JP6963147B2 - フライバックコンバータ、及びフライバックコンバータを使用するｌｅｄドライバ - Google Patents

Description

本発明は、例えばＬＥＤドライバにおいて使用するための、フライバックコンバータに関する。

フライバックコンバータは、ＡＣ／ＤＣ変換及びＤＣ／ＤＣ変換の双方に関して使用され、入力と任意の出力との間にはガルバニック絶縁が提供されている。フライバックコンバータは、変圧器を形成するようにインダクタが分割されている、バックブーストコンバータとして機能し、それにより、絶縁の追加的利点と共に、電圧比が増倍される。

コンバータのオン状態では、入力電圧源から変圧器にエネルギーが伝達され、当該時間中に、出力コンデンサが出力負荷にエネルギーを供給する。オフ状態では、変圧器から出力負荷（及び、出力コンデンサ）に、エネルギーが伝達される。これは、フリーホイール段階と呼ばれる。

特に関心の対象となる設計の１つは、デュアルスイッチ設計である。これは、入力電圧と変圧器との間の２つのトランジスタを利用し、それにより、全体的な電圧ストレスが、双方のトランジスタにわたって均等に分割される。漏れエネルギーを損失に転化する代わりに、漏れエネルギーは、２つのダイオードを介して入力供給部に戻される。ダイオードはまた、双方のトランジスタのドレイン−ソース間電圧を、入力電圧にクランプするため、トランジスタの電圧定格は、より大きい余裕を持たせることなく、入力電圧に従って選択されることができる。

デュアルスイッチフライバックコンバータは、例えばＬＥＤドライバにおいて使用されるような、スイッチモード電源用の低〜中電力用途におけるＤＣ−ＤＣ変換トポロジに関して、共振ハーフブリッジコンバータのファミリーよりも、好ましい選択になりつつある。デュアルスイッチ設計は、高電力密度、低電圧ストレス、信頼性の高い構造、及び単純な制御スキームを提供する。ＬＥＤを駆動するためのデュアルスイッチフライバックコンバータを示す先行技術文献は、米国特許出願公開第２０１２／０１７６０６０（Ａ１）号である。この種のコンバータを示す別の先行技術は、ゼロ電圧を感知して、ゼロ電圧スイッチングを達成するための感知要素を有する、米国特許出願公開第２０１００２５４１６７（Ａ１）号である。米国特許第６１７５４８４（Ｂ１）号は、充電段階での主インダクタにおけるピーク電流と、フリーホイール段階での電流とを感知することが可能な、コンバータを開示している。

ＬＥＤドライバの用途では、二次側で、スイッチモード電力コンバータが所望のＬＥＤ電流を送達するように制御される、電流調整が必要とされる。しかしながら、一次側からＬＥＤ電流及び電圧を制御するための、一次側電流調整が好ましい。第１に、制御回路の、高電圧又は共通モードの絶縁が一次側制御手法では必要とされないため、及び、第２に、制御部に給電するための補助回路が簡略化されるため、一次側電流調整は、二次側調整よりもコスト効率が高く、ロバストである。更には、一次側に配置されていることにより、調整回路は、メインからのあらゆる情報を、極めて単純かつ有効に処理することが可能である。

通常、シングルスイッチフライバックコンバータにおける一次側調整は、一次巻線におけるピーク電流と、検出された出力ダイオードのデューティサイクルを利用することにより、平均出力電流を表す信号を導出する。シングルスイッチフライバックコンバータの一次巻線におけるピーク電流は、二次巻線におけるピーク電流と同一ではないが、これらの２つの電流の差は、一般に、動作範囲全体にわたって一定の値である。それゆえ、当該差は、一定の補正を使用して補償されることができる。

しかしながら、デュアルスイッチフライバックコンバータでは、漏れインダクタの減磁電圧は、入力電圧及び負荷電圧に対して強い依存性を有する。入力電圧が高い場合には、インダクタは、二次側でより多く放電することを志向するが、そうではない場合には、一次側に電力が漏れることが容易である。それゆえ、一次巻線におけるピーク電流と二次巻線におけるピーク電流との差は、一定の補正を使用して補償されることができない。このことは、以下でより詳細に論じられる。

それゆえ、効果的な一次側調整の実装を可能にし、かつデュアルスイッチフライバックトポロジに基づいて実装され得る、フライバックコンバータ回路が必要とされている。

本発明の構想は、出力電流が一次側から調整される、デュアルスイッチフライバックコンバータを提供することである。電流調整をより正確にするために、一次巻線において測定されたピーク電流は、クランプダイオード電流を考慮することによって補償される。クランプダイオード電流は、測定されてもよく、あるいは、クランプダイオードの導通持続時間から導出されてもよい。

本発明は、請求項によって定義される。

本発明の一態様による実施例によれば、フライバックコンバータであって、
入力供給部に接続するための一次側、及び負荷に接続するための二次側を含む、変圧器と、
充電段階において、入力供給部からの電力を一次側が蓄積することを可能にするように、及び、フリーホイール段階において、蓄積された電力の一部分を二次側が負荷に放出することを可能にするように適合されている、一次側の第１のスイッチング回路と、
充電段階において一次側電流を感知するための、第１の感知回路と、
フリーホイール段階において、一次側の蓄積された電力の別の部分が、漏れ電流として入力供給部に戻って流れることを可能にするための、一次側の第２のスイッチング回路と、
漏れ電流に応じたパラメータを導出するための、第２の感知回路と、
第１の感知回路及び第２の感知回路の出力に応じて、第１のスイッチング回路を制御するための制御信号を導出するための、コントローラと、を備え、
コンバータは、フリーホイール段階に関連する期間を検出するように適合されている時間検出回路を更に備えてもよく、コントローラが、フリーホイール段階に関連する期間にわたって一次巻線におけるピーク電流から放出された総電荷と、フリーホイール段階において漏れ電流によって放出された電荷との差を算出するように適合されており、当該差が、二次側電流と関連付けられている、フライバックコンバータが提供される。

このフライバックコンバータは、一次側変圧器電流と、（漏れインダクタンスの減磁の間に生じる電流である）漏れ電流との、２つの一次側感知手法を利用する。このようにして、一次側感知は、より正確に二次側の電流を決定することが可能であり、それにより、二次側の出力電流の、改善された一次側調整を提供することが可能となる。当該コンバータは、漏れ電流が、コンバータ及び当該負荷のみによっては決定されず（それにより、一次側電流と二次側電流との差が一定とならず）、その代わりに、例えばデュアルスイッチフライバックトポロジの場合のように、入力電圧の変動にも依存する場合に、特に関心の対象となる。第２の感知回路は、より効果的な一次側電流調整を可能にするために、一次側電流感知に対する可変補償を提供する。

第２の感知回路は、漏れ電流の振幅の測定に基づいてもよく、又は、漏れ電流が流れる期間に基づいて漏れ電流を決定することに基づいてもよい。これらのオプションは、以下の論考から明らかとなるであろう。

コントローラは、例えば、
感知された一次側電流と、漏れ電流に応じたパラメータとに基づいて、二次側の二次側電流を決定し、
決定された二次側電流と基準電流とに応じて、第１のスイッチング回路を制御するための制御信号を導出するように適合されている。

それゆえ、２つの感知回路は、二次側での負荷感知を必要とすることなく、二次側電流の決定を提供することが可能であり、次いで、当該決定は、二次側電流、すなわち負荷電流を調整するための、フィードバック制御パラメータとして使用されることができる。

第１のスイッチング回路は、正の入力と負の入力との間の、一次側の一次側巻線の各側に直列の、同期された第１のトランジスタ及び第２のトランジスタを含んでもよく、第２のスイッチング回路は、正の入力と負の入力との間の、一次側巻線の各側に直列の、かつ入力供給部と直列の、第１のダイオード及び第２のダイオードを含み、それによりＨブリッジを形成しており、制御信号は、トランジスタに関するゲート又はベース駆動信号であり、フライバックコンバータは更に、
フライバックコンバータは、入力供給部を更に備え、入力供給部は、
正の入力と負の入力との間の入力コンデンサであって、第２のスイッチング回路が、入力コンデンサに漏れ電流が戻って流れることを可能にするように適合されており、入力コンデンサ（Ｃ_ｉｎ）が、時変電圧供給部に接続されるように適合されている、入力コンデンサを含む。

このアーキテクチャは、高効率、高電力密度、及び低動作電圧コンバータ設計である、より特定的なデュアルスイッチフライバックコンバータの回路を定義している。そのようなコンバータ設計は、典型的には、二次側調整を必要とするが、感知手法が、効果的な一次側調整を可能にする。

フライバックコンバータは、二次側と出力負荷接続部との間に、出力ダイオードを更に備えてもよく、当該出力ダイオードは、充電段階において誘導電力が負荷に流れることを阻止し、フリーホイール段階においては可能にするように適合されている。

この出力ダイオードは、フリーホイール段階の間に導通する。それゆえ、フリーホイール段階は、出力ダイオードが導通する期間として定義されてもよい。

第１の感知回路は、
第１のスイッチング回路及び一次側巻線と直列の、一次巻線電流感知抵抗器と、
一次側巻線を通るピーク電流を表す、一次巻線電流感知抵抗器の両端間のピーク電圧をサンプリングするための、サンプルホールド回路とを含み得る。

第１の感知回路は、ピーク一次側電流をサンプリングして、これを第１のフィードバックパラメータとして提供するが、これは、フリーホイール段階の時間又はフリーホイール段階の一部分の時間に応じてスケーリングされる。

好ましくは、コントローラは、上述の差に応じて、第１のスイッチング回路を制御するための制御信号（Ｖ_Ｃ）を導出するように適合されている。

第２の感知回路は、
フリーホイール段階における漏れ電流の振幅をパラメータとして感知するように適合されている、第２のスイッチング回路及び一次側巻線と直列の、フリーホイール電流感知抵抗器と、
フィルタと、
比較器であって、比較器の出力が第２の感知回路の出力として提供される、比較器とを含み得る。

比較器は、感知されたフリーホイール電流のスケーリング、並びにオフセットの加算を可能にする。それゆえ、加算器／増幅器／比較器として機能する。スケーリング及びオフセットは、感知された一次側電流を修正するために使用される場合に、二次側電流の正確な表現が得られるように選択される。

フィルタ出力は、例えば、フィルタ出力を基準と比較する比較器に提供され、比較器は、フィルタ出力に対する特定の利得を有する、フィードバックループを含む。

このようにして、第２の感知回路の出力は、二次側電流の推定をより正確にするように、一次側電流感知に追加的補償入力を提供するために使用される。

時間検出回路は、例えば、
一次側の漏れ電流がピーク値からゼロまで低下する、フリーホイール段階の、パラメータとしての第１の部分と、
フリーホイール段階のフリーホイール段階の、一次側の漏れ電流がゼロに低下してから、負荷への二次側電流がゼロに低下するまでの、第２の部分と、を検出するように適合されている。

それゆえ、ピーク一次側電流は、フィードバック制御入力として使用される。ピーク値は、フリーホイール段階の間にのみ使用される。フリーホイール段階の（一次側電流がゼロまで低下する間の、及び出力ダイオード電流がゼロまで低下する間の）期間を考慮することによって、補償が正確なものにされることができる。二次電流の正確な推定を提供することによって、フィードバック制御ループが確立されることができる。

コントローラは、検出された時間の部分に従って充電及び放電される、フィルタを含み得る。

コントローラは更に、
フリーホイール段階の、一次側の漏れ電流がゼロに低下してから、負荷への二次側電流がゼロに低下するまでの、第２の部分の間に、サンプリングされたピーク電圧をフィルタに供給するための、充電回路を含み得る。

これは、負荷への電流がゼロまで低下する間の、フリーホイール段階の部分である。

チョッパ回路は、更に、フリーホイール段階の当該部分以外の時間に、フィルタに接地信号を提供するためのものであってもよい。

このようにして、フリーホイール電流が流れている時間である導通期間に基づいて、一次側感知電流に対する修正が得られることができるため、フリーホイール電流自体が感知される必要はない。

チョッパ回路は、出力ダイオードが二次側から負荷に電流を導通させる一方で、第２のスイッチング回路のダイオードがもはや導通しておらず、すなわち、一次側フリーホイールが完了している期間である、単独出力ダイオード段階と見なされ得る期間にわたって、感知されたピーク一次電流をフィルタに提供する。

単独出力ダイオード段階の期間と組み合わされた、当該ピーク一次電流の処理はまた、二次電流の推定を（実際に測定することなく）可能にすることが示され得ることにより、フィードバック制御ループが確立され得る。

時間検出回路は、
ゼロ交差検出回路であって、時間検出回路が、ゼロ交差信号に従って期間を推測するためのものである、ゼロ交差検出回路、又は、
ゼロ交差信号を検出するためのゼロ交差検出回路と、第１のスイッチング回路に関するベース若しくはゲート駆動信号及び検出されたゼロ交差検出信号を入力として有する、期間を推測するためのラッチ回路とを含み得る。

ラッチの使用は、不連続動作モードにおいて誘発され得る共振に対して耐性を示し、誤トリガを防止する。

フライバックコンバータは、第１のスイッチング回路を制御するための制御信号が、二次側によって送達される出力電流を調整するためのものである、調整電流ドライバを備えてもよい。

本発明はまた、外部電源への接続のための入力部と、ＬＥＤ負荷への接続のための出力部とを備える、上記で定義されたようなフライバックコンバータを備えるＬＥＤドライバも提供する。

当該ドライバは、例えば、３０Ｗ〜３００Ｗの範囲の定格電力に関して、特に関心の対象となる。

本発明はまた、上記で定義されたようなＬＥＤドライバと、ＬＥＤドライバに接続されているＬＥＤ負荷とを備える、照明デバイスも提供する。

本発明のこれらの態様及び他の態様は、以降で説明される実施形態から明らかとなり、当該の実施形態を参照して解明されるであろう。

本発明のより良好な理解のために、及び、どのようにして本発明が遂行され得るかをより明確に示すために、次に、例としてのみ、添付図面が参照される。
既知のデュアルスイッチフライバックコンバータを示す。 一次側調整を使用する既知のシングルスイッチフライバックコンバータを示す。 二次側調整を使用する既知のシングルスイッチフライバックコンバータを示す。 フライバックコンバータに適用するための一次側感知回路の第１の実施例を示す。 回路動作が理解されることを可能にするパラメータを示すためのタイミング図である。 フライバックコンバータに適用するための一次側感知回路の第２の実施例を示す。 フライバックコンバータに適用するための一次側感知回路の第３の実施例を示す。 回路実装の一部として使用されてもよいラッチ回路を示す。

本発明が、図を参照して説明される。

詳細な説明及び特定の実施例は、装置、システム、及び方法の例示的実施形態を示すものであるが、単に例示目的に過ぎず、本発明の範囲を限定することを意図するものではない点を理解されたい。本発明の装置、システム、及び方法の、これら及び他の特徴、態様、及び利点は、以下の説明、添付の請求項、及び添付の図面から、より良好に理解されるであろう。これらの図は、概略的なものに過ぎず、縮尺通りに描かれていない点を理解されたい。また、同じ参照番号は、これらの図の全体を通して、同じ部分又は同様の部分を示すために使用されている点も理解されたい。

本発明は、一定の出力電流が必要とされる動作領域において、出力電流が一次側から調整されることが可能な、デュアルスイッチフライバックコンバータを提供する。出力電流は、一次巻線におけるピーク電流を、クランプダイオードにおける平均電流、又はクランプダイオードの導通持続時間で補償することによって、入力電圧及び出力電圧に関わりなく、常に調整される。

図１は、既知のデュアルスイッチフライバックトポロジを示す。当該回路は、トランジスタ１００及びダイオード１０１の第１の分岐と、トランジスタ１０２及びダイオード１０３の第２の分岐とを備える。これらの分岐は、変圧器１０４の一次側に接続している。変圧器の二次側は、出力ダイオード１０５を介して、コンデンサとして表されている負荷１０６に接続している。これらの分岐は、入力供給レール１０７、１０８間で並列に存在している。オプションの追加的インダクタ１０９が、変圧器の一次側巻線と直列に示されている。入力コンデンサＣ_ｉｎが、フリーホイール段階の間にダイオードを通って流れる電荷を受け取る。

トランジスタ１００とダイオード１０１との接合点は、変圧器１０４の一次側巻線の一方の端部に接続しており、トランジスタ１０２とダイオード１０３との接合点は、変圧器１０４の一次側巻線の他方の端部に接続している。それらは、対角方向のトランジスタ及びダイオードを有する、Ｈブリッジ回路を形成している。

それゆえ、変圧器の一次側は、入力供給部に接続するためのものであり、二次側は、負荷に接続するためのものである。トランジスタ１００、１０２は、充電段階において、入力供給部からの電力を一次側が蓄積することを可能にするように、及び、フリーホイール段階において、蓄積された電力の一部分を二次側が負荷に放出することを可能にするように適合されている、一次側の第１のスイッチング回路を実装している。

ダイオード１０１、１０３は、フリーホイール段階において、一次側の蓄積された電力の別の部分が、漏れ電流として、入力コンデンサＣ_ｉｎ上に蓄電されるために、入力供給部に戻って流れることを可能にするための、一次側の第２のスイッチング回路を実装している。

比較及び説明の目的のために、図２は、一次側調整を使用する、シングルスイッチフライバックコンバータを示す。単一のトランジスタ１１０及びダイオード１１１が存在している。ダイオード１１１は、レベルシフト回路１１５によって、トランジスタ１１０の電圧を供給よりも高いレベルにクランプする。

通常、図２に示されるようなシングルスイッチフライバックコンバータにおける一次側調整は、抵抗器１１７によって感知された一次巻線におけるピーク電流（又は、能動デバイス１１０におけるピーク電流）と、分圧器による補助巻線１１６上の誘起電圧から、ゼロ交差検出（zero crossing detection；ＺＣＤ）端子で感知された、出力ダイオード１０５の検出されたデューティサイクルとを利用して、平均出力電流を表す信号を導出する。

コントローラ１１８は、（補助巻線電圧のゼロ交差検出に基づく）検出されたデューティサイクルと、感知された一次側電流とに基づいて、単一のトランジスタ１１０を制御する。

シングルスイッチフライバックコンバータの一次巻線におけるピーク電流は、電力変圧器内での漏れインダクタンスの存在のために、二次巻線における反射ピーク電流とは明らかに同一ではない。このことは、導出された出力電流と実際の出力電流との間に、差異が存在することを意味する。制御システムの観点からは、フィードバック信号の感知においてオフセットが存在しているため、基準と制御出力との間に誤差が伴う。この誤差を排除するためには、特定の補償手段が、コントローラによって提供されなければならない。しかしながら、シングルスイッチフライバックコンバータにおいて感知される一次側電流は、二次側電流に対して一定の関係性を有することにより、補償を実施することは容易である。特に、フリーホイール段階において、一次巻線上の電圧は、変圧器の動作原理により、二次巻線上の電圧と比例しているため、漏れインダクタの減磁電圧は、負荷電圧とは無関係である。

一次側調整シングルスイッチフライバックコンバータの既存の実装形態では、一定の補償が一般に適用される。

完全性を期して、図３は、二次側調整手法を示す。コンバータは、一次側ブロック１２０及び二次側ブロック１２２として、単純に表されている。高電圧共通モード絶縁１２８が必要とされ、光トランスミッタ又は磁気トランスミッタによって実装されている。これは、感知抵抗器１２３にわたって感知された二次側電流の、隔離されたフィードバックを提供する。図示の実施例では、駆動回路１２４が、低電圧供給部１２９からフォトダイオード１２８を駆動する。フォトダイオードは、一次側のフォトトランジスタに光信号を提供する。

一次側調整の利点は、駆動回路１２４が必要ではなく、駆動回路用の低電圧電源１２９が簡略化される点である。更には、一次側に配置されていることにより、調整回路は、メインからのあらゆる情報（タイミング情報など）を、極めて単純に処理することが可能である。

臨界導通モード又は不連続モードで制御される場合、フライバックコンバータ（シングルスイッチ構成又はデュアルスイッチ構成のいずれか）は、本質的に、入力電圧及び出力電圧が一定である場合には、一定の線形制御を使用する電流源であり、このことは、特に、一定の出力電流が所望されるＬＥＤドライバ用途に関しては、回路の制御を実施することを、遥かに単純なものにする。

従来の（図２に示される）シングルスイッチフライバックコンバータと比較して、デュアルスイッチフライバックコンバータは、入力電力レール（１０７及び１０８）に限定された能動デバイスに対する電圧ストレスを有することにより、通常の電圧定格を有する低コストのデバイスが使用されることができる。本発明は、一次側における検出電流と二次側における制御電流との差を補償する、可変補正を実施することにより、コスト効率が高くロバストな一次側調整が、コンパクトで高効率かつ信頼性の高いデュアルスイッチフライバックコンバータに適用され得る。

デュアルスイッチフライバックの場合、漏れインダクタの減磁電圧は、（電力レール１０７と１０８との間の）入力電圧と反射負荷電圧との差である。負荷電圧は、特に、負荷が安定した順方向電圧を有するＬＥＤである場合には、依然として予測されることができるが、しかしながら、レール間及びコンデンサＣ_ｉｎ上の入力電圧は、経時的に変化しているドライバへの供給によって、より大きく決定される。それゆえ、最終的に一次巻線及び二次巻線におけるピーク電流の差に変換される、漏れインダクタの減磁時間は、コンバータ及び負荷とはより無関係の、入力電圧に強く依存する。一定の補償の場合、出力電流は、シングルスイッチフライバックコンバータにおいては負荷依存性であるが、同じ原理は、デュアルスイッチフライバックコンバータに関して適用可能とはならず、コンバータの負荷調整は改善される必要がある。

図４は、図１のデュアルスイッチフライバックコンバータと共に使用するための、一次側調整スキームを実装するための回路の第１の実施例を示す。

回路は、充電段階において一次側電流を感知するための、第１の感知回路４００を備える。この回路は、トランジスタ１００を通って流れる電流、またそれゆえ、一次側巻線を通って流れる電流を感知する。当然ながら、同じ電流がトランジスタ１０２を通って流れるため、感知は、電流経路に沿った任意の場所で実行されることができる。当該回路は、電流感知抵抗器２００（Ｒ_ｃｓｐ）を含む。

第２の感知回路４２０が、漏れ電流に応じたパラメータを導出するために使用される。第２の感知回路のこの実施例は、ダイオード１０３を通って流れる電流、またそれゆえ、減磁漏れ電流を感知する。当然ながら、同じ電流がダイオード１０１を通って流れるため、感知は、電流経路に沿った任意の場所で実行されることができる。当該回路は、電流感知抵抗器２０１（Ｒ_ｃｓｎ）と、感知された電流を処理するための回路とを含む。この実施例では、処理回路は、フィルタ２０２、２０３と、抵抗器２０４及び２０５を有する演算増幅器２０６とを含み、抵抗器は、演算増幅器２０６に関する利得調節／フィードバック補償機能を提供する。

コントローラ２１０は、第１の感知回路４００及び第２の感知回路４２０の出力に応じて、トランジスタ１００、１０２（すなわち、第１のスイッチング回路）を制御するための制御信号Ｖ_Ｃを導出するために使用される。コントローラ２１０は、出力信号を調整する、２つの演算相互コンダクタンス増幅器（operational transconductance amplifier；ＯＴＡ）２１１、２１２として実装されている。

コントローラ２１０と感知回路との境界は、多少恣意的であり、説明目的のためにのみ使用されている点に留意されたい。実際には、感知機能と処理機能との組み合わせを提供する、１つの全体回路が存在する。

２つのＯＴＡの出力電流の差は、位相補償ネットワーク上で統合される（実施形態では、位相補償は、単一のコンデンサ２２０によって実行される）。コンデンサ２２０に対して、ＯＴＡ２１１の出力は正の充電電流であり、ＯＴＡ２１２の出力は負の放電電流である点に留意されたい。次いで、能動デバイス１００及び１０２のオン時間を制御すると共に、漏れ電流誤差を補償する、制御電圧Ｖ_ｃが生成される。このようにして、ダイオード１０３における平均電流が、漏れ電流誤差を補償するために使用される。コントローラ２１０は、フライバックコンバータ用の一次側電流調整制御ＩＣの、典型的な構造である。それゆえ、本発明は、そのようなＩＣが適用可能な、あらゆる条件において使用されてもよい。それゆえ、この回路を採用するフライバックコンバータは、一次側変圧器電流と、（漏れインダクタンスの減磁の間に生じる電流である）漏れ電流との、２つの一次側感知手法を利用する。このようにして、一次側感知は、より正確に二次側の電流を決定することが可能であり、それにより、二次側の出力電流の、改善された一次側調整を提供することが可能となる。第２の感知回路４２０は、より効果的な一次側電流調整を可能にするために、一次側電流感知に対する可変補償を提供する。制御電圧Ｖ_ｃが増大する場合、漏れ電流が増大していることにより二次電流が十分ではないことを意味しており、電流調整回路は、より多くのエネルギーが二次側に送達されることができるように、フライバックコンバータのデューティサイクル（充電段階の持続時間）を増大させてもよく、そうではない場合には、デューティサイクルは低減されることができる。

図４の実施例は、感知されたクランプダイオード１０３の平均電流に基づいて、漏れ電流を補償することに基づく。

第１の感知回路４００は、スイッチ２１６とコンデンサ２１５との、サンプルホールド構造を含む。オプションとして、増幅器によって利得が印加されてもよく、バッファが設けられてもよい。保持された信号は、以下で説明されるように、特定の時間間隔の間にＲＣフィルタ２１３に出力を印加する、チョッピングスイッチ２１４に印加される。出力は、コントローラ２１０のＯＴＡ２１２に提供される。

第２の感知回路４２０は、感知されたクランプダイオード１０３の電流信号を受信する、ＲＣフィルタ２０２、２０３を含む。フィルタリングされた信号は、加算及びスケーリング機能を実行する増幅器２０６に印加される。増幅器は、基準信号「基準」に信号を加算する。このことは、補正された基準信号をもたらすものであり、次いで、補正された基準信号は、増幅器２０６の出力における補償信号を設定し、次いで、コントローラ２１０の第１のＯＴＡ２１１に補償信号が印加される。それゆえ、第１の感知回路４００からの感知電流は、コントローラによって、漏れ電流に応じた基準と比較される。

コントローラ２１０は、それゆえ、当該漏れ電流を補償する、電力コンバータに関する制御電圧Ｖ_Ｃを生成する。この制御電圧は、コンデンサ２２０上に保持される。

ここで、図４の回路の動作が、より詳細に説明される。以下の表１に示されている定義が使用され、そのうちの一部が図５に示されている。図５では、一次側電流が、プロット５００として示されている。（クランプダイオード１０１、１０３を通って流れる）漏れ電流は、プロット５０２として示されている。二次側電流が、プロット５０４として示されている。

回路は、時間間隔ｔ_２〜ｔ_３の間に「単独出力ダイオード段階」にあるとして定義されてもよい。

いずれの実際の変圧器も、カンチレバーモデルに従ってモデル化されることができるため、巻数比は、物理的巻数の比ではなく、カンチレバーモデルにおける等価巻数比であると見なされてもよい。

図５の基本的ジオメトリから、以下の通りとなる：

これは、以下のように書き換えられることができる：

式中、Ｔ_ｓｗ＝ｔ_３−ｔ_１＋Ｔ_ｒｅｓであり、Ｔ_ｒｅｓは疑似共振時間である。

時間ｔ_３の後、コンバータは、能動デバイス（１００、１０２）及び出力ダイオード１０５の双方がオフである、いわゆる「疑似共振」時間に入る。臨界導通モード（critical-conduction mode；ＣＲＭ）では、Ｔ_ｒｅｓ状態はｔ_３＋Ｔ'_ｒｅｓで終了し、Ｔ'_ｒｅｓは、下位の能動デバイス上の電圧が、正弦曲線の谷に沿って周回（共振）する、実際の疑似共振時間である。不連続モード（discontinuous mode；ＤＣＭ）では、下位デバイス上の電圧が、当該谷に到達した後、次のサイクルが開始する前に、別の制御遅延（Ｔ_{ｄｅｌａｙ}）が存在する。それゆえ、本発明者らの条件において、Ｔ_ｒｅｓは、ＣＲＭ及びＤＣＭの双方に関して、Ｔ_ｒｅｓ＝Ｔ'_ｒｅｓ＋Ｔ_{ｄｅｌａｙ}によって定義される。

当該等式の左辺は、反射出力電流Ｉ_ｏｕｔである。

それゆえ、２Ｔ_ｓｗによる除算の目的は、等式の左辺が出力電流Ｉ_ｏｕｔに等しくなることであり、これが、電流調整ドライバにおいて制御されることになるパラメータである。右辺の第２項は、クランプダイオードにおける平均電流Ｉ_ｄｃｈである。

基準信号Ｖ_ｒｅｆ＝Ｉ_ｏｕｔ・Ｒ_{ｓｃａｌｅ}とし、式中Ｒ_{ｓｃａｌｅ}は、用途に従った任意のトランス抵抗である。これは、先の等式が以下によって置き換えられることができることを意味する：

これは、以下のように再構成されることができる：

それゆえ、Ｖ_ｒｅｆのレベルは、所望の出力電流にスケーリング抵抗Ｒ_{ｓｃａｌｅ}を乗じたものと等しくなるように選択される。それゆえ、Ｖ_ｒｅｆは、出力電流Ｉ_ｏｕｔを設定するために使用される制御入力である。

特に、この基準信号Ｖ_ｒｅｆは、それゆえ、所望の出力電流Ｉ_ｏｕｔの直接的な表現である。一次側調整は、好適な値のＶ_ｒｅｆを適用することによって、この出力電流を設定するために使用される。

この最後の等式は、図４の回路によって実施される。

第１の感知回路４００は、抵抗Ｒ_ｃｓｐを通って流れるピーク電流に基づく電圧がサンプリングされ、コンデンサ２１５上に蓄電されるという点において、Ｉ_ｐｐｋ×Ｒ_ｃｓｐの電流感知電圧を提供する。チョッパは、期間０〜ｔ_３の間にのみフィルタに出力を印加することによって、係数ｔ_３／Ｔ_ｓｗを適用する。

Ｉ_ｄｃｈＲ_ｃｓｎは、ダイオード１０３における平均電流を表す電圧であり、それゆえ、当該基準信号は、オペアンプ（図４の２０６）の非反転入力ポートに到達する前に、抵抗分割器によってＲ_ｃｓｎ／Ｒ_{ｓｃａｌｅ}に予めスケーリングされるべきであり、増幅器２０６の利得は、２Ｒ_ｃｓｐ／Ｒ_ｃｓｎとするべきである。

平均化は、フィルタ２０２、２０３によって実施される。増幅器２０６は、Ｒ_ｃｓｎ／Ｒ_{ｓｃａｌｅ}の利得、並びに、上記の等式におけるＶ_ｒｅｆに基づく項の加算を実施する。

コントローラ２１０は、このようにして、２つの入力を等しくするように制御電圧Ｖ_Ｃを調整する。それゆえ、フィードバック制御の効果は、２つの入力が等しくなるように、すなわち、上記の等式が満たされるように、制御電圧Ｖ_Ｃを供給することである。

図６は、図４の回路の個別の実装形態を示す。第２のセンサ回路４２０は同じである。

第１のセンサ回路４００では、サンプルホールド機能は、２つのＮＰＮトランジスタを含む電流ミラー６００によって実装されている。トランジスタ１００におけるピーク電流は、第１のフィルタ回路Ｃ_１及びＲ_１上に保持される。

チョッパは、ゼロ交差検出信号ＺＣＤの形態の基準入力を有する、比較器６０２によって実装されている。信号ＺＣＤは、変圧器の二次巻線上の電圧と同じ位相を有し、例えば、図２に示されるような補助巻線から導出される。

出力ダイオード１０５が導通すると、比較器６０２は、出力抵抗器Ｒ_５ａを接地に引き込み、次いで、ピーク保持電流が、演算増幅器６０４の出力に増幅される。他の条件においては、比較器６０２の出力は、オープンドレイン構成にあり、増幅器６０４の出力はローである。チョッピングされた信号は、第２のフィルタ回路Ｒ_２及びＣ_２上で平均化され、出力Ｖ_Ｃが、演算増幅器６０６によって生成される。

図４及び図６の実施例は、クランプダイオードにおける平均電流を監視することに基づく。しかしながら、クランプダイオードにおける平均電流は、一次側調整を実施するための必須の入力ではない。

その代わりに、クランプダイオードの導通持続時間が使用されることができる。

以下によるものである：

反射出力電流は、以下によって見出される：

図７は、クランプダイオード電流の電流監視の必要性を回避し、その代わりに上記の等式に基づく、代替的実装形態を示す。

図４の回路と同様に、トランジスタ１００（またそれゆえ、１０２）を通る電流が、電流感知抵抗器２００（Ｒ_ｃｓｐ）を使用して測定される。ピーク電流が、この場合もまたサンプリングされ、スイッチ２１６及びコンデンサ２１５によって保持される。

第２の感知回路４２０が、この場合もまた、漏れ電流に応じたパラメータを導出する。しかしながら、これは、電流を測定することを伴わず、タイミング情報を取得することを伴う。特に、タイミング瞬間ｔ_２及びｔ_３が、漏れ電流に応じたパラメータとして使用される。

一般には、フリーホイール段階（０〜ｔ_３）に関連する期間を検出するように適合されている時間検出回路が存在し、このことはまた、図４及び図６の回路にも適用される。図６の回路に関しては、時間検出回路（第２の感知回路４２０の一部であると見なされてもよいもの）は、一次側の漏れ電流がピーク値からゼロまで低下する、フリーホイール段階（０〜ｔ_３）の第１の部分（０〜ｔ_２）を検出するように適合されている。これは、漏れ電流に応じたパラメータとしての機能を果たす。フリーホイール段階（０〜ｔ_３）の、一次側の漏れ電流がゼロに低下してから、負荷への二次側電流がゼロに低下するまでの、第２の部分（ｔ_２〜ｔ_３）もまた検出される。

図７の回路は、第１の感知回路４００の出力を、電圧出力Ｖ_２１４を有する出力フィルタ２１４への入力に結合するための、第１の（ハイサイド）スイッチ２３２を備える。第２の（ローサイド）スイッチ２３３が、出力フィルタ２１４への入力を、接地に結合するために設けられている。

ｔ_２＜ｔ＜ｔ_３の場合に、スイッチ２３２がオンになり、スイッチ２３３がオフになり（条件２３０）、そうではない場合には、スイッチ２３３がオンになり、スイッチ２３２がオフになる（条件２３１）。

このようにして、平均出力電流を表す信号Ｖ_２１４が、ＲＣフィルタ２１４上に生成される。フィードバック構造２３５を有する増幅器２３４が、制御電圧Ｖ_Ｃを生成する。制御電圧Ｖ_Ｃが高いほど、二次電流が低いことを意味しており、電流調整回路は、より多くのエネルギーが二次側に送達されることができるように、フライバックコンバータのデューティサイクル（充電段階の持続時間）を増大させてもよく、そうではない場合には、デューティサイクルは低減されることができる。

図７の回路に関しては、ＲＣフィルタ２１４上の平均電圧の以下の等式が成り立つ：

この等式を解くと、以下が導かれる：

それゆえ、以下となる：

このようにして、平均出力電流を表す信号が、ＲＣフィルタ２１４上に構築される。これは、クランプダイオードの導通時間間隔を決定することに基づく。

上記の２つの実装形態では、ダイオード段階（いずれかのダイオードが導通している時間の間隔）を示す信号が存在しなければならない。臨界導通モードで稼働するデュアルスイッチフライバックコンバータに関しては、ゼロ交差検出（ＺＣＤ）信号を使用することが合理的である。

共振段階が含まれている不連続モードでは、不要な等価ＺＣＤ信号が共振段階において生成される場合が多く、これは、チョッパ回路を誤トリガする恐れがある。このことはまた、より高いフィードバック信号と、より低い制御された出力電流とをもたらす。

図８に示されるような、Ｓ−Ｒラッチなどのメモリデバイスを導入することによって、改善が得られてもよい。「設定」入力が、ローサイドゲート駆動の立ち下がりエッジによってトリガされ、その一方、「再設定」入力が、ゼロ交差「ＺＣＤ」信号の立ち下がりエッジによってトリガされる。

本発明は、集積回路の内部に、又は個別的に実装されることができる。

本発明は、例えば、屋内及び屋外の双方のＬＥＤ照明用途のための、３０〜３００Ｗの駆動電力範囲を有する中級から最上級のＬＥＤドライバ製品において使用するための、デュアルスイッチフライバックプラットフォームに関して、特に関心の対象となる。

図面、本開示、及び添付の請求項の検討によって、開示される実施形態に対する変形形態が、当業者によって理解されることができ、また、特許請求される発明を実施する際に実行されることができる。請求項では、単語「備える（comprising）」は、他の要素又はステップを排除するものではなく、不定冠詞「１つの（a）」又は「１つの（an）」は、複数を排除するものではない。単一のプロセッサ又は他のユニットが、請求項において列挙される、いくつかの項目の機能を果たすことができる。特定の手段が、互いに異なる従属請求項内に列挙されているという単なる事実は、これらの手段の組み合わせが、有利に使用され得ないことを示すものではない。コンピュータプログラムは、他のハードウェアと共に、又は他のハードウェアの一部として供給される、光学記憶媒体又は固体媒体などの、好適な媒体上に記憶／分散されてもよいが、また、インターネット、又は他の有線若しくは無線の電気通信システムなどを介して、他の形態で分散されてもよい。請求項中のいかなる参照符号も、範囲を限定するものとして解釈されるべきではない。

Claims (15)

1. 二次側の出力電流の一次側調整を備えるフライバックコンバータであって、
   入力供給部に接続するための一次側、及び負荷に接続するための二次側を含む、変圧器と、
   充電段階において、前記入力供給部からの電力を前記一次側が蓄積することを可能にするように、及び、フリーホイール段階において、蓄積された前記電力の一部分を前記二次側が前記負荷に放出することを可能にするように適合されている、前記一次側の第１のスイッチング回路と、
   前記充電段階において前記一次側電流を感知するための、第１の感知回路と、
   前記フリーホイール段階において、前記一次側の蓄積された電力の別の部分が、漏れ電流として前記入力供給部に戻るよう流れることを可能にするための、前記一次側の第２のスイッチング回路と、
   前記漏れ電流に応じたパラメータを導出するための、第２の感知回路と、
   前記第１の感知回路及び前記第２の感知回路の出力に応じて、前記第１のスイッチング回路を制御するための制御信号を導出するための、コントローラと、を備え、
   前記フライバックコンバータは、前記フリーホイール段階の期間を検出するように適合されている時間検出回路を更に備え、前記コントローラが、前記フリーホイール段階の前記期間にわたって一次巻線におけるピーク電流から放出された総電荷と、前記フリーホイール段階において前記漏れ電流によって放出された電荷との差を算出するように適合されており、前記差が、前記二次側電流を表しており、前記コントローラが、前記差に従って前記制御信号を導出するように適合されている、フライバックコンバータ。
2. 前記コントローラが、
   感知された前記一次側電流と、前記漏れ電流に応じた前記パラメータとに基づいて、前記二次側の二次側電流を決定し、
   決定された前記二次側電流と基準電流とに応じて、前記第１のスイッチング回路を制御するための前記制御信号を導出するように適合されている、請求項１に記載のフライバックコンバータ。
3. 前記第１のスイッチング回路が、正の入力と負の入力との間の、前記一次側の一次側巻線の各側に直列の、同期された第１のトランジスタ及び第２のトランジスタを含み、前記第２のスイッチング回路が、正の入力と負の入力との間の、前記一次側巻線の各側に直列の、かつ前記入力供給部と直列の、第１のダイオード及び第２のダイオードを含み、それによりＨブリッジを形成しており、前記制御信号が、前記トランジスタのためのゲート又はベース駆動信号であり、
   前記フライバックコンバータは、前記入力供給部を更に備え、前記入力供給部が、
   前記正の入力と前記負の入力との間の入力コンデンサであって、前記第２のスイッチング回路が、前記漏れ電流が前記入力コンデンサに戻るよう流れることを可能にするように適合されており、前記入力コンデンサが、時変電圧供給部に接続されるように適合されている、入力コンデンサを含む、請求項１又は２に記載のフライバックコンバータ。
4. 前記二次側と出力負荷接続部との間に、出力ダイオードを更に備え、前記出力ダイオードが、前記充電段階においては誘導電力が前記負荷に流れることを阻止し、前記フリーホイール段階においては誘導電力が前記負荷に流れることを可能にするように適合されている、請求項１乃至３のいずれか一項に記載のフライバックコンバータ。
5. 前記第１の感知回路が、
   前記第１のスイッチング回路及び前記一次側巻線と直列の、一次巻線電流感知抵抗器と、
   前記一次側巻線を通る前記ピーク電流に対応する、前記一次巻線電流感知抵抗器の両端のピーク電圧をサンプリングするための、サンプルホールド回路と、を含む、請求項１乃至４のいずれか一項に記載のフライバックコンバータ。
6. 前記コントローラが、前記差に応じて、前記第１のスイッチング回路を制御するための前記制御信号を導出するように適合されている、請求項５に記載のフライバックコンバータ。
7. 前記第２の感知回路が、
   前記フリーホイール段階における前記漏れ電流の振幅を前記パラメータとして感知するように適合されている、前記第２のスイッチング回路及び前記一次側巻線と直列の、フリーホイール電流感知抵抗器と、
   フィルタと、
   比較器であって、前記比較器の出力が前記第２の感知回路の前記出力として供給される、比較器と、を含む、請求項１に記載のフライバックコンバータ。
8. フィルタ出力が、前記フィルタ出力を基準と比較する前記比較器に供給され、前記比較器が、前記フィルタ出力に対する特定の利得を有する、フィードバックループを含む、請求項７に記載のフライバックコンバータ。
9. 前記時間検出回路が、
   前記フリーホイール段階の第１の部分であって、前記第１の部分の間に、前記一次側の前記漏れ電流がピーク値からゼロまで低下する第１の部分を、前記パラメータとして検出すると共に、
   前記フリーホイール段階の第２の部分であって、前記一次側の前記漏れ電流がゼロに低下してから、前記負荷への前記二次側電流がゼロに低下するまでの第２の部分を検出するように適合されている、請求項１に記載のフライバックコンバータ。
10. 前記コントローラが、検出された時間の前記部分に従って充電及び放電される、フィルタを含む、請求項９に記載のフライバックコンバータ。
11. 前記コントローラが、
    前記フリーホイール段階の第２の部分であって、前記一次側の前記漏れ電流がゼロに低下してから、前記負荷への前記二次側電流がゼロに低下するまでの第２の部分の間、前記フィルタを充電するように、サンプリングされた前記ピーク電圧を供給するための、充電回路を更に含む、請求項１０に記載のフライバックコンバータ。
12. チョッパ回路が更に、前記フリーホイール段階の前記第２の部分以外の時間に、前記フィルタを放電させるように接地信号を供給するためのものである、請求項１１に記載のフライバックコンバータ。
13. 前記時間検出回路が、ゼロ交差検出回路を含み、前記時間検出回路が、ゼロ交差信号に従って前記期間を推測するためのものである、又は、
    前記時間検出回路が、前記ゼロ交差信号を検出するためのゼロ交差検出回路と、前記第１のスイッチング回路のためのベース若しくはゲート駆動信号及び検出されたゼロ交差検出信号を入力として有する、前記期間を推測するためのラッチ回路とを含む、請求項７に記載のフライバックコンバータ。
14. 外部電源への接続のための入力部と、ＬＥＤ負荷への接続のための出力部とを備える、請求項１乃至１３のいずれか一項に記載のフライバックコンバータを備える、ＬＥＤドライバ。
15. 請求項１４に記載のＬＥＤドライバと、前記ＬＥＤドライバに接続されている前記ＬＥＤ負荷とを備える、照明デバイス。

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