である。 実施の形態２におけるサブアレーの組み合わせの一つを示す図である。 電波が＋Ｘ軸方向から到来した場合のサブアレーの具体的構成例を示す図である。 寄生素子を有さない円形配列フェーズドアレーアンテナのアンテナ素子＃３の指向特性を示す図である。 寄生素子を有さない円形配列フェーズドアレーアンテナのアンテナ素子＃２の指向特性を示す図である。 寄生素子を有さない円形配列フェーズドアレーアンテナのサブアレー１の指向特性を示す図である。 寄生素子を有さない円形配列フェーズドアレーアンテナのアンテナ素子＃４の指向特性を示す図である。 寄生素子を有さない円形配列フェーズドアレーアンテナのアンテナ素子＃１の指向特性を示す図である。 寄生素子を有さない円形配列フェーズドアレーアンテナのサブアレー２の指向特性を示す図である。 寄生素子を有する円形配列フェーズドアレーアンテナのアンテナ素子＃３の指向特性を示す図である。 寄生素子を有する円形配列フェーズドアレーアンテナのアンテナ素子＃２の指向特性を示す図である。 寄生素子を有する円形配列フェーズドアレーアンテナのサブアレー１の指向特性を示す図である。 寄生素子を有する円形配列フェーズドアレーアンテナのアンテナ素子＃４の指向特性を示す図である。 寄生素子を有する円形配列フェーズドアレーアンテナのアンテナ素子＃１の指向特性を示す図である。 寄生素子を有する円形配列フェーズドアレーアンテナのサブアレー２の指向特性を示す図である。 アンテナ素子＃２、＃３で構成されるサブアレー１の指向特性を示す図である。 アンテナ素子＃１、＃４で構成されるサブアレー２の指向特性を示す図である。 アンテナ素子＃５、＃８で構成されるサブアレー３の指向特性を示す図である。 アンテナ素子＃６、＃７で構成されるサブアレー４の指向特性を示す図である。 到来波方向が０度のときのサブアレー２の指向特性を示す図である。 到来波方向が４５度のときのサブアレー２の指向特性を示す図である。 到来波方向が９０度のときのサブアレー２の指向特性を示す図である。 到来波方向が１３５度のときのサブアレー２の指向特性を示す図である。 到来波方向が１８０度のときのサブアレー２の指向特性を示す図である。 到来波方向が２２５度のときのサブアレー２の指向特性を示す図である。 到来波方向が２７０度のときのサブアレー２の指向特性を示す図である。 到来波方向が３１５度のときのサブアレー２の指向特性を示す図である。 寄生素子の長さを変化させたときの指向性利得を示す図である。 円形配列フェーズドアレーアンテナを用いて４×４ＭＩＭＯを構成する解析モデルを示す図である。 到来波方向に応じて指向性を制御したときの４×４ＭＩＭＯ伝送容量を示す図である。 寄生素子の有無と４×４ＭＩＭＯ伝送容量との関係を示す図である。 比較例における半波長ダイポールを用いて４×４ＭＩＭＯを構成する解析モデルを示す図である。 到来波方向が変化したときの４×４ＭＩＭＯ伝送容量を示す図である。 円形配列フェーズドアレーアンテナの半径を変えたときの４×４ＭＩＭＯ伝送容量を示す図である。 到来波方向が０度である場合におけるサブアレー２とサブアレー３とに合成されるアンテナ素子の組み合わせの一例である。 到来波方向が０度である場合におけるサブアレー２とサブアレー３とに合成されるアンテナ素子の組み合わせの一例である。 到来波方向が０度である場合におけるサブアレー２とサブアレー３とに合成されるアンテナ素子の組み合わせの一例である。 サブアレー２とサブアレー３とのアンテナ素子の組み合わせを変えたときの４×４ＭＩＭＯ伝送容量を示す図である。 実施の形態３における方向推定装置の構成の一例を示す図である。 実施の形態３における円形配列フェーズドアレーアンテナの構成の一例を示す図である。 図２５に示す円形配列フェーズドアレーアンテナの具体的構成例を示す図である。 実施の形態３の加算部の具体的構成の一例を示す図である。 仲上－ライスフェージングの確率分布を示す図である。 実施の形態３における多重波環境の受信信号のＩＱ値の一例を示す図である。 実施の形態３における方向推定装置の動作概要を示すフローチャートである。 実施の形態３における方向推定装置の動作の詳細を示すフローチャートである。 実施の形態４におけるアンテナ装置の構成の一例を示す図である。 実施の形態４における円形配列フェーズドアレーアンテナの構成の一例を示す図である。 実施の形態４の切り換え部および制御部の具体的構成の一例を示す図である。 実施の形態４における到来波方向推定部の構成の一例を示す図である。 電波が＋Ｘ軸方向から到来した場合のサブアレーの具体的構成例を示す図である。 実施の形態５における組み合わせ円形配列フェーズドアレーアンテナの構成の一例を示す図である。 実施の形態５におけるアンテナ装置が車両に搭載された場合の概念図を示す図である。 実施の形態５における間隔Ｄを変化させたときのサブアレー１の指向性を示す図である。 実施の形態５における組み合わせ円形配列フェーズドアレーアンテナにおけるサブアレー１を示す図である。 実施の形態５における間隔Ｄと８×８ＭＩＭＯ伝送容量との関係を示す図である。 比較例における半波長ダイポールを用いて８×８ＭＩＭＯを構成する解析モデルを示す図である。 実施の形態５における到来波方向が変化したときの８×８ＭＩＭＯ伝送容量を示す図である。 変形例１における組み合わせ円形配列フェーズドアレーアンテナの構成の一例を示す図である。 変形例１における組み合わせ円形配列フェーズドアレーアンテナの構成の一例を示す図である。 変形例２における組み合わせ円形配列フェーズドアレーアンテナの構成の一例を示す図である。 変形例２における組み合わせ円形配列フェーズドアレーアンテナの構成の一例を示す図である。 変形例２における制御部の具体的構成の一例を示す図である。

なお、以下で説明する実施の形態は、いずれも本発明の一具体例を示すものである。以下の実施の形態で示される数値、形状、材料、構成要素、構成要素の配置位置及び接続形態、ステップ、ステップの順序などは、一例であり、本発明を限定する主旨ではない。また、以下の実施の形態における構成要素のうち、最上位概念を示す独立請求項に記載されていない構成要素については、任意の構成要素として説明される。

（実施の形態１）
［アンテナ装置の構成］
図１は、実施の形態１におけるアンテナ装置１０の構成の一例を示す図である。

図１に示すように、本実施の形態におけるアンテナ装置１０は、円形配列フェーズドアレーアンテナ１と、制御部１２とを備える。本実施の形態におけるアンテナ装置１０は、例えばコネクテッドカーに搭載される。図１では、８個のアンテナ素子を有する円形配列フェーズドアレーアンテナ１の例が示されている。

［円形配列フェーズドアレーアンテナ１］
円形配列フェーズドアレーアンテナ１は、円上に等間隔に配列されたＮ個（Ｎは４以上の偶数）のアンテナ素子を有する。Ｎ個のアンテナ素子それぞれは、当該円の領域を含む平面が無指向性のアンテナ素子であり、例えば、当該円の領域を含む平面と垂直に配置された所定長さのダイポールアンテナからなる。なお、ダイポールアンテナは必ずしも実際のダイポールアンテナである必要はなく、電気的に等価な動作をする等価ダイポール素子であってもよい。これにより、円形配列フェーズドアレーアンテナ１は、当該円の領域を含む平面（水平面内）の指向性が実質的に全方向となる。

図２は、実施の形態１における円形配列フェーズドアレーアンテナ１の構成の一例を示す図である。

図２に示すように、Ｎ＝８の場合には、円形配列フェーズドアレーアンテナ１は、半径ａの円周上に４５度間隔で配列された８個のアンテナ素子（＃１～＃８）で構成される。ここで、半径ａは、例えば４．９ｃｍである。

以下では、円形配列フェーズドアレーアンテナ１のＸＹ平面においてＸ軸に対してφの角度で到来波が到来する場合を例に挙げて説明する。

［制御部１２］
制御部１２は、円形配列フェーズドアレーアンテナ１に到来する到来波の方向である到来波方向に応じて、Ｎ個のアンテナ素子を到来波方向に直交するようにＮ／２個のサブアレーに分割する。制御部１２は、分割したサブアレーの指向性を制御することで到来波方向に向いたＮ／２個のビームを独立に形成する。ここで、Ｎ／２個のサブアレーはそれぞれ、配列方向が平行となる２個のアンテナ素子の組み合わせで構成され、組み合わせは、到来波方向に応じて、変更される。組み合わせには、Ｎ／２のパターンがある。

制御部１２は、Ｎ／２のパターンの組み合わせのうち、到来波方向とπ／Ｎの角度範囲以内において平行となる２個のアンテナ素子の組み合わせのパターンを選択することで、組み合わせを、到来波方向に応じて変更する。

例えば、制御部１２は、円形配列フェーズドアレーアンテナ１を構成するアンテナ素子が８（Ｎ＝８）の場合には、到来波方向に応じて４パターンの組み合わせの一を選択する。

図３Ａ～図３Ｄは、実施の形態１におけるサブアレーの到来波方向に応じた組み合わせを示す図である。

図３Ａには、アンテナ素子＃２，＃３と、アンテナ素子＃１，＃４と、アンテナ素子＃５，＃８と、アンテナ素子＃６，＃７とをそれぞれサブアレーとする組み合わせが示されている。そして、制御部１２は、到来波の方向（角度）が図１に示すＸＹ平面のＸ軸に対して０度±２２．５度または１８０度±２２．５度の場合、図３Ａに示すサブアレーの組み合わせのパターンを選択する。

同様に、図３Ｂには、アンテナ素子＃３，＃４と、アンテナ素子＃２，＃５と、アンテナ素子＃１，＃６と、アンテナ素子＃７，＃８とをそれぞれサブアレーとする組み合わせが示されている。制御部１２は、到来波の方向が図１に示すＸＹ平面のＸ軸に対して４５度±２２．５度または２２５度±２２．５度の場合、図３Ｂに示すサブアレーの組み合わせのパターンを選択する。

また、図３Ｃには、アンテナ素子＃４，＃５と、アンテナ素子＃３，＃６と、アンテナ素子＃２，＃７と、アンテナ素子＃１，＃８とをそれぞれサブアレーとする組み合わせが示されている。制御部１２は、到来波の方向が図１に示すＸＹ平面のＸ軸に対して９０度±２２．５度または２７０度±２２．５度の場合、図３Ｃに示すサブアレーの組み合わせのパターンを選択する。

また、図３Ｄには、アンテナ素子＃５，＃６と、アンテナ素子＃４，＃７と、アンテナ素子＃３，＃８と、アンテナ素子＃１，＃２と、をそれぞれサブアレーとする組み合わせが示されている。制御部１２は、到来波の方向が図１に示すＸ軸に対して１３５度±２２．５度または３１５度±２２．５度の場合、図３Ｄに示すサブアレーの組み合わせのパターンを選択する。

このように、制御部１２は、到来波方向のＸ軸に対する角度に応じて、サブアレーの組み合わせを変更することで、４つのビームを到来波方向に制御する。なお、制御部１２が、サブアレーの組み合わせを変える角度は、８個のアンテナ素子（＃１～＃８）が４５度間隔で配列されていることから、その中間の２２．５度となる。すなわち、制御部１２は、到来波方向のＸ軸に対する２２．５度、６７．５度、１１２．５度、１５７．５度、２０２．５度、２４７．５度、２９２．５度、３３７．５度の角度を境にサブアレーの組み合わせを変更するとも表現できる。

以下、Ｎ＝８の場合を例に挙げて説明する。

図４は、実施の形態１の制御部１２の具体的構成の一例を示す図である。

本実施の形態では、制御部１２は、図１に示すように、組み合わせ変更部１２１と、減算部１２２と、移相部１２３と、合成／分配部１２４とを備える。

＜組み合わせ変更部１２１＞
組み合わせ変更部１２１は、到来波方向に応じて、４つのサブアレーの組み合わせを変更する。これにより、組み合わせ変更部１２１は、到来波方向に直交するように、円形配列フェーズドアレーアンテナ１を構成する８個のアンテナ素子を４つのサブアレーに分割することができる。

例えば図４に示すように、組み合わせ変更部１２１は、複数のスイッチで構成されるスイッチ回路を有する。組み合わせ変更部１２１は、到来波方向に応じて複数のスイッチのＯＮ、ＯＦＦの組み合わせを切り換えることで、減算部１２２と接続する８個のアンテナ素子の組み合わせを変更する。

＜減算部１２２＞
減算部１２２は、移相部１２３を介して伝送された信号またはアンテナ素子＃１～＃８から伝送された信号を減衰させる。

例えば図４に示すように、減算部１２２は、８個のアッテネータで構成され、移相部１２３を介して伝送された信号またはアンテナ素子＃１～＃８から伝送された信号それぞれに重み（ｗ_ｉ）をかけて重み付けする。

＜移相部１２３＞
移相部１２３は、合成／分配部１２４から伝送された信号の一部の位相を変化させる。または、移相部１２３は、減算部１２２から伝送された信号の一部の位相を変化させる。

例えば図４に示すように、移相部１２３は、４個の移相器で構成され、合成／分配部１２４から伝送された４つのｃｈ（ｃｈ１～ｃｈ４）それぞれが２つに分配された信号の一方の位相を変化させる。または、移相部１２３は、８個のアッテネータのうちの４個のアッテネータから伝送された信号の位相を変化させる。

＜合成／分配部１２４＞
合成／分配部１２４は、４つのｃｈ（ｃｈ１～ｃｈ４）からなるＭＩＭＯ送信アンテナの信号それぞれを分配する。または、合成／分配部１２４は、移相部１２３から伝送された信号を４つのｃｈに合成する。

例えば図４に示すように、合成／分配部１２４は、４個の合成／分配器で構成され、４つのｃｈ（ｃｈ１～ｃｈ４）の信号それぞれを分配する。または、合成／分配部１２４は、移相部１２３から伝送された信号を４つのｃｈに合成する。

このようにして、制御部１２は、分割したサブアレーにおいて、サブアレーを構成するアンテナ素子ｉに重みｗ_ｉを乗算し、到来波方向に近いアンテナ素子に対して位相τ_ｉをかけて合成する。

［効果等］
以上のように、本実施の形態のアンテナ装置１０によれば、変化する到来波方向に応じて、到来波方向に直交するように分割されたサブアレーの指向性を制御して複数のビームを独立に形成することができる。これにより、サブアレー配列方向の最適化により低空間相関化された、２×２以上の多素子ＭＩＭＯアンテナを実現でき、多重波伝搬環境において超高速通信かつ大容量通信を行うことできる。

ところで、クラスター伝搬環境において超高速通信かつ大容量通信を行えるコネクテッドカーを実現するには、１）指向性制御による高ＳＮＲ化、２）アレー配列方向の最適化による低空間相関化、３）多素子ＭＩＭＯアンテナの実現が必要となる。以下では、図５を用いて、１）～３）が実現できることを説明する。

図５は、電波が＋Ｘ軸方向から到来した場合のサブアレーの具体的構成例を示す図である。

電波すなわち到来波が０度（＋Ｘ軸）方向から到来したとき、本実施の形態のアンテナ装置１０は、図５に示すように、円形配列フェーズドアレーアンテナ１を４つのサブアレー（サブアレー１～４）に分割する。図５に示すように、サブアレー１は、アンテナ素子＃２と＃３、サブアレー２はアンテナ素子＃１と＃４、サブアレー３はアンテナ素子＃５と＃８、サブアレー４はアンテナ素子＃６と＃７によって構成される。また、サブアレー１～４それぞれを構成するアンテナ素子の配列方向は、到来波方向に対して平行となっている。

換言すると、本実施の形態のアンテナ装置１０は、サブアレーを構成する各アンテナ素子に重みｗ_ｉを乗算し、サブアレーを構成するアンテナ素子のうち到来波方向に近いアンテナ素子に対して位相τ_ｉをかけて合成する。この場合、サブアレーを構成するアンテナ素子は、Ｘ軸で対称となっているので、サブアレー１と４、サブアレー２と３の重みと位相は同じ値である。具体的には、サブアレー１と４においてｗ_２＝ｗ_７、ｗ_３＝ｗ_６、τ_２＝τ_７、サブアレー２と３においてｗ_１＝ｗ_８、ｗ_４＝ｗ_５、τ_１＝τ_８である。

このようにして、本実施の形態のアンテナ装置１０は、円形配列フェーズドアレーアンテナ１を用いて、到来波に対して平行な２本のアンテナ素子によるフェーズドアレーを形成する。２本のアンテナ素子の指向特性はＸＹ平面において無指向性である。そのため、サブアレーを構成するアンテナ素子間の距離ｄ_１およびｄ_２に応じて位相差を設けて合成することによって指向性のビーム方向を制御することができる。

なお、円形配列フェーズドアレーアンテナ１の半径ａが小さい場合には、サブアレーを構成するアンテナ素子間の距離が近くなるので、アンテナ素子間の相互結合により指向性が歪められる。本実施の形態では、各アンテナ素子の複素指向性に応じて、サブアレーを合成するアンテナ素子間の重みと位相とを最適化することで、ビームを到来波方向に向ける。

それにより、時々刻々と変化する到来波方向に指向性ビームを向けることができるので、本実施の形態のアンテナ装置１０が円形配列フェーズドアレーアンテナ１で受信する受信信号は高ＳＮＲを実現できる。

また、到来波方向に対してアレー配列が平行な場合には受信信号の相関は高くなるのに対して、アレー配列が直交しているときは相関が低くなる。本実施の形態のアンテナ装置１０では、到来波方向に対して合成するサブアレー１～４が直交して配列されているので、４つの受信信号は低相関となる。

このようにして、本実施の形態のアンテナ装置１０は、第５世代移動通信において必要とされる４×４多素子ＭＩＭＯアンテナを実現することができる。より具体的には、円形配列フェーズドアレーアンテナ１のアンテナ素子は、円形に配列されているので、到来波方向が変化しても合成する２つのアンテナ素子の組み合わせを４５度毎に変えることで、様々な到来波方向に対応可能なサブアレーに分割できる。そして、アンテナ装置１０は、到来波方向にビームを向けることで、アンテナ特性を常に高利得な状態に保つことが可能となり、超高速通信だけでなくＭＩＭＯ伝送容量の向上も図れることになる。

（実施の形態２）
実施の形態２では、実施の形態１で説明した円形配列フェーズドアレーアンテナ１の円の略中心に、寄生素子を配する場合について説明する。なお、以下では、実施の形態１と異なる部分を中心に説明する。

［アンテナ装置の構成］
本実施の形態におけるアンテナ装置は、円形配列フェーズドアレーアンテナ１Ａと、制御部１２とを備える。

［円形配列フェーズドアレーアンテナ１Ａ］
円形配列フェーズドアレーアンテナ１Ａは、円上に等間隔に配列されたＮ個（Ｎは４以上の偶数）のアンテナ素子と、円の略中心に配された寄生素子を有する。Ｎ個のアンテナ素子それぞれは、当該円の領域を含む平面が無指向性のアンテナ素子であり、例えば、当該円の領域を含む平面と垂直に配置された所定長さのダイポールアンテナからなる。なお、ダイポールアンテナは必ずしも実際のダイポールアンテナである必要はなく、電気的に等価な動作をする等価ダイポール素子であってもよい。また、寄生素子は、当該円の領域を含む平面と垂直に配置された所定長さの金属導線からなる。なお、金属導線は必ずしも実際の金属導線である必要はなく、電気的に等価な動作をする素子であってもよい。

図６は、実施の形態２における円形配列フェーズドアレーアンテナ１Ａの構成の一例を示す図である。

図６に示すように、Ｎ＝８の場合には、円形配列フェーズドアレーアンテナ１Ａは、半径ａの円周上に４５度間隔で配列された８個のアンテナ素子（＃１～＃８）で構成される。ここで、半径ａは、例えば４．９ｃｍである。また、寄生素子の長さは、例えば６．２ｃｍである。

［制御部１２］
なお、制御部１２は、実施の形態１と同様のため、ここでの詳細な説明は省略する。

ただし、本実施の形態でも、制御部１２は、円形配列フェーズドアレーアンテナ１Ａを構成するアンテナ素子が８（Ｎ＝８）の場合には、到来波方向に応じて、４パターンの組み合わせの一を選択する。

図７Ａ～図７Ｄは、実施の形態２におけるサブアレーの到来波方向に応じた組み合わせを示す図である。

図７Ａ～図７Ｄは、図３Ａ～図３Ｄと比較して、円形配列フェーズドアレーアンテナ１Ａの円の略中心に寄生素子が配されている点のみが異なり、組み合わせ等は同様である。すなわち、制御部１２は、到来波方向のＸ軸に対する角度に応じて、サブアレーの組み合わせを変更することで、４つのビームを到来波方向に制御する。なお、制御部１２は、到来波方向のＸ軸に対する２２．５度、６７．５度、１１２．５度、１５７．５度、２０２．５度、２４７．５度、２９２．５度、３３７．５度の角度を境にサブアレーの組み合わせを変更するとも表現できる。

［効果等］
以上のように、本実施の形態のアンテナ装置によれば、変化する到来波方向に応じて、到来波方向に直交するように分割されたサブアレーの指向性を制御して複数のビームを独立に形成することができる。これにより、サブアレー配列方向の最適化により低空間相関化された、２×２以上の多素子ＭＩＭＯアンテナを実現でき、多重波伝搬環境において超高速通信かつ大容量通信を行うことができる。

図８は、電波が＋Ｘ軸方向から到来した場合のサブアレーの具体的構成例を示す図である。なお、図８は、図５と比較して、円形配列フェーズドアレーアンテナ１Ａの円の略中心に寄生素子が配されている点のみが異なる。

したがって、本実施の形態でも、各アンテナ素子の複素指向性に応じて、サブアレーを合成するアンテナ素子間の重みと位相とを最適化した上で、ビームを到来波方向に向ける。

それにより、本実施の形態のアンテナ装置は、受信信号の高ＳＮＲ化および低相関化を実現できる。また、本実施の形態のアンテナ装置は、到来波方向が変化しても合成する２つのアンテナ素子の組み合わせを４５度毎に変えることで、実施の形態１のアンテナ装置１０と比較してさらにアンテナ特性を高利得な状態に保つことが可能となり、超高速通信だけでなくＭＩＭＯ伝送容量の向上もさらに図れることになる。

＜有効性の確認＞
次に、本実施の形態に係るアンテナ装置の有効性の確認を、計算機シミュレーションを使用して行った。

＜寄生素子の有効性の確認＞
まず、寄生素子の有効性の確認結果について説明する。以下では、円形配列フェーズドアレーアンテナ１、１Ａの半径ａを４．９ｃｍ、アンテナ素子の数を共に８とした。円形配列フェーズドアレーアンテナ１Ａの寄生素子の長さを６．２ｃｍとした。また、解析周波数は２ＧＨｚとした。

図９Ａ～図９Ｃおよび図１０Ａ～図１０Ｃは、到来波方向が０度（＋Ｘ軸）である場合における寄生素子を有さない円形配列フェーズドアレーアンテナ１の指向特性を示す図である。図９Ａは、円形配列フェーズドアレーアンテナ１のアンテナ素子＃３の指向特性を示す図である。図９Ｂは、円形配列フェーズドアレーアンテナ１のアンテナ素子＃２の指向特性を示す図である。図９Ｃは、円形配列フェーズドアレーアンテナ１のサブアレー１の指向特性を示す図である。ここでサブアレー１は、到来波方向が０度（＋Ｘ軸）であることから、アンテナ素子＃２、＃３で構成されている。また、図９Ｃには、アンテナ素子＃２、＃３に対する重みｗ_２＝０．８、ｗ_３＝０.７、アンテナ素子＃２に対する位相τ
_２＝－１３０度が示されており、到来波方向の指向性利得ｇ_０が３．３ｄＢｄとなることが示されている。

同様に、図１０Ａは、円形配列フェーズドアレーアンテナ１のアンテナ素子＃４の指向特性を示す図である。図１０Ｂは、円形配列フェーズドアレーアンテナ１のアンテナ素子＃１の指向特性を示す図である。図１０Ｃは、円形配列フェーズドアレーアンテナ１のサブアレー２の指向特性を示す図である。ここでサブアレー２は、到来波方向が０度（+Ｘ
軸）であることから、アンテナ素子＃１、＃４で構成されている。また、図１０Ｃには、アンテナ素子＃１、＃４に対する重みｗ_１＝０．８５、ｗ_４＝０.１５、アンテナ素子＃
１に対する位相τ_１＝－２７０度が示されており、到来波方向の指向性利得ｇ_０が０．７８ｄＢｄとなることが示されている。

図９Ｃおよび図１０Ｃから、寄生素子を有さない円形配列フェーズドアレーアンテナ１では、到来波方向が０度である場合のサブアレー１およびサブアレー２を比較すると、サブアレー２の指向性利得はサブアレー１の指向性利得より小さくなっていることがわかる。

図１１Ａ～図１１Ｃおよび図１２Ａ～図１２Ｃは、到来波方向が０度（+Ｘ軸）である
場合における寄生素子を有する円形配列フェーズドアレーアンテナ１Ａの指向特性を示す図である。図１１Ａは、円形配列フェーズドアレーアンテナ１Ａのアンテナ素子＃３の指向特性を示す図である。図１１Ｂは、円形配列フェーズドアレーアンテナ１Ａのアンテナ素子＃２の指向特性を示す図である。図１１Ｃは、円形配列フェーズドアレーアンテナ１Ａのサブアレー１の指向特性を示す図である。ここでサブアレー１は、到来波方向が０度（+Ｘ軸）であることから、アンテナ素子＃２、＃３で構成されている。また、図１１Ｃには、アンテナ素子＃２、＃３に対する重みｗ_２＝０．９、ｗ_３＝０.６５、アンテナ素子＃２に対する位相τ_２＝－１６０度が示されており、到来波方向の指向性利得ｇ_０が２．４６ｄＢｄとなることが示されている。

同様に、図１２Ａは、円形配列フェーズドアレーアンテナ１Ａのアンテナ素子＃４の指向特性を示す図である。図１２Ｂは、円形配列フェーズドアレーアンテナ１Ａのアンテナ素子＃１の指向特性を示す図である。図１２Ｃは、円形配列フェーズドアレーアンテナ１Ａのサブアレー２の指向特性を示す図である。ここでサブアレー２は、到来波方向が０度（+Ｘ軸）であることから、アンテナ素子＃１、＃４で構成されている。また、図１２Ｃ
には、アンテナ素子＃１、＃４に対する重みｗ_１＝０．６５、ｗ_４＝０.２５、アンテナ
素子＃１に対する位相τ_１＝－３３０度が示されており、到来波方向の指向性利得ｇ_０が４．１１ｄＢｄとなることが示されている。

図１１Ｃおよび図１２Ｃから、寄生素子を有する円形配列フェーズドアレーアンテナ１Ａでは、到来波方向が０度である場合のサブアレー１およびサブアレー２を比較すると、サブアレー２の指向性利得はサブアレー１の指向性利得より大きくなっていることがわかる。

また、図９Ｃおよび図１１Ｃ、図１０Ｃおよび図１２Ｃをそれぞれ比較すると、寄生素子により、サブアレー１の指向性利得は若干下がっているものの、通常のダイポールアンテナの指向性利得より大きい。また、寄生素子により、サブアレー２の指向性利得は大幅に大きくなっているのがわかる。これにより、寄生素子を有する円形配列フェーズドアレーアンテナ１Ａでは、すべてのサブアレー（４つのサブアレー）において高ＳＮＲが期待できるのがわかる。

図１３Ａ～図１３Ｄは、到来波方向が０度のときの円形配列フェーズドアレーアンテナ１Ａの各サブアレーの指向特性を示す図である。図１３Ａは、アンテナ素子＃２、＃３で構成されるサブアレー１の指向特性を示す図である。図１３Ｂは、アンテナ素子＃１、＃４で構成されるサブアレー２の指向特性を示す図である。図１３Ｃは、アンテナ素子＃５、＃８で構成されるサブアレー３の指向特性を示す図である。図１３Ｄは、アンテナ素子＃６、＃７で構成されるサブアレー４の指向特性を示す図である。

図１３Ａ～図１３Ｄにより、サブアレー１～サブアレー４それぞれにおいて、到来波方向が０度のすなわち、＋ｘ方向の指向性利得が大きくなっていることがわかる。これにより、円形配列フェーズドアレーアンテナ１Ａをサブアレー１～サブアレー４に分割することで、＋ｘ方向にビームが向くようできるのがわかる。

図１４Ａ～図１４Ｈは、到来波方向を０度から４５度間隔で変化させたときのサブアレー２の指向特性を示す図である。図１４Ａは、到来波方向が０度のときのサブアレー２の指向特性を示す図である。図１４Ｂは、到来波方向が４５度のときのサブアレー２の指向特性を示す図である。図１４Ｃは、到来波方向が９０度のときのサブアレー２の指向特性を示す図である。図１４Ｄは、到来波方向が１３５度のときのサブアレー２の指向特性を示す図である。図１４Ｅは、到来波方向が１８０度のときのサブアレー２の指向特性を示す図である。図１４Ｆは、到来波方向が２２５度のときのサブアレー２の指向特性を示す図である。図１４Ｇは、到来波方向が２７０度のときのサブアレー２の指向特性を示す図である。図１４Ｈは、到来波方向が３１５度のときのサブアレー２の指向特性を示す図である。

図１４Ａ～図１４Ｈにより、サブアレー２は、到来波方向の指向性利得が大きくなっていることがわかる。これにより、円形配列フェーズドアレーアンテナ１Ａをサブアレー１～サブアレー４に分割することで、到来波方向に応じた方向にビームが向くアンテナ放射指向性を得ることができるので、最適な送受信信号が得ることができるのがわかる。

＜寄生素子の長さの確認＞
円形配列フェーズドアレーアンテナ１Ａにおいて、寄生素子の長さを短くすれば導波器として作用し、長くすれば反射器として作用する。そのため、以下では、円形配列フェーズドアレーアンテナ１Ａが有するべき寄生素子の長さの範囲について確認した。以下でも、円形配列フェーズドアレーアンテナ１Ａの半径ａを４．９ｃｍ、アンテナ素子の数を８とした。また、８個のアンテナ素子（＃１～＃８）には、半波長ダイポールアンテナを用い、解析周波数は２ＧＨｚとした。

図１５は、寄生素子の長さを変化させたときの指向性利得を示す図である。図１５では、寄生素子の長さを変化させたときのアンテナ素子＃１～＃４の＋ｘ方向（０度方向）の指向性利得と、サブアレー１と２のメインのアンテナ素子＃２、＃１の平均値とが示されている。また、図１５には、参考として、寄生素子を有さない円形配列フェーズドアレーアンテナ１のアンテナ素子＃１～＃４の＋ｘ方向（０度方向）の指向性利得の値が星型で示されている。

図１５によれば、寄生素子の長さが７．５ｃｍ（半波長（０．５λ））よりも短い場合、アンテナ素子＃１とアンテナ素子＃２との指向性利得が向上することがわかる。さらに、寄生素子の長さが６．２ｃｍ（０．４１λ）のときにアンテナ素子＃１とアンテナ素子＃２の０度方向の利得の平均値が最大となっているのがわかる。

これにより、長さが６．２ｃｍ（０．４１λ）の寄生素子を有する円形配列フェーズドアレーアンテナ１Ａでは、すべてのサブアレー（４つのサブアレー）の指向性利得（チャネル利得）が高くなることが期待できる。

＜寄生素子による指向性および伝送容量の確認＞
次に、寄生素子による指向性および伝送容量を確認するため、到来波方向を－２０度から＋２０度まで変化させたときの４×４ＭＩＭＯ伝送容量の解析を行った。

図１６は、円形配列フェーズドアレーアンテナ１Ａを用いて４×４ＭＩＭＯを構成する解析モデルを示す図である。

図１６に示す円形配列フェーズドアレーアンテナ１Ａの解析モデルは、半径ａ＝４．９ｃｍの円上に４５度間隔で配列された８個の半波長ダイポールアンテナからなるアンテナ素子と、円の略中心に配された６．２ｃｍの長さの寄生素子とを有する。なお、不図示だが、円形配列フェーズドアレーアンテナ１の解析モデルは、図１６の寄生素子がないものに相当する。

図１７は、到来波方向に応じて指向性を制御したときの４×４ＭＩＭＯ伝送容量を示す図である。図１７に示す黒丸とそれを結ぶ線は、到来波方向に応じて各サブアレーの指向性を制御したときの解析結果である。また、図１７には示す白四角とそれを結ぶ点線は、到来波方向が０度のときに最大の指向性となるように制御したときの結果である。なお、ＭＩＭＯ伝送容量の計算方法は公知であるのでここでの説明は省略する。ここで、ＸＰＲ＝５０ｄＢ、ＳＮＲ＝３０ｄＢ、解析周波数を２ＧＨｚとした。

図１７より、到来波方向に応じて指向性を制御した場合（黒丸）と、０度方向の指向性が最大となるように制御した場合（白四角）との伝送容量は変化しないことがわかる。

つまり、円形配列フェーズドアレーアンテナ１Ａにおいて到来波方向に応じて４５度間隔でサブアレーの組み合わせを変えても、４５度の中間の角度方向にビームを向ければ他の到来波角度においても高い伝送容量を維持できることがわかる。

したがって、本実施の形態のアンテナ装置では、８個のアンテナ素子からなる円形配列フェーズドアレーアンテナ１Ａを用いて、円周上を８方向に離散化した（４５度間隔に）到来波方向で指向性を制御しても有効であることがわかる。例えば、到来波が－２２．５度から２２．５度の間であるときには、当該アンテナ装置は、０度方向の利得が最大となるように各サブアレーの指向性を制御すればよいことがわかる。

図１８は、寄生素子の有無と４×４ＭＩＭＯ伝送容量との関係を示す図である。図１８に示す黒丸とそれを結ぶ線は、寄生素子を有するときにすなわち寄生素子を活用したときに、到来波方向に応じて各サブアレーの指向性を制御したときの伝送容量の解析結果である。図１８に示す白四角とそれを結ぶ点線は、寄生素子が無いときに到来波方向に応じて各サブアレーの指向性を制御したときの伝送容量の解析結果である。なお、図１７と同様に、ＸＰＲ＝５０ｄＢ、ＳＮＲ＝３０ｄＢ、解析周波数を２ＧＨｚとした。

図１８に示すように、寄生素子を活用したときの伝送容量は寄生素子がない場合と比較して０．８ｂｉｔｓ／ｓ／Ｈｚ以上向上することがわかった。したがって、寄生素子は、４×４ＭＩＭＯ伝送容量を増加させるのに有効であるのがわかった。

＜伝送容量の向上の確認＞
次に、円形配列フェーズドアレーアンテナ１Ａを用いて４×４ＭＩＭＯを構成したアンテナ装置の伝送容量が向上することを確認した。以下では、図１６および図１９に示す解析モデルを用いて、到来波方向を０度から３６０度まで変化させたときの４×４ＭＩＭＯ伝送容量の解析を行った。

図１９は、比較例における半波長ダイポールを用いて４×４ＭＩＭＯを構成する解析モデルを示す図である。図１９に示す比較例の４×４ＭＩＭＯの解析モデルは、Ｙ軸上に等間隔（３ｃｍ）で配置した４素子半波長ダイポールアレーアンテナである。

図２０は、到来波方向が変化したときの４×４ＭＩＭＯ伝送容量を示す図である。図２０において、黒丸とそれを結ぶ線は図１６に示す解析モデルの４×４ＭＩＭＯ伝送容量を示している。また、白四角とそれを結ぶ点線は、図１９に示す比較例の解析モデルすなわちＹ軸上に３ｃｍ間隔で等間隔に並べた半波長ダイポールアンテナの４×４ＭＩＭＯ伝送容量を示している。なお、図１６に示す解析モデルにおける各サブアレーの指向性は４５度間隔で最適化し、ＸＰＲ＝５０ｄＢ、ＳＮＲ＝３０ｄＢ、解析周波数は２ＧＨｚである。

図２０により、本実施の形態のアンテナ装置は、到来波方向によらず比較例よりも２ｂｉｔｓ／ｓ／Ｈｚ以上４×４ＭＩＭＯ伝送容量が向上することがわかる。これは、図１４Ａ～図１４Ｈに示したように、本実施の形態のアンテナ装置の到来波方向の利得がダイポールアンテナと比較して高いことに起因している。また、図２０により、本実施の形態のアンテナ装置は、到来波方向が９０度および２７０度のときに比較例よりも伝送容量が約１０ｂｉｔｓ／ｓ／Ｈｚ改善されていることがわかる。半波長ダイポールアレーアンテナは到来波方向に対して平行なので受信信号の相関は高くなるのに対して、本実施の形態のアンテナ装置では、到来波方向に対して直交するようにサブアレーが選択されるので相関が低くなるからである。

＜円形配列フェーズドアレーアンテナ１Ａの半径等の確認＞
次に、円形配列フェーズドアレーアンテナ１Ａの半径ａを変えたときの４×４ＭＩＭＯ伝送容量の解析を行った。

図２１は、円形配列フェーズドアレーアンテナ１Ａの半径ａを変えたときの４×４ＭＩＭＯ伝送容量を示す図である。図２１において、丸とそれ結ぶ線はａ＝４．９ｃｍ、菱形とそれを結ぶ線はａ＝７ｃｍ、三角とそれを結ぶ線はａ＝８．５ｃｍである場合の４×４ＭＩＭＯ伝送容量を示す。比較例として半波長ダイポールアレーアンテナの４×４ＭＩＭＯ伝送容量も示している。ＸＰＲ＝５０ｄＢ、ＳＮＲ＝３０ｄＢ、解析周波数は２ＧＨｚとした。

図２１より、フェーズドアレーアンテナ１Ａの半径ａが４．９ｃｍおよび７ｃｍである場合の伝送容量は変化しないことがわかる。一方で、フェーズドアレーアンテナ１Ａの半径ａ８．５ｃｍである場合は、その半径が４．９ｃｍであるのときと比較して１ｂｉｔ／ｓ／Ｈｚ伝送容量が低下することがわかる。

これにより、フェーズドアレーアンテナ１Ａの半径ａは、４．９ｃｍから７ｃｍの範囲が適切であることがわかる。

＜サブアレーの組み合わせについての確認＞
次に、到来波方向が０度である場合におけるサブアレー２とサブアレー３とに合成されるアンテナ素子の組み合わせを変えたときの４×４ＭＩＭＯ伝送容量を解析した。

図２２Ａ～図２２Ｃは、到来波方向が０度である場合におけるサブアレー２とサブアレー３とに合成されるアンテナ素子の組み合わせの一例である。なお、図２２Ａに示す組み合わせをパターン１、図２２Ｂに示す組み合わせをパターン２、図２２Ｃに示す組み合わせをパターン３と称し、サブアレー３はサブアレー２とＸ軸で線対称の組み合わせとした。また、寄生素子は送信アンテナとして機能させることができるので、図２２Ｂ～図２２Ｃでは、寄生素子は送信アンテナとして機能させてもよいとする場合の例が示されている。

図２２Ａに示すパターン１は、本実施の形態のアンテナ装置によるサブアレーの組み合わせに該当し、サブアレー２は、アンテナ素子＃１と＃４とが合成され、サブアレー３は、アンテナ素子＃５と＃８とが合成されている。図２２Ｂに示すパターン２および図２２Ｃに示すパターン３は、本実施の形態のアンテナ装置によるサブアレーの組み合わせとは異なるものに該当する。図２２Ｂに示すパターン２では、サブアレー２は、アンテナ素子＃１と＃４と＃９とが合成され、サブアレー３は、アンテナ素子＃５と＃８と＃９とが合成されている。図２２Ｃに示すパターン３では、サブアレー２は、アンテナ素子＃１と＃９とが合成され、サブアレー３は、アンテナ素子＃８と＃９とが合成されている。

図２３は、サブアレー２とサブアレー３とのアンテナ素子の組み合わせを変えたときの４×４ＭＩＭＯ伝送容量を示す図である。丸とそれ結ぶ線は図２２Ａに示すパターン１、菱形とそれを結ぶ線は図２２Ｂに示すパターン２、三角とそれを結ぶ線は図２２Ｃに示すパターン３の４×４ＭＩＭＯ伝送容量を示す。比較例として半波長ダイポールアレーアンテナの４×４ＭＩＭＯ伝送容量も示している。ＸＰＲ＝５０ｄＢ、ＳＮＲ＝３０ｄＢ、解析周波数は２ＧＨｚとした。

図２３により、アンテナ素子の組み合わせを変えても伝送容量に大きな違いがないことがわかる。

これにより、サブアレー２およびサブアレー３におけるアンテナ素子の組み合わせは構成が簡易なパターン１がよいため、パターン１のサブアレー２を本実施の形態等のサブアレー２とした。

以上のシミュレーション結果より、本実施の形態におけるアンテナ装置は、円形配列フェーズドアレーアンテナ１Ａを用いることによって、半径が４．９ｃｍと小型でありながら、到来波方向が変化しても各サブアレーの指向性を制御することにより高い伝送容量を維持できることがわかった。

（実施の形態３）
多重波伝搬環境において高いＳＮＲ（Signal Noise Ratio）の受信電波を得るためには、コネクテッドカーの走行によって、時々刻々と変化する到来波方向を推定し、その方向に指向性ビームを向けることが必要である。

円形配列フェーズドアレーアンテナを用いることで、多重波伝搬環境において受信電波の到来方向を高精度に検出できる方向推定装置を実現できるので、実施の形態３として以下説明する。

［方向推定装置１０Ｃの構成］
図２４は、本実施の形態における方向推定装置１０Ｃの構成の一例を示す図である。

図２４に示すように、本実施の形態における方向推定装置１０Ｃは、円形配列フェーズドアレーアンテナ１Ｃと、加算部２と、演算部３とを備える。本実施の形態における方向推定装置１０Ｃは、コネクテッドカーに搭載される。図２４では、９個のアンテナ素子を有する円形配列フェーズドアレーアンテナ１Ｃの例が示されている。

［円形配列フェーズドアレーアンテナ１Ｃ］
円形配列フェーズドアレーアンテナ１Ｃは、円上に等間隔に配列されたＮ個（Ｎは３以上の自然数）の第１アンテナ素子と、当該円の略中心に配された１個の第２アンテナ素子とからなる。第１アンテナ素子それぞれと第２アンテナ素子とは、当該円の領域を含む平面が無指向性のアンテナ素子であり、例えば、当該円の領域を含む平面と垂直に配置された所定長さのダイポールアンテナからなる。なお、ダイポールアンテナは必ずしも実際のダイポールアンテナである必要はなく、電気的に等価な動作をする等価ダイポール素子であってもよい。これにより、円形配列フェーズドアレーアンテナ１Ｃは、当該円の領域を含む平面（水平面内）の指向特性が実質的に全方向となる。

以下、Ｎ＝８の場合を例に挙げて説明する。

図２５は、本実施の形態における円形配列フェーズドアレーアンテナ１Ｃの構成の一例を示す図である。図２６は、図２５に示す円形配列フェーズドアレーアンテナ１Ｃの具体的構成例を示す図である。

図２５および図２６に示すように、Ｎ＝８の場合には、円形配列フェーズドアレーアンテナ１Ｃは、半径ａの円周上に４５度間隔で配列された８個のアンテナ素子（第１アンテナ素子：＃１～＃８）と、円の中心に配置された１個のアンテナ素子（第２アンテナ素子：＃９）で構成される。ここで、半径ａは、例えば４．９ｃｍである。

そして、８個の第１アンテナ素子の受信信号を足し合わせたときの位相と、中心に配置された１個の第２アンテナ素子の受信信号の位相の差を求めることにより受信信号の到来波方向を推定できる。その推定方法について以下説明する。

図２５および図２６に示す円形配列フェーズドアレーアンテナ１Ｃの平面であるＸＹ平面のＸ軸とφをなす方向から受信電波が到来するとする。この場合、受信電波によってｉ番目の第１アンテナ素子に誘起される信号すなわち電圧Ｖｉは、次の（式１）から算出できる。

第１アンテナ素子（＃１～＃８）ごとに受信のタイミングが微妙にずれるので、それを反映するために、（式２）で定義される重み関数Ｗ_ｉを（式１）から算出した電圧Ｖｉにかけて重み付けする。

そして、円上の全第１アンテナ素子の信号を足し合わせれば、８個の第１アンテナ素子それぞれの受信信号の合計である第１信号の電圧Ｅ_Δを得ることができる。この第１信号の電圧Ｅ_Δは、（式３）から算出できる。

ここで、（式３）に示される要素は８であるが、第１信号の電圧Ｅ_Δの性質を理解するために第１アンテナ素子の数が無限個になった場合を考察すると、電圧Ｅ_Δはベッセル関数を用いて以下の（式４）で表すことができる。

また、Ｘ軸とφをなす方向から到来する受信電波によって第２アンテナ素子（＃９）に誘起される信号（第２信号）の電圧をＥ_Ωとする。さらに、第２信号の電圧Ｅ_Ωの位相角を∠Ｅ_Ω、第１信号の電圧Ｅ_Δの位相角を∠Ｅ_Δとすれば、位相差φ_ｍは以下の（式５）を用いて算出することができる。

したがって、第１信号と第２信号との位相差φ_ｍは、受信電波の到来波角度φにほぼ比例した値となっているのがわかる。このようにして、円形配列フェーズドアレーアンテナ１Ｃを用いることで、到来波方向を推定できる。

［加算部２］
加算部２は、第１アンテナ素子それぞれの受信信号を加算して第１信号を算出する。加算部２は、算出した第１信号を演算部３に出力する。

図２７は、本実施の形態の加算部２の具体的構成の一例を示す図である。なお、図１および図２７では、円形配列フェーズドアレーアンテナ１Ｃを構成する第１アンテナ素子（＃１～＃８）にはそれぞれ移相器が接続されている。第１アンテナ素子（＃１～＃８）はそれぞれ、その配置により到来波の受信のタイミングが異なるので、それを反映した移相器が接続された図としている。図２４に示す第１アンテナ素子（＃１～＃８）では、図２５および図２６で示すＸ軸方向を基準としたときの第１アンテナ素子（＃１～＃８）の配置に応じた重みに相当するπ／８、３π／８、５π／８、７π／８、９π／８、１１π／８、１３π／８、１５π／８の移相器が接続されている。

加算部２は、例えばウィルキンソン電力合成器とラットレースハイブリッドとを用いて、例えば図２７に示すような構成で実現することができる。図２７に示す第１アンテナ素子（＃１～＃８）では、加算部２には１８０°ｈａｙｂｒｉｄが用いられることから、第１アンテナ素子（＃１～＃８）の配置に応じた重みに相当するπ／８、３π／８、５π／８、７π／８、π／８、３π／８、５π／８、７π／８の移相器が接続されている。

なお、加算部２は、後述する演算部３に含まれるとしてもよい。

［演算部３］
演算部３は、第１アンテナ素子それぞれの受信信号を第１アンテナ素子の配置に応じた重みをかけて合計した第１信号と、第２アンテナ素子の受信信号である第２信号とを統計解析し、第１信号および第２信号の位相差を算出する。位相差は、到来波方向に略比例する。このようにして、演算部３は、円形配列フェーズドアレーアンテナ１Ｃに到来する到来波の方向である到来波方向を推定する。

演算部３は、第１信号の位相角と第２信号の位相角との差を算出することで、第１信号および前記第２信号の位相差を算出する。

より具体的には、演算部３は、所定時間の第１信号における同相成分および直交成分の平均値である第１同相平均値（Ｕ_Ｉ）および第１直交平均値（Ｕ_Ｑ）を算出し、かつ、所定時間の第２信号における同相成分および直交成分の平均値である第２同相平均値（Ｕ_Ｉ）および第２直交平均値（Ｕ_Ｑ）を算出することで、第１信号と第２信号とを統計解析する。そして、演算部３は、第１信号の位相角を第１同相平均値および第１直交平均値から算出し、第２信号の位相角を第２同相平均値および第２直交平均値から算出する。

ここで、演算部３は、加算部２から、第１信号を所定時間取得し、第２信号を所定時間取得する。

本実施の形態では、演算部３は、加算部２から８個の第１アンテナ素子の信号の合計である第１信号を取得し、第２アンテナ素子から、第２信号を取得する。

以下、演算部３が取得した受信信号（第１信号および第２信号）を統計解析することで、多重波伝搬環境において受信電波の到来波方向を推定できる理由について説明する。

＜統計解析による到来波方向推定が可能な理由＞
ところで、特許文献２に開示されるアンテナ装置は、リアルタイムに到来波方向を得ることができる。これは、当該アンテナ装置を主に航空機に搭載することを目的とし、上空においては反射物が存在しないことから、直接波のみが到来する伝搬環境を前提としているからである。しかし、特許文献２に開示されるアンテナ装置を地上において使用する際、地上ではビルや樹木などの地物が存在するので、反射した電波も当該アンテナに到来する。そして直接波のみならず反射波が存在する多重波伝搬環境ではフェージングによって受信信号が大きく変動する。つまり、特許文献２に開示されるアンテナ装置では、伝搬環境が直接波のみの通信環境であれば、一意に到来波方向を得ることができるが、多重波伝搬環境ではフェージングによって受信信号が大きく変動するので、一意に到来波方向を得ることができない。

それに対して、本実施の形態の方向推定装置１０Ｃは、例えばコネクテッドカーに搭載される。そして、コネクテッドカーに搭載される場合、方向推定装置１０Ｃがおかれる通信環境は、通信相手が見通せ、かつ通信相手との距離が近いことから、見通し内伝搬環境（ＬＯＳ(Line Of Sight)環境）となる。

見通し内通信では、直接波の受信信号の減衰確率が低く、信号伝送特性の劣化がレイリー波と比較して小さくなる。このような反射波に比べ直接波の受信信号のレベルが大きい伝搬環境は、仲上－ライスフェージング（ライス伝搬環境）と呼ばれる。

図２８は、仲上－ライスフェージングの確率分布を示す図である。

図２８に示すように、ライス伝搬環境における受信波ｒ（ｔ）は、レイリー波ｒ´にレベルの高い安定した直接波Ｃを加えたもので表現できる。なお、直接波Ｃは時間的に変化しない一定の波を表すことになるため定常波とも呼ばれる。

直接波Ｃとレイリー波ｒ´とが合成された受信波ｒ（ｔ）は、直接波とＮ個の素波ｒ_ｎ（ｔ）の和として、（式６）のように与えることができる。

ここで、

は、直接波Ｃの振幅を示す。また、ｘ（ｔ）とｙ（ｔ）とは、それぞれレイリー波ｒ´の複素包絡線の同相成分と直交成分とである。

そして、直接波Ｃの先端を基準にすれば、ｘ［ｘ（ｔ）の値］とｙ［ｙ（ｔ）の値］との結合確率密度関数ｐ（ｘ，ｙ）は、ｘ（ｔ）とｙ（ｔ）との値が互いに独立で、ともに平均値０、分散σ_ｓ ^２の正規分布に従うと考えられる。したがって、結合確率密度関数ｐ（ｘ，ｙ）は、（式７）のように表すことができる。

ここで、図２８より、ｘ（ｔ）＝ｘ´（ｔ）－Ａ、ｙ（ｔ）＝ｙ´（ｔ）－Ｂであるから、ｘ´［ｘ´（ｔ）の値］とｙ´［ｙ´（ｔ）の値］の結合確率密度関数ｐ（ｘ´，ｙ´）は、（式８）のように表すことができる。

図２９は、本実施の形態における多重波環境の受信信号のＩＱ値の一例を示す図である。

図２９に示すように、本実施の形態における方向推定装置１０Ｃが受信する多重波環境下の受信信号の同相（In-Phase）成分と直交（Quadrature-Phase）成分との確率密度関数は、対称的なベル型の曲線であるガウス分布となる。つまり、方向推定装置１０Ｃが受信する個々の受信信号（各スナップショット信号）は変動するが、その同相成分と直交成分とは固有の平均値を有する。換言すると、方向推定装置１０Ｃが受信する個々の受信信号の同相成分と直交成分との平均値は一定値（μ_Ｉ、μ_Ｑ）となる。

したがって、同相成分と直交成分とにおいて各成分の確率密度関数より平均値（μ_Ｉ、μ_Ｑ）を演算すれば、以下の（式９）を用いて、第１信号の電圧Ｅ_Δの位相角∠Ｅ_Δと、第２信号の電圧Ｅ_Ωの位相角∠Ｅ_Ωとを個別に演算することができる。

以上から、円上に等間隔に配列された第１アンテナ素子（＃１～＃８）すべての受信信号を足し合わせた第１信号の電圧Ｅ_Δの位相角と、円の中心に配置された第２アンテナ素子（＃９）に誘起される第２信号の電圧Ｅ_Ωの位相角とは、それぞれの受信信号である第１信号および第２信号を統計解析することにより上記の（式９）を用いて演算できる。したがって、（式５）に、（式９）を用いて演算したそれぞれの位相角を代入すれば到来波方向である角度φを算出することができる。

［方向推定装置の動作］
次に、以上のように構成された方向推定装置１０Ｃの動作について説明する。

図３０は、本実施の形態における方向推定装置１０Ｃの動作概要を示すフローチャートである。まず、方向推定装置１０Ｃは、第１アンテナ素子それぞれの受信信号の合計である第１信号と、第２アンテナ素子の受信信号である第２信号とを統計解析する（Ｓ２）。次に、方向推定装置１０Ｃは、第１信号と第２信号との位相差を算出する（Ｓ３）。

そして、方向推定装置１０Ｃは、Ｓ３で算出した位相差を用いて、円形配列フェーズドアレーアンテナ１Ｃに到来した到来波の到来波方向を推定する（Ｓ４）。

図３１は、本実施の形態における方向推定装置１０Ｃの動作の詳細を示すフローチャートである。図３１は、図３０に示す動作の詳細に該当する。

まず、方向推定装置１０Ｃは、第１アンテナ素子の合計信号電圧（第１信号）と、第２アンテナ素子の信号電圧（第２信号）とを所定時間取得する（Ｓ１）。

次に、方向推定装置１０Ｃは、円形配列フェーズドアレーアンテナ１Ｃが受信した受信信号を統計解析する（Ｓ２）。より詳細には、Ｓ２において、方向推定装置１０Ｃは、所定時間の第１信号における同相成分および直交成分それぞれの平均値（μ_Ｉ、μ_Ｑ）を算出する（Ｓ２１）。続いて、所定時間の第２信号における同相成分および直交成分それぞれの平均値（μ_Ｉ、μ_Ｑ）を算出する（Ｓ２２）。なお、Ｓ２１およびＳ２２の処理の順番は逆でもよい。

次に、方向推定装置１０Ｃは、第１信号と第２信号との位相差を算出する（Ｓ３）。より詳細には、Ｓ３において、方向推定装置１０Ｃは、Ｓ２１で算出した所定時間の第１信号における同相成分および直交成分それぞれの平均値（μ_Ｉ、μ_Ｑ）から、第１信号の位相角∠Ｅ_Δを算出する（Ｓ３１）。続いて、方向推定装置１０Ｃは、Ｓ２２で算出した所定時間の第２信号における同相成分および直交成分それぞれの平均値（μ_Ｉ、μ_Ｑ）から、第２信号の位相角∠Ｅ_Ωを算出する（Ｓ３２）。なお、Ｓ２１およびＳ２２の処理の順番は逆でもよい。続いて、方向推定装置１０Ｃは、Ｓ３１およびＳ３２で算出した第１信号の位相角∠Ｅ_Δと第２信号の位相角∠Ｅ_Ωとの差を算出することで、第１信号と第２信号との位相差を算出する（Ｓ３２）。

次に、方向推定装置１０Ｃは、第１信号と第２信号との位相差が円形配列フェーズドアレーアンテナ１Ｃに対する到来波方向に略比例することから、Ｓ３で算出した位相差を用いて、到来波方向を推定する（Ｓ４）。

［効果等］
以上のように、本実施の形態の方向推定装置１０Ｃ等によれば、多重波伝搬環境において受信電波の到来方向を高精度に検出できる。

具体的には、本実施の形態の方向推定装置１０Ｃは、円上に等間隔に配列されたＮ個（Ｎは３以上の自然数）の第１アンテナ素子と、円の略中心に配された１個の第２アンテナ素子とからなる円形配列フェーズドアレーアンテナ１Ｃを用いて、第１アンテナ素子それぞれの受信信号の合計である第１信号と、第２アンテナ素子の受信信号である第２信号とを統計解析し、第１信号および第２信号の位相差を算出することにより、到来波方向を推定する。

ここで、本実施の形態の方向推定装置１０Ｃは、所定時間の第１信号における同相成分および直交成分それぞれの平均値を算出し、かつ、所定時間の第２信号における同相成分および直交成分それぞれの平均値を算出することで、第１信号と第２信号とを統計解析する。そして、第１信号の位相角を算出した同相成分および直交成分それぞれの平均値から算出し、第２信号の位相角を算出した同相成分および直交成分それぞれの平均値から算出する。

このようにして、本実施の形態の方向推定装置１０Ｃ等は、多重波伝搬環境において時々刻々と変化する到来波の直接波の到来波方向を高精度で推定することができる。それにより、方向推定装置１０Ｃ等を搭載したコネクテッドカーは、推定した到来波方向にビームを向けて常時最適な受信信号を得られるので、携帯電話基地局や他自動車間との通信を安定的に行える。

（実施の形態４）
実施の形態２におけるアンテナ装置は、円形配列フェーズドアレーアンテナ１Ａを用いることで、実施の形態３で説明した方向推定方法も行うことができる。以下、この場合を実施の形態４として説明する。なお、以下では、実施の形態２と異なる部分を中心に説明する。

［アンテナ装置の構成］
図３２は、本実施の形態におけるアンテナ装置１００の構成の一例を示す図である。図１、図４等と同様の要素には同一の符号を付しており、詳細な説明は省略する。

図３２に示すように、本実施の形態におけるアンテナ装置１００は、円形配列フェーズドアレーアンテナ１Ｄと、制御部１２Ｄと、到来波方向推定部１０Ｄと、切り替え部３０とを備える。本実施の形態におけるアンテナ装置１００は、例えばコネクテッドカーに搭載される。図３２では、８個のアンテナ素子（＃１～＃８）と１個のアンテナ素子（＃９）として機能する寄生素子とを有する円形配列フェーズドアレーアンテナ１Ｄの例が示されている。

［円形配列フェーズドアレーアンテナ１Ｄ］
円形配列フェーズドアレーアンテナ１Ｄは、円上に等間隔に配列されたＮ個（Ｎは４以上の偶数）のアンテナ素子と、円の略中心に配されたアンテナ素子として機能する寄生素子を有する。Ｎ個のアンテナ素子それぞれは、当該円の領域を含む平面が無指向性のアンテナ素子であり、例えば、当該円の領域を含む平面と垂直に配置された所定長さのダイポールアンテナからなる。なお、ダイポールアンテナは必ずしも実際のダイポールアンテナである必要はなく、電気的に等価な動作をする等価ダイポール素子であってもよい。また、寄生素子は、当該円の領域を含む平面と垂直に配置された所定長さの金属導線からなる。なお、金属導線は必ずしも実際の金属導線である必要はなく、電気的に等価な動作をする素子であってもよい。

つまり、円形配列フェーズドアレーアンテナ１Ｄは、実施の形態２の円形配列フェーズドアレーアンテナ１Ａと比較して、円の略中心に配された寄生素子が、到来波方向を推定するためのアンテナ素子として用いられる点が異なる。

図３３は、実施の形態４における円形配列フェーズドアレーアンテナ１Ｄの構成の一例を示す図である。

図３３に示すように、Ｎ＝８の場合には、円形配列フェーズドアレーアンテナ１Ｄは、半径ａの円周上に４５度間隔で配列された８個のアンテナ素子（＃１～＃８）と、円の略中心に配され、アンテナ素子として機能する寄生素子とで構成される。ここで、半径ａは、例えば４．９ｃｍである。また、寄生素子の長さは、例えば６．２ｃｍ（０．４１λ）である。

以下では、円形配列フェーズドアレーアンテナ１ＤのＸＹ平面においてＸ軸に対してφの角度で到来波が到来する場合を例に挙げて説明する。

［切り換え部３０］
切り換え部３０は、円形配列フェーズドアレーアンテナ１Ｄとの接続を、到来波方向推定部１０Ｄおよび制御部１２Ｄのうちの一方に切り換える。切り換え部３０は、例えばスイッチ回路で構成される。

［制御部１２Ｄ］
制御部１２Ｄは、切り換え部３０により、円形配列フェーズドアレーアンテナ１Ｄとの接続が、制御部１２Ｄに切り換えられている間に、到来波方向推定部１０Ｄにより推定された到来波方向に応じて、Ｎ／２個のサブアレーに分割し、サブアレーの指向性を制御する。

なお、制御部１２Ｄは、実施の形態２の制御部１２と比較して、切り換え部３０により円形配列フェーズドアレーアンテナ１Ｄと制御部１２とが接続されているときに、到来波方向を到来波方向推定部１０Ｄから取得する点が異なる。なお、サブアレーの組み合わせを変更することで到来波方向に応じてＮ／２個のサブアレーに分割し、サブアレーの指向性を制御する等のその他の動作は、実施の形態２で説明した通りであるのでここでの説明は省略する。

図３４は、本実施の形態の切り換え部３０および制御部１２Ｄの具体的構成の一例を示す図である。

図３４に示すように、切り換え部３０は、複数のスイッチで構成されるスイッチ回路を有する。切り換え部３０が、円形配列フェーズドアレーアンテナ１Ｄとの接続を、到来波方向推定部１０Ｄに切り換えている場合には、組み合わせ変更部１２１Ｄは、すべての接続をＯＦＦにする。また、切り換え部３０が、円形配列フェーズドアレーアンテナ１Ｄとの接続を、制御部１２Ｄに切り換えている場合には、組み合わせ変更部１２１Ｄは、到来波方向に応じて複数のスイッチのＯＮ、ＯＦＦの組み合わせを切り換えることで、減算部１２２と接続する８個のアンテナ素子の組み合わせを変更する。

［到来波方向推定部１０Ｄ］
到来波方向推定部１０Ｄは、Ｎ個のアンテナ素子それぞれの受信信号をＮ個のアンテナ素子の配置に応じた重みをかけて合計した第１信号（Ｅ_Δ）と、寄生素子の受信信号である第２信号（Ｅ_Ω）とを統計解析し、第１信号および第２信号の位相差を算出することにより、到来波方向を推定する。位相差は、当該到来波方向に略比例する。

また、到来波方向推定部１０Ｄは、切り換え部３０により、円形配列フェーズドアレーアンテナ１Ｄとの接続が、到来波方向推定部１０Ｄに切り換えられている間に、第１信号の位相角と第２信号の位相角との差を算出することで、第１信号および第２信号の位相差を算出する。

さらに、到来波方向推定部１０Ｄは、所定時間の第１信号における同相成分および直交成分の平均値である第１同相平均値（Ｕ_Ｉ）および第１直交平均値（Ｕ_Ｑ）を算出し、かつ、所定時間の第２信号における同相成分および直交成分の平均値である第２同相平均値（Ｕ_Ｉ）および第２直交平均値（Ｕ_Ｑ）を算出することで、第１信号と第２信号とを統計解析する。そして、到来波方向推定部１０Ｄは、第１信号の位相角を第１同相平均値および第１直交平均値から算出し、第２信号の位相角を第２同相平均値および第２直交平均値から算出する。詳細は実施の形態３で説明した通りであるので、ここでの説明は省略する。

図３５は、本実施の形態における到来波方向推定部１０Ｄの構成の一例を示す図である。図３５に示すように、本実施の形態における到来波方向推定部１０Ｄは、加算部２と、演算部３と、移相部１０１Ｄとを備える。到来波方向推定部１０Ｄは、実施の形態３の方向推定装置１０Ｃと比較して、円形配列フェーズドアレーアンテナ１Ｃを備えておらず、円形配列フェーズドアレーアンテナ１Ｃの移相器のみを移相部１０１Ｄとして備えている点が異なる。その他の構成については同様である。これは、切り換え部３０を介して円形配列フェーズドアレーアンテナ１Ｄと接続することになるからである。個々の構成要素については実施の形態３で説明した通りであるのでここでの説明は省略する。

［効果等］
以上、本実施の形態の方向推定装置１００によれば、所定時間の受信信号における同相成分および直交成分の平均値を用いることで、円形配列フェーズドアレーアンテナ１Ｄを利用して多重波伝搬環境において反射波の影響なく直接波の到来波方向を高精度に検出できる。

そして、本実施の形態のアンテナ装置１００によれば、推定した到来波方向に応じて、到来波方向に直交するように分割されたサブアレーの指向性を制御して複数のビームを独立に形成することができる。これにより、サブアレー配列方向の最適化により、指向性走査による高ＳＮＲ化かつ低空間相関化された、２×２以上の多素子ＭＩＭＯアンテナを実現でき、多重波伝搬環境において超高速通信かつ大容量通信を行うことできる。

図３６は、電波が＋Ｘ軸方向から到来した場合のサブアレーの具体的構成例を示す図である。なお、図３６は、図８と比較して、円形配列フェーズドアレーアンテナ１Ｄを用いて、到来波方向の推定をさらに行っている点のみが異なる。

したがって、本実施の形態でも、各アンテナ素子の複素指向性に応じて、サブアレーを合成するアンテナ素子間の重みと位相とを最適化した上で、ビームを推定した到来波方向に向ける。

それにより、本実施の形態のアンテナ装置１００は、受信信号の高ＳＮＲ化および低相関化を実現できる。また、本実施の形態のアンテナ装置１００は、高精度で変化する到来波方向を推定でき、高い伝送容量を維持しながら、推定した到来波方向に応じて合成する２つのアンテナ素子の組み合わせを４５度毎に変えることができる。したがって、本実施の形態のアンテナ装置１００によれば、超高速通信だけでなくＭＩＭＯ伝送容量の向上も図ることができる。

（実施の形態５）
実施の形態１、２では、１つの円形配列フェーズドアレーアンテナ１、１Ａを用いて２×２以上の多素子ＭＩＭＯアンテナを実現することについて説明したが、これに限らない。

２以上の円形配列フェーズドアレーアンテナ１、１Ａを用いて、２×２以上の多素子ＭＩＭＯアンテナを実現してもよい。以下では、２つの円形配列フェーズドアレーアンテナ１Ａを用いて、８×８ＭＩＭＯアンテナを実現する構成等について実施の形態５として説明する。

［アンテナ装置の構成］
本実施の形態におけるアンテナ装置は、組み合わせ円形配列フェーズドアレーアンテナ１Ｅと、制御部１２とを備える。

［組み合わせ円形配列フェーズドアレーアンテナ１Ｅ］
組み合わせ円形配列フェーズドアレーアンテナ１Ｅは、２以上の円形配列フェーズドアレーアンテナから構成され、８×８ＭＩＭＯアンテナなど多素子ＭＩＭＯアンテナを実現する。

図３７は、実施の形態５における組み合わせ円形配列フェーズドアレーアンテナ１Ｅの構成の一例を示す図である。

図３７に示すように、組み合わせ円形配列フェーズドアレーアンテナ１Ｅは、Ｙ軸上に間隔Ｄ離して配置された２つの円形配列フェーズドアレーアンテナ１Ａで構成される。図３７の＃＃１、＃＃２で示される２つの円形配列フェーズドアレーアンテナ１Ａのそれぞれは実施の形態２で説明した通りである。すなわち、＃＃１、＃＃２で示される２つの円形配列フェーズドアレーアンテナ１Ａのそれぞれは、半径ａの円周上に４５度間隔で配列された８個のアンテナ素子（＃１～＃８）で構成され、円の略中心に配された寄生素子を有している。８個のアンテナ素子（＃１～＃８）は、例えば８つの半波長ダイポールアンテナで構成される。ここで、半径ａは例えば４．９ｃｍであり、間隔Ｄは例えば２４ｃｍである。また、半波長ダイポールアンテナは、例えば素子長７．５ｃｍからなる。

［制御部１２］
制御部１２は、２以上の円形配列フェーズドアレーアンテナ１Ａのそれぞれにおいて、到来波方向に向いたＮ／２個のビームを独立に形成する。本実施の形態ではＮが８の場合を例に挙げて説明する。なお、制御部１２は、その他について、実施の形態１および２と同様のため、詳細な説明を省略する。

［効果等］
以上のように、本実施の形態に係るアンテナ装置によれば、変化する到来波方向に応じて、到来波方向に直交するように分割されたサブアレーの指向性を制御して複数のビームを独立に形成することができる。これにより、８×８ＭＩＭＯアンテナなど多素子ＭＩＭＯアンテナを実現でき、多重波伝搬環境において超高速通信かつ大容量通信を行うことができる。

なお、本実施の形態では、２つの円形配列フェーズドアレーアンテナ１Ａそれぞれの変化する重みと位相とを実施の形態１で説明した最適化後の重みと位相とし、間隔Ｄを例えば２４ｃｍとしている。これにより、実施の形態３で説明した円形配列フェーズドアレーアンテナ１Ａの構成等を変更せずに、８×８ＭＩＭＯアンテナを実現できる。

また、２つの円形配列フェーズドアレーアンテナ１Ａを用いて、８×８ＭＩＭＯアンテナを実現する場合の例について説明したが、２つの円形配列フェーズドアレーアンテナ１を用いて、８×８ＭＩＭＯアンテナを実現してもよい。以下も同様である。

＜応用例＞
図３８は、本実施の形態におけるアンテナ装置が車両３００に搭載された場合の概念図を示す図である。車両３００は、例えばコネクテッドカーであり、ＩＣＴ端末としての機能を有する自動車である。

図３８に示すように、組み合わせ円形配列フェーズドアレーアンテナ１Ｅは、車両３００のルーフ上に搭載される。より具体的には、実施の形態のアンテナ装置すなわち図３７の＃＃１、＃＃２で示される２つの円形配列フェーズドアレーアンテナ１Ａで構成される組み合わせ円形配列フェーズドアレーアンテナ１Ｅは、車両３００のルーフ上に搭載される。これにより、到来波方向に応じて、到来波方向に直交するように８つに分割されたサブアレーの指向性を制御して複数のビームを独立に形成することできる。つまり、実施の形態３で説明した円形配列フェーズドアレーアンテナ１Ａの構成等を変更せずに、車両３００に搭載可能な８×８ＭＩＭＯアンテナを実現できる。

＜有効性の確認＞
次に、本実施の形態に係るアンテナ装置の有効性の確認を、計算機シミュレーションを使用して行った。

組み合わせ円形配列フェーズドアレーアンテナ１Ｅにおいて、＃＃１、＃＃２で示される２つの円形配列フェーズドアレーアンテナ１Ａの間隔が近すぎる場合、両者の間に発生する電磁的な相互結合の影響を受ける。そして、この場合、各サブアレーの指向性が変化してしまうので、到来波方向にビームを向けることができない。そこで、本実施の形態に係るアンテナ装置において、＃＃１、＃＃２で示される２つの円形配列フェーズドアレーアンテナ１Ａの間隔が、電磁的な相互結合の影響を低減できるよう設計されているかを確認した。

＜間隔Ｄおよび指向性の確認＞
図３９Ａは、実施の形態５における間隔Ｄを変化させたときのサブアレー１の指向性を示す図である。図３９Ａでは、到来波方向を２７０度（Ｙ軸の－方向）とし、実線は間隔Ｄ＝２４ｃｍ、点線はＤ＝１２ｃｍ、細実線は、＃＃１２で示される円形配列フェーズドアレーアンテナ１Ａのときの解析結果を示している。図３９Ｂは、実施の形態５における組み合わせ円形配列フェーズドアレーアンテナ１Ｅにおけるサブアレー１を示す図である。

ここで、図３９Ｂには、組み合わせ円形配列フェーズドアレーアンテナ１Ｅを構成する２つの円形配列フェーズドアレーアンテナ１Ａのうちの一方（＃＃１）におけるサブアレー１が点線囲いで示されている。本実施の形態に係るアンテナ装置は、到来波方向が２７０度であるとき、高ＳＮＲと低相関とを実現するためにアンテナ素子＃１、＃８で構成されるサブアレー１を選択するからである。なお、アンテナ素子＃１、＃８に対する重みをｗ_１＝０．６５、ｗ_８＝０．９とし、位相τ_ｓ＝－１６０度としている。

図３９Ａより、円形配列フェーズドアレーアンテナ１Ａは、電磁的な相互結合の影響が低減されており、２．５ｄＢｄの利得を実現できているのがわかる。一方、組み合わせ円形配列フェーズドアレーアンテナ１Ｅは、ｙ方向に２組の円形配列フェーズドアレーアンテナ１Ａが配置されることで到来波方向の利得が０ｄＢｄ以下に減少していることがわかる。

＜間隔Ｄと伝送容量との関係の確認＞
図４０は、実施の形態５における間隔Ｄと８×８ＭＩＭＯ伝送容量との関係を示す図である。図４０において黒丸とそれを結ぶ実線は、到来波方向が０度（＋Ｘ軸）のときの８×８ＭＩＭＯ伝送容量をモンテカルロ解析した結果を示している。同様に、黒四角とそれを結ぶ点線は到来波方向が４５度のときの、黒三角とそれを結ぶ細線は到来波方向が９０度のときの、８×８ＭＩＭＯ伝送容量をモンテカルロ解析した結果を示している。なお、ＸＰＲ＝５０ｄＢ、ＳＮＲ＝３０ｄＢ、解析周波数は２ＧＨｚ、到来波の広がり角度を３０度とした。

図４０より、間隔Ｄが狭いときには伝送容量が劣化し、間隔Ｄが２４ｃｍ以上になると伝送容量が収束していることがわかる。ところで、アンテナシステムにはできるだけ小型が望まれるので、本実施の形態では間隔Ｄを２４ｃｍとして説明している。

＜伝送容量の向上の確認＞
次に、組み合わせ円形配列フェーズドアレーアンテナ１Ｅを用いて８×８ＭＩＭＯを構成したアンテナ装置の伝送容量が向上することを確認した。以下では、到来波方向を０度から３６０度まで変化させたときの８×８ＭＩＭＯ伝送容量の解析を行った。

図４１は、比較例における半波長ダイポールを用いて８×８ＭＩＭＯを構成する解析モデルを示す図である。図４１に示す比較例の８×８ＭＩＭＯの解析モデルは、Ｙ軸上に等間隔（３ｃｍ）で配置した４素子半波長ダイポールアレーアンテナ２組からなる８素子半波長ダイポールアレーアンテナである。２組の４素子半波長ダイポールアレーアンテナの間の距離Ｄ_ｒｅｆは、２４ｃｍとした。なお、本実施の形態のアンテナ装置の解析モデルは、図３７に示したものと同様であるので、図示を省略している。なお、実施の形態のアンテナ装置の解析モデルでは、半径ａを４．９ｃｍ、間隔Ｄを２４ｃｍとしている。そのため、例えばアンテナ素子＃２、＃７の距離は９ｃｍとなる。

図４２は、実施の形態５における到来波方向が変化したときの８×８ＭＩＭＯ伝送容量を示す図である。図４２において、黒丸とそれを結ぶ線は、図３７に示す本実施の形態のアンテナ装置の解析モデルの８×８ＭＩＭＯ伝送容量を示している。また、黒四角とそれを結ぶ点線は、図４１に示す比較例の解析モデルすなわちＹ軸上配置した８素子半波長ダイポールアレーアンテナの８×８ＭＩＭＯ伝送容量を示している。なお、図４２においても、ＸＰＲ＝５０ｄＢ、ＳＮＲ＝３０ｄＢ、解析周波数は２ＧＨｚとしている。

図４２より、本実施の形態のアンテナ装置は、到来波方向によらず安定して７０ｂｉｔｓ／ｓ／Ｈｚの超高速通信を実現できることがわかる。また、本実施の形態のアンテナ装置は、比較例に対して到来波角度が０度および１８０度のときに１１ｂｉｔｓ／ｓ／Ｈｚ、９０度および２７０度のときに２７ｂｉｔｓ／ｓ／Ｈｚ、８×８伝送容量が向上することがわかる。

以上のシミュレーション結果より、本実施の形態におけるアンテナ装置は、組み合わせ円形配列フェーズドアレーアンテナ１Ｅを用いることによって、小型でありながら、到来波方向が変化しても各サブアレーの指向性を制御することにより高い伝送容量を維持できることがわかった。

（変形例１）
実施の形態５では、２つの円形配列フェーズドアレーアンテナ１Ａを用いて、８×８ＭＩＭＯアンテナを実現する場合の例について説明したが、これに限らない。さらに多くの円形配列フェーズドアレーアンテナ１Ａを組み合わせることで１６×１６ＭＩＭＯアンテナなどの多素子ＭＩＭＯアンテナを構成してもよい。以下では、複数の円形配列フェーズドアレーアンテナ１Ａを用いて、１６×１６ＭＩＭＯアンテナおよび３２×３２ＭＩＭＯアンテナを実現する構成について、変形例１として説明する。

［アンテナ装置の構成］
本変形例におけるアンテナ装置は、組み合わせ円形配列フェーズドアレーアンテナ１Ｆまたは１Ｇと、制御部１２（不図示）と、演算部３（不図示）とを少なくとも備える。

［本変形例の組み合わせ円形配列フェーズドアレーアンテナ］
本変形例の組み合わせ円形配列フェーズドアレーアンテナは、５以上の円形配列フェーズドアレーアンテナから構成され、多素子ＭＩＭＯアンテナを実現する。

＜組み合わせ円形配列フェーズドアレーアンテナ１Ｆ＞
図４３は、変形例１における組み合わせ円形配列フェーズドアレーアンテナ１Ｆの構成の一例を示す図である。図４３に示すように、組み合わせ円形配列フェーズドアレーアンテナ１Ｆは、中心位置に配置された円形配列フェーズドアレーアンテナ１Ｃと、周りに円状に略等間隔に配置された４つの円形配列フェーズドアレーアンテナ１Ａ（＃＃１～＃＃４）とで構成される。

円形配列フェーズドアレーアンテナ１Ｃは、実施の形態３で説明した通りの構成であり、到来波を推定するためだけに用いられる。円形配列フェーズドアレーアンテナ１Ｃは、円上に等間隔に配列されたＭ個（Mは３以上の自然数）の第１アンテナ素子と、当該円の略中心に配された１個の第２アンテナ素子とからなる。本変形例ではＭが８の場合を例示している。

４つの円形配列フェーズドアレーアンテナ１Ａは、実施の形態２で説明した通りの構成であり、１６×１６ＭＩＭＯアンテナを実現し高速通信を行うために用いられる。＃＃１～＃＃４で示される４つの円形配列フェーズドアレーアンテナ１Ａはそれぞれ、変化する到来波方向に応じて、到来波方向に直交するようにサブアレーに分割されて指向性が制御されることで複数のビーム（指向性ビーム）を独立に形成する。

＜組み合わせ円形配列フェーズドアレーアンテナ１Ｇ＞
図４４は、変形例１における組み合わせ円形配列フェーズドアレーアンテナ１Ｇの構成の一例を示す図である。なお、図４３と同様の要素には同一の符号を付しており、詳細な説明は省略する。

図４４に示すように、組み合わせ円形配列フェーズドアレーアンテナ１Ｇは、中心位置に配置された円形配列フェーズドアレーアンテナ１Ｃと、この周りに円状に略等間隔に配置された８つの円形配列フェーズドアレーアンテナ１Ａ（＃＃１～＃＃８）とで構成される。

円形配列フェーズドアレーアンテナ１Ｃは、組み合わせ円形配列フェーズドアレーアンテナ１Ｆと同様に、到来波を推定するためだけに用いられる。＃＃１～＃＃８で示される８つの円形配列フェーズドアレーアンテナ１Ａは、３２×３２ＭＩＭＯアンテナを実現し高速通信を行うために用いられる。＃＃１～＃＃８で示される８つの円形配列フェーズドアレーアンテナ１Ａもそれぞれ、変化する到来波方向に応じて、到来波方向に直交するようにサブアレーに分割されて指向性が制御されることで複数のビーム（指向性ビーム）を独立に形成する。

［演算部３］
演算部３は、第１アンテナ素子それぞれの受信信号を第１アンテナ素子の配置に応じた重みをかけて合計した第１信号と、第２アンテナ素子の受信信号である第２信号とを統計解析し、第１信号および第２信号の位相差を算出する。位相差は、到来波方向に略比例する。このようにして、演算部３は、円形配列フェーズドアレーアンテナ１Ｆに到来する到来波の方向である到来波方向を推定する。なお、演算部３は、その他について実施の形態３と同様のため、詳細な説明は省略する。

［制御部１２］
制御部１２は、複数の円形配列フェーズドアレーアンテナ１Ａのそれぞれにおいて、到来波方向に向いたＮ／２個のビームを独立に形成する。本変形例ではＮが８である場合について説明する。なお、制御部１２は、その他について実施の形態１および２と同様のため、詳細な説明を省略する。

［効果等］
以上のように、本変形例に係るアンテナ装置は、４以上の偶数個の円形配列フェーズドアレーアンテナ１Ａと、１個の円形配列フェーズドアレーアンテナ１Ｃとを備え、４以上の円形配列フェーズドアレーアンテナ１Ａは、円形配列フェーズドアレーアンテナ１Ｃを中心とした円状に略等間隔に配置される。

第５世代通信すなわち５Ｇでは、送受信側に８本のアンテナを使う８×８ＭＩＭＯが規定されている。そして、将来的には更なる高速通信を実現するために、１６×１６ＭＩＭＯなど多素子ＭＩＭＯの導入が予想される。従って、将来の多素子ＭＩＭＯに対応できるアンテナ装置を開発する必要がある。

それに対して、本変形例に係るアンテナ装置は、４以上の偶数個の円形配列フェーズドアレーアンテナ１Ａと、１個の円形配列フェーズドアレーアンテナ１Ｃとを備え、４以上の円形配列フェーズドアレーアンテナ１Ａは、円形配列フェーズドアレーアンテナ１Ｃを中心とした円状に略等間隔に配置される。

これにより、本変形例に係るアンテナ装置は、円形配列フェーズドアレーアンテナ１Ａの構成を変更せずに個数を増やすだけで、８×８ＭＩＭＯアンテナだけでなく、１６×１６ＭＩＭＯアンテナ、３２×３２ＭＩＭＯアンテナなどの多素子ＭＩＭＯアンテナを実現できる。さらに、本変形例に係るアンテナ装置は、１個の円形配列フェーズドアレーアンテナ１Ｃを備えることで、到来波方向を推定する機能も実現できる。

さらに、４以上の偶数個の円形配列フェーズドアレーアンテナ１Ａの間隔を最適配置することで、実施の形態５で説明したように、円形配列フェーズドアレーアンテナ１Ａ間の相互結合による影響も低減させることができる。

なお、本変形例に係るアンテナ装置は、４以上の偶数個の円形配列フェーズドアレーアンテナ１Ａを用いるとして説明したが、４以上の偶数個の円形配列フェーズドアレーアンテナ１を用いてもよい。以下の変形例２でも同様のことがいえる。

（変形例２）
変形例１において、複数の円形配列フェーズドアレーアンテナ１Ａのそれぞれは、到来波方向に応じて、到来波方向に直交するようにサブアレーに分割されて指向性が制御されることで、複数の指向性ビームを独立に形成すると説明したが、これに限らない。

複数の円形配列フェーズドアレーアンテナ１Ａのそれぞれの指向性ビームの方向を固定し、到来波方向に応じて、到来波方向に直交する指向性ビームを有する円形配列フェーズドアレーアンテナ１Ａを選択するとしてもよい。以下、この場合について、変形例２として説明する。

［アンテナ装置の構成］
本変形例におけるアンテナ装置は、組み合わせ円形配列フェーズドアレーアンテナ１Ｆａまたは１Ｇａと、制御部２２と、演算部３（不図示）とを少なくとも備える。以下では、変形例１と異なる点を中心に説明する。

［本変形例の組み合わせ円形配列フェーズドアレーアンテナ］
本変形例の組み合わせ円形配列フェーズドアレーアンテナは、５以上の円形配列フェーズドアレーアンテナから構成され、多素子ＭＩＭＯアンテナを実現する。

＜組み合わせ円形配列フェーズドアレーアンテナ１Ｆａ＞
図４５は、変形例２における組み合わせ円形配列フェーズドアレーアンテナ１Ｆａの構成の一例を示す図である。

円形配列フェーズドアレーアンテナ１Ｆａの構成は、変形例１で説明した組み合わせ円形配列フェーズドアレーアンテナ１Ｆと同一である。組み合わせ円形配列フェーズドアレーアンテナ１Ｆａは、４つの円形配列フェーズドアレーアンテナ１Ａのそれぞれの指向性ビームの方向が固定されて制御される点で、組み合わせ円形配列フェーズドアレーアンテナ１Ｆと異なる。

より具体的には、４つの円形配列フェーズドアレーアンテナ１ＡがＸＹ軸で形成される平面に配置されているとする。この場合、例えば、＃＃１で示される円形配列フェーズドアレーアンテナ１Ａの指向性ビームの方向は＋Ｘ軸方向に、＃＃２で示される円形配列フェーズドアレーアンテナ１Ａの指向性ビームの方向は＋Ｙ軸方向に固定されているとしてもよい。同様に、＃＃３で示される円形配列フェーズドアレーアンテナ１Ａの指向性ビームの方向は－Ｘ軸方向に、＃＃４で示される円形配列フェーズドアレーアンテナ１Ａの指向性ビームの方向は－Ｙ軸方向に固定されているとしてもよい。

＜組み合わせ円形配列フェーズドアレーアンテナ１Ｇａ＞
図４６は、変形例２における組み合わせ円形配列フェーズドアレーアンテナ１Ｇａの構成の一例を示す図である。

円形配列フェーズドアレーアンテナ１Ｇａの構成は、変形例１で説明した組み合わせ円形配列フェーズドアレーアンテナ１Ｇと同一である。組み合わせ円形配列フェーズドアレーアンテナ１Ｇａは、８つの円形配列フェーズドアレーアンテナ１Ａのそれぞれの指向性ビームの方向が固定されて制御される点で、組み合わせ円形配列フェーズドアレーアンテナ１Ｇと異なる。

より具体的には、８つの円形配列フェーズドアレーアンテナ１ＡがＸＹ軸で形成される平面に配置されているとする。この場合、例えば、＃＃１で示される円形配列フェーズドアレーアンテナ１Ａの指向性ビームの方向は＋Ｘ軸方向に、＃＃２で示される円形配列フェーズドアレーアンテナ１Ａの指向性ビームの方向は＋Ｘ軸から＋Ｙ軸に対して４５度の方向に固定されているとしてもよい。また、＃＃３で示される円形配列フェーズドアレーアンテナ１Ａの指向性ビームの方向は＋Ｙ軸方向に、＃＃４で示される円形配列フェーズドアレーアンテナ１Ａの指向性ビームの方向は＋Ｙ軸から－Ｘ軸に対して４５度の方向に固定されているとしてもよい。

同様に、＃＃５で示される円形配列フェーズドアレーアンテナ１Ａの指向性ビームの方向は－Ｘ軸方向に、＃＃６で示される円形配列フェーズドアレーアンテナ１Ａの指向性ビームの方向は－Ｘ軸から－Ｙ軸に対して４５度の方向に固定されているとしてもよい。＃＃７で示される円形配列フェーズドアレーアンテナ１Ａの指向性ビームの方向は－Ｙ軸方向に、＃＃８で示される円形配列フェーズドアレーアンテナ１Ａの指向性ビームの方向は－Ｙ軸から＋Ｘ軸にに対して４５度の方向に固定されているとしてもよい。

［制御部２２］
制御部２２は、本変形例の組み合わせ円形配列フェーズドアレーアンテナに到来する到来波方向に応じて、スイッチで複数の円形配列フェーズドアレーアンテナ１Ａの一を選択する。

図４７は、本変形例における制御部２２の具体的構成の一例を示す図である。

本変形例では、制御部２２は、図４７に示すように、＃＃１…＃＃ｎで示される円形配列フェーズドアレーアンテナ１Ａごとに、アッテネータ２２２と、移相器２２３と、合成／分配部２２４とを備える。より具体的には、制御部２２は、例えば、＃＃１で示される円形配列フェーズドアレーアンテナ１Ａにおいては、アッテネータ２２２－１と、移相器２２３－１と、合成／分配部２２４－１とを備える。また、制御部２２は、例えば、＃＃２で示される円形配列フェーズドアレーアンテナ１Ａにおいては、アッテネータ２２２－２と、移相器２２３－２と、合成／分配部２２４－２とを備える。そして、制御部２２は、例えば、＃＃ｎで示される円形配列フェーズドアレーアンテナ１Ａにおいては、アッテネータ２２２－ｎと、移相器２２３－ｎと、合成／分配部２２４－ｎとを備える。

また、制御部２２は、さらに、実現したい多素子のＭＩＭＯアンテナに応じた数のスイッチ２２５を備える。スイッチ２２５は、例えば４×４のＭＩＭＯアンテナを実現する場合には、図４７に示すようにｃｈ１、ｃｈ２、ｃｈ３、ｃｈ４の４つで構成される。

このように、本変形例の制御部２２は、実施の形態１等の制御部１２に対して、組み合わせ変更部１２１が削除されており、到来波方向に応じて＃＃ｉに示される円形配列フェーズドアレーアンテナ１Ａをスイッチ２２５によって選択する。これにより、４×４ＭＩＭＯアンテナ等の多素子ＭＩＭＯアンテナを実現する。

［効果等］
以上のように、本変形例に係るアンテナ装置では、組み合わせ円形配列フェーズドアレーアンテナを構成する円形配列フェーズドアレーアンテナ１Ａそれぞれの指向性ビームの方向を固定する。そして、組み合わせ円形配列フェーズドアレーアンテナの中心位置に構成される円形配列フェーズドアレー１Ｃを用いて推定した到来波方向に応じて、複数の円形配列フェーズドアレー１Ａのうちの一をスイッチ２２５で選択する。

これにより、制御部２２を図４に示す制御部１２と比較して、簡便な構成とすることができるので、多素子のＭＩＭＯアンテナをより容易に実現し易い。

（その他の実施の形態）
なお、本発明は、上述した実施の形態および変形例に限定されない。上述した実施の形態等に対して、この発明と同一の範囲において、あるいは均等の範囲内において、種々の修正や変形を加えることが可能である。

また、上記実施形態等において、各構成要素は専用のハードウェアにより構成されてもよく、あるいは、ソフトウェアにより実現可能な構成要素については、プログラムを実行することによって実現されてもよい。

また、例えば、アンテナ装置等を構成するモジュールを、ＩＣ（集積回路）、ＡＳＩＣ（特定用途向け集積回路）、およびＬＳＩ（大規模集積）などの形態で実現されるか、ＡＲＭなどのＣＰＵに基づくプロセッサおよびＰＣ（パーソナルコンピュータ）などの機械により実現するとしてもよい。これらの各モジュールは、多くの単機能ＬＳＩまたは１つのＬＳＩに含まれ得る。ここで用いられた名称はＬＳＩであるが、集積度に応じて、ＩＣ、システムＬＳＩ、スーパーＬＳＩまたはウルトラＬＳＩと呼称されることもある。さらに、集積方法はＬＳＩに限るものではなく、専用回路または汎用プロセッサなどによっても集積することができる。これには、プログラム命令により指示可能なＤＳＰ（デジタル信号プロセッサ）などの特殊なマイクロプロセッサも含まれる。ＬＳＩの製造後にプログラム可能なＦＰＧＡ（フィールド・プログラマブル・ゲート・アレイ）もしくはＬＳＩの接続または配置を再構成できる再構成可能プロセッサを同様の目的で用いることができる。今後は、製造と処理技術の発展に伴い、全く新しい技術がＬＳＩに置き換わるかもしれない。集積はそのような技術によって実現され得る。

本発明は、多重波伝搬環境において変化する電波の到来波方向に応じてアンテナの指向性の最適化を図り、超高速通信を実現するアンテナ装置に利用でき、特にコネクテッドカー、ＭＩＭＯ（Multiple Input Multiple Output）アンテナなど、あらゆるものがインターネットにつながるＩｏＴのためのアンテナ装置に利用することができる。

１、１Ａ、１Ｃ、１Ｄ 円形配列フェーズドアレーアンテナ
１Ｅ、１Ｆ、１Ｆａ、１Ｇ、１Ｇａ 組み合わせ円形配列フェーズドアレーアンテナ
２ 加算部
３ 演算部
１０、１００ アンテナ装置
１０Ｃ 方向推定装置
１０Ｄ 到来波方向推定部
１２、１２Ｄ、２２ 制御部
３０ 切り換え部
１２１、１２１Ｄ 組み合わせ変更部
１２２、２２２ 減算部
１２３、２２３ 移相部
１２４、２２４ 合成／分配部
２２５ スイッチ

Claims (12)

1. 円上に等間隔に配列されたＮ個（Ｎは４以上の偶数）のアンテナ素子を有する円形配列フェーズドアレーアンテナと、
   前記円形配列フェーズドアレーアンテナに到来する到来波の方向である到来波方向に応じて、前記Ｎ個のアンテナ素子を前記到来波方向に直交するように前記Ｎ／２個のサブアレーに分割し、前記サブアレーの指向性を制御することで前記到来波方向に向いた前記Ｎ／２個のビームを独立に形成する制御部とを備える、
   アンテナ装置。
2. 前記Ｎ／２個のサブアレーそれぞれは、配列方向が平行となる２個のアンテナ素子の組み合わせで構成され、
   前記組み合わせは、前記到来波方向に応じて、変更される、
   請求項１に記載のアンテナ装置。
3. 前記組み合わせには、前記Ｎ／２のパターンがあり、
   前記制御部は、
   前記Ｎ／２のパターンのうち、前記到来波方向とπ／Ｎの角度範囲以内において平行となる２個のアンテナ素子の組み合わせのパターンを選択することで、前記組み合わせを、前記到来波方向に応じて変更する、
   請求項２に記載のアンテナ装置。
4. 前記Ｎ個のアンテナ素子それぞれは、円の領域を含む平面と垂直に配置されたアンテナ素子からなる、
   請求項１～３のいずれか１項に記載のアンテナ装置。
5. 前記Ｎ個のアンテナ素子はそれぞれ、ダイポールアンテナと電気的に等価な働きをする等価ダイポール素子である、
   請求項１～４のいずれか１項に記載のアンテナ装置。
6. 前記円形配列フェーズドアレーアンテナは、さらに、円の略中心に配された寄生素子を有する、
   請求項１～５のいずれか１項に記載のアンテナ装置。
7. 前記寄生素子は、アンテナ素子として用いられ、
   前記アンテナ装置は、さらに、
   前記Ｎ個のアンテナ素子それぞれの受信信号を前記Ｎ個のアンテナ素子の配置に応じた重みをかけて合計した第１信号と、前記寄生素子の受信信号である第２信号とを統計解析し、前記第１信号および前記第２信号の位相差を算出することにより、前記到来波方向を推定する到来波方向推定部と、
   前記円形配列フェーズドアレーアンテナとの接続を、前記到来波方向推定部および前記制御部のうちの一方に切り換える切り換え部と、を備え、
   前記位相差は、前記到来波方向に略比例する、
   請求項６に記載のアンテナ装置。
8. 前記到来波方向推定部は、
   前記切り換え部により、前記円形配列フェーズドアレーアンテナとの接続が、前記到来波方向推定部に切り換えられている間に、前記第１信号の位相角と前記第２信号の位相角との差を算出することで、前記第１信号および前記第２信号の位相差を算出する、
   請求項７に記載のアンテナ装置。
9. 前記到来波方向推定部は、
   所定時間の前記第１信号における同相成分および直交成分の平均値である第１同相平均値および第１直交平均値を算出し、かつ、前記所定時間の前記第２信号における同相成分および直交成分の平均値である第２同相平均値および第２直交平均値を算出することで、前記第１信号と前記第２信号とを統計解析し、
   前記第１信号の位相角を前記第１同相平均値および第１直交平均値から算出し、
   前記第２信号の位相角を前記第２同相平均値および第２直交平均値から算出する、
   請求項８に記載のアンテナ装置。
10. 前記制御部は、
    前記切り換え部により、前記円形配列フェーズドアレーアンテナとの接続が、前記制御部に切り換えられている間に、前記到来波方向推定部により推定された前記到来波方向に応じて、前記Ｎ／２個のサブアレーに分割し、前記サブアレーの指向性を制御する、
    請求項９に記載のアンテナ装置。
11. 前記円形配列フェーズドアレーアンテナは２以上あり、
    前記制御部は、２以上の前記円形配列フェーズドアレーアンテナのそれぞれにおいて、前記到来波方向に向いた前記Ｎ／２個のビームを独立に形成する、
    請求項１～１０のいずれか１項に記載のアンテナ装置。
12. さらに、円上に等間隔に配列されたＭ個（Ｍは３以上の自然数）の第１アンテナ素子と、前記円の略中心に配された１個の第２アンテナ素子とからなる他の円形配列フェーズドアレーアンテナと、
    前記第１アンテナ素子それぞれの受信信号を前記第１アンテナ素子の配置に応じた重みをかけて合計した第１信号と、前記第２アンテナ素子の受信信号である第２信号とを統計解析し、前記第１信号および前記第２信号の位相差を算出することにより、前記他の円形配列フェーズドアレーアンテナに到来する到来波の方向である到来波方向を推定する演算部とを備え、
    前記円形配列フェーズドアレーアンテナは４以上の偶数個あり、前記４以上の前記円形配列フェーズドアレーアンテナは、前記他の円形配列フェーズドアレーアンテナを中心とした円状に略等間隔に配置される、
    請求項１１に記載のアンテナ装置。

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