JP6963274B2

JP6963274B2 - 電力変換装置、及び、折返しダイポールアンテナ

Info

Publication number: JP6963274B2
Application number: JP2017152368A
Authority: JP
Inventors: 眞司村田; 亮鴫原; 健治伊東; 啓介野口; 貴大古田; 大輝岸本
Original assignee: Alps Electric Co Ltd; Kanazawa Institute of Technology (KIT); Alps Alpine Co Ltd
Current assignee: Kanazawa Institute of Technology (KIT); Alps Alpine Co Ltd
Priority date: 2017-08-07
Filing date: 2017-08-07
Publication date: 2021-11-05
Anticipated expiration: 2037-08-07
Also published as: JP2019033343A

Description

本発明は、電力変換装置、及び、折返しダイポールアンテナに関する。

従来より、基板の一主面上に、平衡二線型のアンテナと、平衡二線線路と、整流回路と、直流出力端子とを備え、前記平衡二線型のアンテナによりマイクロ波を受信し、このマイクロ波に基づき前記直流出力端子に直流電力を出力する平衡二線線路式レクテナがある。

前記平衡二線型のアンテナは、前記基板の一主面上に相対向する一対のアンテナ素子を有し、前記平衡二線線路は、前記基板の一主面上で前記各アンテナ素子の中央側端部に接続されそれらの各アンテナ素子の対向方向と直交する方向に延びる互いに平行な一対の線路を有する。

前記整流回路は、直流遮断用キャパシタと、前記一対の線路間に配置されたショットキーバリアダイオードと、このショットキーバリアダイオードの後段でこのショットキーバリアダイオードから所定間隔だけ離れて前記一対の線路間の配置された平滑用キャパシタとを有する。

前記直流出力端子は、前記平滑用キャパシタの後段で前記一対の線路のそれぞれに接続されており、前記マイクロ波の波長をλｇとして、前記所定間隔をλｇ／２２．５からλｇ／１４の範囲に設定したことを特徴とする。

前記平衡二線線路式レクテナは、さらに入力フィルタを備え、この入力フィルタは、前記平衡二線型のアンテナと前記ショットキーバリアダイオードとの間の前記一対の線路に設けられたことを特徴とする（例えば、特許文献１参照）。

特開２００７−１１６５１５号公報

従来の平衡二線線路式レクテナ（電力変換装置）は、平衡二線型のアンテナ（アンテナ）と整流回路との間に入力フィルタ（フィルタ）を設けている。これは、フィルタの誘導性成分で整流回路の容量性成分を相殺して、アンテナと整流回路とのインピーダンス整合を取るためである。

ところで、従来の電力変換装置は、フィルタにおける電力の損失が生じるため、損失が大きいという課題がある。

そこで、損失を低減した電力変換装置、及び、折返しダイポールアンテナを提供することを目的とする。

本発明の実施の形態の電力変換装置は、折返しダイポールアンテナと、前記折返しダイポールアンテナによって受信される電波の高周波電力を直流電力に変換する整流回路とを含む電力変換装置であって、前記折返しダイポールアンテナは、前記整流回路に接続される第１給電点から第１端まで延在する第１素子と、前記第１素子が延在する方向に沿って、前記整流回路に接続される第２給電点から第２端まで延在する第２素子と、前記第１端側の第３端から前記第２端側の第４端まで、前記第１素子及び前記第２素子に沿って延在し、前記電波の周波数における自由空間波長の半波長に対応する長さを有する第３素子と、前記第１素子の前記第１端よりも前記第１給電点側に位置する第１接続部と、前記第３素子の前記第３端よりも前記第４端側に位置する第２接続部とを接続する第１折返し部と、前記第２素子の前記第２端よりも前記第２給電点側に位置する第３接続部と、前記第３素子の前記第４端よりも前記第３端側に位置する第４接続部とを接続する第２折返し部とを有し、前記第１給電点と前記第１接続部との間の長さ、及び、前記第２給電点と前記第３接続部との間の長さは、前記電波の周波数における四半波長の電気長に対応する長さ未満であり、前記第１素子及び前記第２素子の素子幅よりも、前記第３素子の素子幅の方が広い。

損失を低減した電力変換装置、及び、折返しダイポールアンテナを提供することができる。

実施の形態の折返しダイポールアンテナ１００を含む電力変換装置３００を示す図である。折返しダイポールアンテナ１００の等価回路を示す図である。折返しダイポールアンテナ１００が受信する電波の周波数を変化させた場合のインピーダンスを示すスミスチャートである。放射インピーダンス、線路インピーダンス、入力インピーダンスの周波数特性を示すスミスチャートである。電力変換装置３００の周波数に対する効率の特性と周波数に対する出力電圧の特性を示す図である。エレメント１１０及び１３０の断面を示す図である。エレメント１１０及び１３０の等価半径を説明する図である。エレメント１１０の厚さに対する折返しダイポールアンテナ１００のゲインの特性を示す図である。

以下、本発明の電力変換装置、及び、折返しダイポールアンテナを適用した実施の形態について説明する。

＜実施の形態＞
図１は、実施の形態の折返しダイポールアンテナ１００を含む電力変換装置３００を示す図である。以下では、ＸＹＺ座標系を用いて説明する。

電力変換装置３００は、折返しダイポールアンテナ１００と整流回路２００とを含む。電力変換装置３００は、折返しダイポールアンテナ１００が受信した高周波の電波の高周波電力を整流回路２００で直流電力に変換して出力する。

また、電力変換装置３００は、直流遮断部２５０をさらに含んでもよい。直流遮断部２５０は、直流成分を遮断するために設けられているが、直流遮断部２５０が不要な場合は、電力変換装置３００は、直流遮断部２５０を含まなくてもよい。

折返しダイポールアンテナ１００は、誘導性のインピーダンス特性を有する。このため、電力変換装置３００は、折返しダイポールアンテナ１００、整流回路２００、及び直流遮断部２５０の他にフィルタを含まなくても、容量性のインピーダンスを示す整流回路２００と折返しダイポールアンテナ１００とのインピーダンス整合を取ることができる。以下、この詳細について説明する。

折返しダイポールアンテナ１００は、エレメント１１０、１２０、１３０、接続エレメント１４０、１５０を有する。図１では図示を省略するが、折返しダイポールアンテナ１００は、例えば、ＦＲ−４(Flame Retardant type 4)規格の配線基板のような基板の表面に設けられる。折返しダイポールアンテナ１００は、例えば、基板の表面に設けられた銅箔をパターニングすることによって作製することができる。なお、折返しダイポールアンテナ１００を配置する基板は、配線基板に限られず、フレキシブル基板やその他の形式の基板であってもよい。また、折返しダイポールアンテナ１００は、銅以外の金属製であってもよい。

エレメント１１０は、給電点１１１、端部１１２、及び接続部１１３を有する。エレメント１１０は、第１素子の一例である。給電点１１１は、第１給電点の一例である。端部１１２は、第１端の一例である。接続部１１３は、第１接続部の一例である。エレメント１１０は、給電点１１１と端部１１２との間でＸ軸に沿って延在している。給電点１１１は、直流遮断部２５０のキャパシタ２５１を介して整流回路２００の端子２０１に接続される。端部１１２は、Ｘ軸方向において、エレメント１３０の端部１３１と概ね等しい位置に設けられている。接続部１１３は、給電点１１１と端部１１２との間に位置し、接続エレメント１４０が接続される。

給電点１１１と接続部１１３との間の長さＬ１は、折返しダイポールアンテナ１００が受信する電波の電気長λeの四半波長（λe／４）に対応する長さ未満の長さに設定されている。ここで、電気長λeは、基板に設けられるエレメント１１０のような伝送媒体中を伝送される電磁波の波長であり、基板の比誘電率等によって短縮率が異なる。この短縮率によって電気長λeの四半波長（λe／４）に対応する長さは短縮される。

エレメント１２０は、給電点１２１、端部１２２、及び接続部１２３を有する。エレメント１２０は、第２素子の一例である。給電点１２１は、第２給電点の一例である。端部１２２は、第２端の一例である。接続部１２３は、第３接続部の一例である。エレメント１２０は、給電点１２１と端部１２２との間でＸ軸に沿って延在している。給電点１２１は、直流遮断部２５０のキャパシタ２５２を介して整流回路２００の端子２０２に接続される。端部１２２は、Ｘ軸方向において、エレメント１３０の端部１３２と略等しい位置に設けられている。接続部１２３は、給電点１２１と端部１２２との間に位置し、接続エレメント１５０が接続される。エレメント１２０は、平面視において、エレメント１３０のＸ軸方向の中央を通りＹ軸方向に伸延する軸を対称軸として、エレメント１１０と線対称になるように配置されている。

給電点１２１と接続部１２３との間の長さＬ２は、折返しダイポールアンテナ１００が受信する電波の電気長λeの四半波長（λe／４）に対応する長さに設定されている。電気長λeの四半波長（λe／４）に対応する長さの意味は、長さＬ１と同様である。長さＬ２は、長さＬ１と等しい。

なお、エレメント１１０の給電点１１１とエレメント１２０の給電点１２１とは、実際には、図１に示すよりも近接して配置される。このため、エレメント１１０の給電点１１１から端部１１２までの長さと、エレメント１２０の給電点１２１から端部１２２までの長さとは、エレメント１３０の端部１３１から端部１３２までの長さの約半分である。

エレメント１３０は、端部１３１、１３２と接続部１３３、１３４とを有する。エレメント１３０は、第３素子の一例である。端部１３１は、第３端の一例であり、端部１３２は、第４端の一例である。接続部１３３は、第２接続部の一例であり、接続部１３４は、第４接続部の一例である。エレメント１３０は、端部１３１及び１３２を両端として、Ｘ軸に沿って延在している。すなわち、エレメント１３０は、エレメント１１０及び１２０と平行に配置されている。端部１３１のＸ軸方向における位置は、エレメント１１０の端部１１２の位置に等しく、端部１３２のＸ軸方向における位置は、エレメント１２０の端部１２２の位置に等しい。

エレメント１３０の長さ（端部１３１と１３２との間の長さ）は、折返しダイポールアンテナ１００が受信する電波の自由空間波長λ_０の半波長（λ_０／２）に対応する長さに設定される。これは、エレメント１３０が折返しダイポールアンテナ１００の全長（Ｘ軸方向の端から端までの長さ）に対応する部分だからである。

ここで、電波の自由空間波長λ_０の半波長（λ_０／２）に対応する長さとは、電波の自由空間波長λ０の半波長（λ_０／２）である。

また、エレメント１３０の素子幅（Ｙ軸方向の幅）は、エレメント１１０、１２０の素子幅よりも太くされている。折返しダイポールアンテナ１００では、エレメント１１０、１２０の素子幅に対するエレメント１３０の素子幅でインピーダンスが決まる。エレメント１１０、１２０の素子幅よりもエレメント１３０の素子幅を太くすることにより、折返しダイポールアンテナ１００のインピーダンスを増大させることができる。

整流回路２００は、インピーダンスが高いため、整流回路２００の容量性のインピーダンスと、折返しダイポールアンテナ１００の誘導性のインピーダンスとを整合させるには、折返しダイポールアンテナ１００のインピーダンスを高くする必要がある。

このため、エレメント１３０の素子幅（Ｙ軸方向の幅）が、エレメント１１０、１２０の素子幅よりも太くなるようにしている。折返しダイポールアンテナ１００のインピーダンスと、整流回路２００のインピーダンスとを共役整合させることにより、整流回路２００での整流効率を増大させることができる。

接続部１３３は、端部１３１と、エレメント１３０の長手方向（Ｘ軸方向）の中央（中点）との間に位置しており、接続エレメント１４０が接続される。接続部１３４は、端部１３２と、エレメント１３０の長手方向（Ｘ軸方向）の中央（中点）との間に位置しており、接続エレメント１５０が接続される。

接続エレメント１４０は、エレメント１１０の接続部１１３と、エレメント１３０の接続部１３３とを接続する。接続エレメント１４０は、第１折返し部の一例である。接続部１１３と接続部１３３とのＸ軸方向における位置は等しく、接続エレメント１４０は、Ｙ軸に沿って延在している。

接続エレメント１５０は、エレメント１２０の接続部１２３と、エレメント１３０の接続部１３４とを接続する。接続エレメント１５０は、第２折返し部の一例である。接続部１２３と接続部１３４とのＸ軸方向における位置は等しく、接続エレメント１５０は、Ｙ軸に沿って延在している。

エレメント１１０及び１２０と、エレメント１３０とは、接続エレメント１４０、１５０によって接続されている。接続エレメント１４０は、エレメント１１０の端部１１２、及び、エレメント１３０の端部１３１よりもＸ軸正方向側にオフセットして設けられている。また、接続エレメント１５０は、エレメント１２０の端部１２２、及び、エレメント１３０の端部１３２よりもＸ軸負方向側にオフセットして設けられている。

このように、接続エレメント１４０、１５０を、エレメント１１０及び１２０の端部１１２及び１２２とエレメント１３０の端部１３１及び１３２よりもＸ軸方向において中央側にオフセットして設けているのは、折返しダイポールアンテナ１００のインピーダンスを誘導性（インダクタンス性）にするためである。

折返しダイポールアンテナ１００は、接続エレメント１４０、１５０を端部１１２、１２２、１３１、及び１３２よりもＸ軸方向において中央側にオフセットすることによって、インピーダンス特性を誘導性にすることができる。折返しダイポールアンテナ１００の誘導性のインピーダンスは、接続エレメント１４０、１５０の位置を設計段階で調整することによって、調節することができる。

直流遮断部２５０は、キャパシタ２５１、２５２を有する。キャパシタ２５１は、給電点１１１と整流回路２００の端子２０１との間に直列に挿入されており、キャパシタ２５２は、給電点１２１と整流回路２００の端子２０２との間に直列に挿入されている。直流遮断部２５０は、ショットキーバリアダイオードの静電破壊防止のために、必要に応じて挿入する。

整流回路２００は、端子２０１、２０２、キャパシタ２１１、２１２、２１３、２１４、ダイオード２２１、２２２、２２３、２２４、及び出力端子２３１、２３２を含む。整流回路２００は、一例として、コッククロフト・ウォルトン型の整流回路である。

端子２０１には、キャパシタ２１１、２１２が直列に接続されており、端子２０２には、キャパシタ２１３、２１４が直列に接続されている。また、ダイオード２２１、２２２、２２３、２２４は、図１に示すように、キャパシタ２１１、２１２、２１３、２１４の間でたすき掛け状に接続されている。

整流回路２００は、直流遮断部２５０を介して折返しダイポールアンテナ１００から入力される高周波電力を直流電圧に変換して、出力端子２３１、２３２から出力する。このような整流回路２００のインピータンスはダイオード２２１、２２２、２２３、２２４の端子間容量の影響で容量性である。

図２は、折返しダイポールアンテナ１００の等価回路を示す図である。図３は、折返しダイポールアンテナ１００が受信する電波の周波数を変化させた場合のインピーダンスを示すスミスチャートである。

図２に示すように、折返しダイポールアンテナ１００の等価回路は、左側の伝送線路モードの等価回路１００Ａと、右側の放射モードの等価回路１００Ｂとで表される。

伝送線路モードの等価回路１００Ａは、給電点１１１、１２１、線路インピーダンス２Ｚｂ、及びトランスの巻線Ｔ_Ａ、Ｔ_Ｂを含む。インピーダンスＺｂは、エレメント１１０の給電点１１１から接続点１１３までの線路の部分のインピーダンスであり、エレメント１２０の給電点１２１から接続部１２３までの線路の部分のインピーダンスである。２つあるため、等価回路１００Ａは、線路インピーダンス２Ｚｂを含む。

また、放射モードの等価回路１００Ｂは、インピーダンスＺｒを含む。インピーダンスＺｒは、折返しダイポールアンテナ１００の直列共振回路のインピーダンスである。インピーダンスＺｒの共振周波数をｆ_０とする。伝送線路モードの等価回路１００Ａと放射モードの等価回路１００Ｂとの境界は、図２に示すように、巻線Ｔ_Ａ、Ｔ_Ｂを有するトランスと、インピーダンスＺｒとの間である。

このトランスの巻線Ｔ_ＡとＴ_Ｂとのインピーダンスのステップアップ比は、ｎ^２：１である。ステップアップ比（ｎ^２）は、エレメント１３０の素子幅の比，およびエレメント１１０，１２０とエレメント１３０と導体間隔で決まる。

このような等価回路１００Ａ、１００Ｂにおいて、放射インピーダンスｎ^２Ｚｒ、線路インピーダンス２Ｚｂ、入力インピーダンスＺｉｎは、それぞれ、式（１）、（２）、（３）で表される。なお、入力インピーダンスＺｉｎは、等価回路１００Ａの給電点１１１、１２１から、等価回路１００Ａの線路インピーダンス２Ｚｂ側及び巻線Ｔ_Ａ、Ｔ_Ｂと、等価回路１００Ｂとを見た入力インピーダンスである。また、Ｚｃは、エレメント１３０とエレメント１１０およびエレメント１３０とエレメント１２０で構成される平衡線路の特性インピーダンスのことである。

また、図３において、電力変換装置３００のシステムインピーダンスをＺ_０、ＶＳＷＲ（Voltage Standing Wave Ratio：電圧定在波比）がρｍになるときの反射係数の絶対値をΓｍとする。また、ここでは、エレメント１１０及び１２０の長さＬ１、Ｌ２（Ｌ１＝Ｌ２）をＬとする。なお、λeは、折返しダイポールアンテナ１００が受信する電波の電気長である。

折返しダイポールアンテナ１００のインピーダンスが完全に整合している点（●）から、コンダクタンスが１（ｇ＝１）の等コンダクタンス線に沿って、ＶＳＷＲがρｍになる点ａ（○）までの長さＬの範囲は、次式（４）で表される。ＶＳＷＲがρｍになる点ａ（○）は、折返しダイポールアンテナ１００のインピーダンスが誘導性になる点である。

折返しダイポールアンテナ１００のインピーダンスが誘導性になることから、式（４）が成り立つ。

従って、式（４）より、Ｌ／λeが１／４未満であれば良いことが分かる。換言すれば、長さＬがλe／４未満であれば良いことになる。

図４は、折返しダイポールアンテナ１００が受信する電波の周波数を４００ＭＨｚから６００ＭＨｚまで変化させた場合の放射インピーダンスｎ^２Ｚｒ（破線）、線路インピーダンス２Ｚｂ（破線）、入力インピーダンスＺｉｎ（実線）を示すスミスチャートである。ここでは、ＶＳＷＲが２で、反射係数Γｍが１／３という条件で評価を行うこととする。反射係数Γｍは、ＶＳＷＲの値によって決まる。なお、図４のスミスチャートは、電力変換装置３００のシステムインピーダンスＺ_０で正規化している。

電波の周波数を４００ＭＨｚから６００ＭＨｚまで変化させると、放射インピーダンスｎ^２Ｚｒは、スミスチャートの中心を通る等抵抗線に沿って、４００ＭＨｚのときの容量性の値から、６００ＭＨｚのときの誘導性の値に変化し、５００ＭＨｚのときに円（○）で示すように、スミスチャートの中心を通る特性が得られた。すなわち、放射インピーダンスｎ^２Ｚｒは、５００ＭＨｚにおいてＺ_０になった。

また、線路インピーダンス２Ｚｂは、スミスチャートの最外周円に沿って、４００ＭＨｚのときの誘導性の値から、６００ＭＨｚの容量性の値に変化し、５００ＭＨｚのときに三角（△）で示す特性が得られた。

また、入力インピーダンスＺｉｎは、４００ＭＨｚのときの誘導性の値から、６００ＭＨｚの容量性の値に変化し、５００ＭＨｚのときに、ダイアマーク（◇）で示すように、ＶＳＷＲが２になる円周上においてキンク頂点を有する特性になった。このときのエレメント１１０及び１２０の長さＬは、０．２２７６λeであった。

従って、エレメント１１０及び１２０の長さＬ（Ｌ１、Ｌ２）を０．２２７６λeに設定すれば、５００ＭＨｚにおいて誘導性のインピーダンス特性を有する折返しダイポールアンテナ１００が得られることが分かった。

図５は、電力変換装置３００の周波数に対する効率（整流効率）の特性と、周波数に対する出力電圧の特性を示す図である。図５（Ａ）には効率の特性を実線で示し、図５（Ｂ）には出力電圧の特性を実線で示す。

ここでは比較用に、エレメント１１０及び１２０の長さＬ（Ｌ１、Ｌ２）の長さが電気長λeの四半波長（λe／４）に対応する長さ以上の折返しダイポールアンテナを折返しダイポールアンテナ１００の代わりに用い、直流遮断部２５０と整流回路２００との間にローパスフィルタを設けた比較用の電力変換装置の特性を破線で示す。

図５（Ａ）に示すように、折返しダイポールアンテナ１００を含む電力変換装置３００の効率は、破線で示す比較用の電力変換装置の効率に比べて、最大値が高くなるとともに、高周波数側において飛躍的に増大しており、広帯域化されている。

また、図５（Ｂ）に示すように、折返しダイポールアンテナ１００を含む電力変換装置３００の出力電圧は、破線で示す比較用の電力変換装置の効率に比べて、最大値が高くなるとともに、高周波数側において飛躍的に増大しており、広帯域化されている。

このように、折返しダイポールアンテナ１００を含む電力変換装置３００では、効率及び出力電圧ともに、比較用の電力変換装置に比べて値が改善されるとともに、広帯域化されることが分かった。

図６は、エレメント１１０及び１３０の断面を示す図である。図６（Ａ）、（Ｂ）には、Ｙ軸に沿って得られるエレメント１１０及び１３０の断面を示す。図６（Ａ）、（Ｂ）には、折返しダイポールアンテナ１００を搭載する基板１０を示す。また、図６（Ａ）、（Ｂ）では、高周波の電流がエレメント１１０及び１３０に流れる部分をグレーで示す。グレーで示す部分には、一例として、５００ＭＨｚの電流が表皮効果によって流れる。

図６（Ａ）では、エレメント１１０の厚さをｔ１、素子幅をｗ１、エレメント１３０の厚さをｔ１、素子幅をｗ２とする。図６（Ｂ）では、エレメント１１０の厚さをｔ２、素子幅をｗ１、エレメント１３０の厚さをｔ２、素子幅をｗ２とする。厚さｔ１は、厚さｔ２よりも厚い。

一例として、図６（Ａ）に示すエレメント１１０の厚さｔ１は１８μｍ、素子幅ｗ１は０．１ｍｍ〜０．５ｍｍ、エレメント１３０の厚さをｔ１は１８μｍ、素子幅ｗ２は、２ｍｍ〜８ｍｍである。また、図６（Ｂ）に示すエレメント１１０の厚さｔ２は表皮深さの２倍、素子幅ｗ１は０．１ｍｍ〜０．５ｍｍ、エレメント１３０の厚さをｔ２は表皮深さの２倍、素子幅ｗ２は、２ｍｍ〜８ｍｍである。また、折返しダイポールアンテナ１００が受信する電磁波の周波数が５００ＭＨｚである場合に、表皮深さは３μｍであり、２．４ＧＨｚである場合には、表皮深さは１μｍである。

エレメント１１０及び１３０は、基板１０の表面に形成された銅箔をウェットエッチングのようなエッチング処理によってパターニングすることによって作製される。エッチング処理では、エレメント１１０及び１３０の上面はマスクによって保護されるため、平滑であるが、エレメント１１０及び１３０の側面は、エッチング処理で削られているため、上面に比べると平滑性が低く、表面が粗い。このため、エレメント１１０及び１３０の側面は、上面よりも高周波抵抗が増えるので損失が増える。

図６（Ａ）に示すように、エレメント１１０及び１３０を厚くすると、図６（Ｂ）に示すようにエレメント１１０及び１３０を薄くした場合に比べて、エレメント１１０及び１３０の側面を流れる電流の割合が増える。特に、素子幅が狭いエレメント１１０では、この傾向が顕著である。

図７は、エレメント１１０及び１３０の等価半径を説明する図である。ここで、エレメント１１０の等価半径をｒ１、エレメント１３０の等価半径をｒ２とし、エレメント１１０と１３０との間の間隔（エレメント１１０及び１３０の素子幅の中央同士の間隔）をｄとする。なお、エレメント１１０の厚さはｔ１、素子幅はｗ１、エレメント１３０の厚さはｔ１、素子幅はｗ２である。

等価半径ｒ１、ｒ２は、式（５）、（６）でそれぞれ表すことができ、インピーダンスのステップアップ比（ｎ^２）は、式（７）で表すことができる。

エレメント１１０の側面を流れる電流を低減して損失を減らすためには、側面を流れる電流が全体の２０％未満であることが望ましい。式（５）で得られるエレメント１１０の等価半径ｒ１について、側面を流れる電流との比を求めると、（０．３４ｔ１）／（０．３４ｔ１＋０．２５ｗ１）＜０．２を満たすことが望ましい。

なお、ここでは、エレメント１１０と１３０の等価半径について説明したが、エレメント１１０と１２０は等しいサイズを有し、平面視で線対称に配置されるので、エレメント１２０の等価半径は、エレメント１１０の等価半径と等しい。

図８は、エレメント１１０の厚さｔ１に対する折返しダイポールアンテナ１００のゲインの特性を示す図である。図８には、厚さｔ１を２μｍから５５μｍまで変化させた場合の計算結果を示す。

折返しダイポールアンテナ１００のゲインの理論限界値は２．１５ｄＢｉであり、損失等を考慮して、現実的な値である２．０８ｄＢｉを評価基準とした。なお、折返しダイポールアンテナ１００が受信する電波の周波数は５００ＭＨｚであり、表皮深さは３μｍである。

図８に示すように、厚さｔ１が２μｍから５μｍ辺りまでは、ゲインが２．０８ｄＢｉ未満である。厚さｔ１が薄い領域では、表皮深さ（３μｍ）との関係で、厚さが不十分であることからゲインが低くなったことと考えられる。

また、厚さｔ１が表皮深さの２倍になる６μｍでは、ゲインが２．０８に達しており、厚さｔ１が約１８μｍ以上になると、ゲインが２．０８未満になる。これは、厚さｔ１が高くなったことにより、エレメント１１０の側面を流れる電流が増えたためと考えられる。

従って、折返しダイポールアンテナ１００の損失を低減する観点からは、エレメント１１０については、厚さｔ１と素子幅ｗ１が、（０．３４ｔ１）／（０．３４ｔ１＋０．２５ｗ１）＜０．２を満たし、かつ、厚さｔ１が表皮深さの２倍であることが望ましい。

以上、実施の形態の折返しダイポールアンテナ１００は、誘導性のインピーダンスを有するため、折返しダイポールアンテナ１００の誘導性のインピーダンスが整流回路２００の容量性のインピーダンスと整合するように調節すれば、電力変換装置３００がローパスフィルタを含まなく済む。換言すれば、折返しダイポールアンテナ１００のインピーダンスと、整流回路２００のインピーダンスとが共役の関係になるようにすればよい。

電力変換装置３００は、折返しダイポールアンテナ１００と整流回路２００との間にローパスフィルタを含まないため、損失を低減することができる。すなわち、実施の形態によれば、損失を低減した折返しダイポールアンテナ１００及び電力変換装置３００を提供することができる。

なお、以上では、整流回路２００がコッククロフト・ウォルトン型の整流回路である形態について説明したが、整流回路２００はコッククロフト・ウォルトン型に限られるものではない。折返しダイポールアンテナ１００から出力される高周波電力を直流電力に整流できる整流回路であれば、どのような形式のものであってもよい。

また、以上では、一例として、折返しダイポールアンテナ１００が５００ＭＨｚの電波を受信する形態について説明したが、周波数は５００ＭＨｚに限られず、所望の周波数に応じて、折返しダイポールアンテナ１００の誘導性のインピーダンスを調整すればよい。このような調整は、主に、エレメント１３０、１１０、１２０の長さや間隔、及び、接続エレメント１４０、１５０のＸ軸方向における位置を設計段階で設定することによって行うことができる。

以上、本発明の例示的な実施の形態の電力変換装置、及び、折返しダイポールアンテナについて説明したが、本発明は、具体的に開示された実施の形態に限定されるものではなく、特許請求の範囲から逸脱することなく、種々の変形や変更が可能である。

１００折返しダイポールアンテナ
１１０、１２０、１３０エレメント
１１１給電点
１１２端部
１１３接続部
１２１給電点
１２２端部
１２３接続部
１３１、１３２端部
１３３、１３４接続部
１４０、１５０接続エレメント
２００整流回路
２０１、２０２端子
２１１、２１２、２１３、２１４キャパシタ
２２１、２２２、２２３、２２４ダイオード
２５０直流遮断部
２５１、２５２キャパシタ
３００電力変換装置

Claims

折返しダイポールアンテナと、
前記折返しダイポールアンテナによって受信される電波の高周波電力を直流電力に変換する整流回路と
を含む電力変換装置であって、
前記折返しダイポールアンテナは、
前記整流回路に接続される第１給電点から第１端まで延在する第１素子と、
前記第１素子が延在する方向に沿って、前記整流回路に接続される第２給電点から第２端まで延在する第２素子と、
前記第１端側の第３端から前記第２端側の第４端まで、前記第１素子及び前記第２素子に沿って延在し、前記電波の周波数における自由空間波長の半波長に対応する長さを有する第３素子と、
前記第１素子の前記第１端よりも前記第１給電点側に位置する第１接続部と、前記第３素子の前記第３端よりも前記第４端側に位置する第２接続部とを接続する第１折返し部と、
前記第２素子の前記第２端よりも前記第２給電点側に位置する第３接続部と、前記第３素子の前記第４端よりも前記第３端側に位置する第４接続部とを接続する第２折返し部と
を有し、
前記第１給電点と前記第１接続部との間の長さ、及び、前記第２給電点と前記第３接続部との間の長さは、前記電波の周波数における四半波長の電気長に対応する長さ未満であり、
前記第１素子及び前記第２素子の素子幅よりも、前記第３素子の素子幅の方が広い、電力変換装置。
前記折返しダイポールアンテナのインピーダンスは、誘導性である、請求項１記載の電力変換装置。
前記誘導性のインピーダンスは、前記第１折返し部が前記第１端よりも前記第１給電点側にオフセットした前記第１接続部と、前記第３端よりも前記第４端側にオフセットした前記第２接続部とを接続することと、前記第２折返し部が前記第２端よりも前記第２給電点側にオフセットした前記第３接続部と、前記第３素子の前記第４端よりも前記第３端側にオフセットした前記第４接続部とを接続することによって実現される、請求項２記載の電力変換装置。
前記折返しダイポールアンテナのインピーダンスと、前記整流回路のインピーダンスとは、共役の関係にある、請求項１乃至３のいずれか一項記載の電力変換装置。
前記折返しダイポールアンテナのインピーダンスは、スミスチャートでキンク形状を有する、請求項１乃至４のいずれか一項記載の電力変換装置。
前記第１素子及び前記第２素子の厚さをｔ、前記第１素子及び前記第２素子の素子幅をｗとすると、前記厚さｔ及び前記素子幅ｗは、（０．３４ｔ）／（０．３４ｔ＋０．２５ｗ）＜０．２を満たし、かつ、前記厚さｔは、前記電波の周波数における表皮深さの２倍以上である、請求項１乃至５のいずれか一項記載の電力変換装置。
第１給電点から第１端まで延在する第１素子と、
前記第１素子が延在する方向に沿って、第２給電点から第２端まで延在する第２素子と、
前記第１端側の第３端から前記第２端側の第４端まで、前記第１素子及び前記第２素子に沿って延在し、受信周波数における自由空間波長の半波長に対応する長さを有する第３素子と、
前記第１素子の前記第１端よりも前記第１給電点側に位置する第１接続部と、前記第３素子の前記第３端よりも前記第４端側に位置する第２接続部とを接続する第１折返し部と、
前記第２素子の前記第２端よりも前記第２給電点側に位置する第３接続部と、前記第３素子の前記第４端よりも前記第３端側に位置する第４接続部とを接続する第２折返し部と
を有し、
前記第１給電点と前記第１接続部との間の長さ、及び、前記第２給電点と前記第３接続部との間の長さは、前記受信周波数における四半波長の電気長に対応する長さ未満であり、
前記第１素子及び前記第２素子の素子幅よりも、前記第３素子の素子幅の方が広い、折返しダイポールアンテナ。
前記第３素子の厚さをｔ、前記第３素子の素子幅をｗとすると、前記厚さｔ及び前記素子幅ｗは、（０．３４ｔ）／（０．３４ｔ＋０．２５ｗ）＜０．２を満たし、かつ、前記厚さｔは、前記受信周波数における表皮深さの２倍以上である、請求項７記載の折返しダイポールアンテナ。